JP7276188B2 - 永久磁石電動機の制御装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石電動機の制御装置及び制御方法に関する。

特許文献１は、モータ定数の自動計測技術に関する同期モータの制御装置を開示している。同期モータの制御装置は、電流制御手段と、電流検出部と、２軸電流変換手段と、同定手段と、を有している。

電流制御手段は、電流指令に検出電流が追従するように、電流指令と検出電流との偏差に対応した電圧指令を演算し、出力する。電流検出部は、電圧指令を反映した３相交流電圧が与えられる同期モータの相電流を検出する。２軸電流変換手段は、電流検出部によって検出された相電流をｄ－ｑ回転座標上の検出電流ｉｄ、ｉｑに変換する。

同定手段は、同期モータのモータ定数を同定するものであり、次の（Ａ）～（Ｃ）の各手段を有している。
（Ａ）モータ定数を同定する処理の開始に応じて、同期モータの回転子を所定位置に引き込むとともに、ｄ軸に所定の直流電流指令ｉｄ＊を設定し、ｑ軸の電流指令ｉｑ＊をゼロに設定し、処理の実行期間中はそれらの電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を保持する手段。
（Ｂ）直流電流指令ｉｄ＊または直流電流指令ｉｄ＊と検出電流ｉｄとの偏差にモータ定数を同定するためのｄ軸同定信号ｉｄＭ＊を重畳し、電流指令ｉｑ＊または電流指令ｉｑ＊と検出電流ｉｑとの偏差にｑ軸同定信号ｉｑＭ＊を重畳するとともに、それら同定信号ｉｄＭ＊、ｉｑＭ＊が重畳された電流指令を電流制御手段に与える手段。
（Ｃ）電流制御手段の出力である電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に基づく電圧情報と、検出電流ｉｄ、ｉｑに基づく電流情報と、回転子の静止位置に基づく位置情報とを用いて、同期モータと当該制御装置を含む系のモデルに含まれるパラメータを逐次推定し、推定されたパラメータからｄ軸およびｑ軸に関するモータ定数を求める手段。

特開２００８－１８２８８１号公報

しかしながら、特許文献１の同期モータの制御装置は、同定手段がモータ定数を求めるのに際し、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑの逐次同定が必須であるため、当該逐次同定ひいてはモータ定数の算出の煩雑化と精度悪化と長時間化を招くおそれがある。また、特許文献１の同期モータの制御装置は、モータ定数を同定するためのｄ軸同定信号ｉｄＭ＊とｑ軸同定信号ｉｑＭ＊として、例えば、定格電流の１％程度の大きさ（振幅）を持つＭ系列信号（２値信号）を用いているため、やはり、モータ定数の算出の煩雑化と精度悪化と長時間化を招くおそれがある。

本発明は、以上の問題意識に基づいてなされたものであり、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを好適に算出することができる永久磁石電動機の制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。

本実施形態の永久磁石電動機の制御装置は、永久磁石電動機の停止状態で、ｄ軸電流としてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流をゼロとした場合のｄ軸電圧、ｄ軸正弦波の振幅、ｄ軸正弦波の周波数、ｄ軸正弦波のオフセット電流を用いた電圧方程式からｄ軸インダクタンスを算出するｄ軸インダクタンス算出部と、永久磁石電動機の停止状態で、ｑ軸電流としてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流としてトルクゼロ電流を与えた場合のｑ軸電圧、ｑ軸正弦波の振幅、ｑ軸正弦波の周波数、ｄ軸電流としてのトルクゼロ電流を用いた電圧方程式からｑ軸インダクタンスを算出するｑ軸インダクタンス算出部と、を有することを特徴とする。

本実施形態の永久磁石電動機の制御方法は、永久磁石電動機の停止状態で、ｄ軸電流としてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流をゼロとした場合のｄ軸電圧、ｄ軸正弦波の振幅、ｄ軸正弦波の周波数、ｄ軸正弦波のオフセット電流を用いた電圧方程式からｄ軸インダクタンスを算出するｄ軸インダクタンス算出ステップと、永久磁石電動機の停止状態で、ｑ軸電流としてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流としてトルクゼロ電流を与えた場合のｑ軸電圧、ｑ軸正弦波の振幅、ｑ軸正弦波の周波数、ｄ軸電流としてのトルクゼロ電流を用いた電圧方程式からｑ軸インダクタンスを算出するｑ軸インダクタンス算出ステップと、を有することを特徴とする。

これにより、永久磁石電動機の停止状態でｄ軸電流とｑ軸電流（ｄ軸正弦波、ｑ軸正弦波、トルクゼロ電流、オフセット電流）を与えたときの各種パラメータに基づいて、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスを好適に算出することができる。

前記ｄ軸電流としての前記トルクゼロ電流は、前記ｄ軸正弦波の前記オフセット電流であってもよい。

これにより、トルクゼロ電流とオフセット電流を別々に設定することなく共通化できるので、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスの算出を容易化することができる。

前記ｄ軸インダクタンス算出部は（前記ｄ軸インダクタンス算出ステップでは）、前記ｄ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、前記電圧方程式において、前記ｄ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視してもよい。

これにより、電圧方程式において、極めて小さいｄ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視することで、ｄ軸インダクタンスの算出を容易化することができる。

前記ｑ軸インダクタンス算出部は（前記ｑ軸インダクタンス算出ステップでは）、前記ｑ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、前記電圧方程式において、前記ｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視してもよい。

これにより、電圧方程式において、極めて小さいｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視することで、ｑ軸インダクタンスの算出を容易化することができる。

本発明によれば、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを好適に算出することができる永久磁石電動機の制御装置及び制御方法を提供することができる。

実施形態の永久磁石電動機の制御装置の一例を示す図である。 電流制御部のｄ軸インダクタンス算出部とｑ軸インダクタンス算出部の構成を示す機能ブロック図である。

以下、図面に基づいて実施形態について詳細を説明する。

図１は、実施形態の永久磁石電動機の制御装置の一例を示す図である。永久磁石電動機としては、例えば、ＰＭ（Permanent Magnet）モータとしての埋込永久磁石型同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）を用いることができる。

図１に示す制御装置１は、例えば、電動フォークリフトやプラグインハイブリッド車などの車両に搭載される永久磁石電動機（以下、単に「電動機」と呼ぶことがある）Ｍを駆動するための制御装置であって、インバータ回路２と、制御回路３とを備える。なお、電動機Ｍは、回転子の位相θ（電気角）を検出し、その検出した位相θを制御回路３に出力する電気角検出部Ｓｐ（レゾルバなど）を備えているものとする。

インバータ回路２は、電源Ｐから供給される直流電力を交流電力に変換して電動機Ｍを駆動するものであって、電圧センサＳｖと、コンデンサＣと、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６（ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）など）と、電流センサＳｉ１、Ｓｉ２とを備える。すなわち、コンデンサＣの一方端が電源Ｐの正極端子及びスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５の各コレクタ端子に接続され、コンデンサＣの他方端が電源Ｐの負極端子及びスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ６の各エミッタ端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ２のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｉ１を介して電動機ＭのＵ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ３のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ４のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｉ２を介して電動機ＭのＶ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ５のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ６のコレクタ端子との接続点は電動機ＭのＷ相の入力端子に接続されている。なお、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６を特に区別しない場合、単に、スイッチング素子ＳＷとする。

電圧センサＳｖは、電源Ｐの電圧Ｖｉｎを検出し、その検出した電圧Ｖｉｎを制御回路３に送る。

コンデンサＣは、電圧Ｖｉｎを平滑する。

スイッチング素子ＳＷ１は、制御回路３から出力されるパルス幅変調信号Ｓ１がハイレベルであるときオンし、パルス幅変調信号Ｓ１がローレベルであるときオフする。スイッチング素子ＳＷ２は、制御回路３から出力されるパルス幅変調信号Ｓ２がハイレベルであるときオンし、パルス幅変調信号Ｓ２がローレベルであるときオフする。スイッチング素子ＳＷ３は、制御回路３から出力されるパルス幅変調信号Ｓ３がハイレベルであるときオンし、パルス幅変調信号Ｓ３がローレベルであるときオフする。スイッチング素子ＳＷ４は、制御回路３から出力されるパルス幅変調信号Ｓ４がハイレベルであるときオンし、パルス幅変調信号Ｓ４がローレベルであるときオフする。スイッチング素子ＳＷ５は、制御回路３から出力されるパルス幅変調信号Ｓ５がハイレベルであるときオンし、パルス幅変調信号Ｓ５がローレベルであるときオフする。スイッチング素子ＳＷ６は、制御回路３から出力されるパルス幅変調信号Ｓ６がハイレベルであるときオンし、パルス幅変調信号Ｓ６がローレベルであるときオフする。なお、搬送波は、三角波、ノコギリ波（鋸歯状波）、逆ノコギリ波などとする。また、パルス幅変調信号Ｓ１～Ｓ６を特に区別しない場合、単に、パルス幅変調信号Ｓとする。

スイッチング素子Ｓｗ１～ＳＷ６がそれぞれオン、オフすることで、電源Ｐから出力される直流の電圧Ｖｉｎが、互いに位相が１２０度ずつ異なる交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換される。そして、交流電圧Ｖｕが電動機ＭのＵ相の入力端子に印加され、交流電圧Ｖｖが電動機ＭのＶ相の入力端子に印加され、交流電圧Ｖｗが電動機ＭのＷ相の入力端子に印加されることで、電動機Ｍに互いに位相が１２０度ずつ異なる交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れ、電動機Ｍの回転子が回転する。

電流センサＳｉ１は、ホール素子やシャント抵抗などにより構成され、電動機ＭのＵ相に流れる交流電流Ｉｕを検出して制御回路３に出力する。また、電流センサＳｉ２は、ホール素子やシャント抵抗などにより構成され、電動機ＭのＶ相に流れる交流電流Ｉｖを検出して制御回路３に出力する。

制御回路３は、ドライブ回路４と、演算部５と、記憶部６とを備える。なお、記憶部６は、ＲＡＭ（Random Access Memory）またはＲＯＭ（Read Only Memory）などにより構成され、後述する、電動機Ｍの回転数ωと電動機Ｍのトルクとが互いに対応付けられている情報Ｄ１、電動機Ｍのトルクとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが互いに対応付けられている情報Ｄ２などを記憶しているものとする。

ドライブ回路４は、ＩＣ（Integrated Circuit）などにより構成され、演算部５から出力されるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊と搬送波の周波数ｆとを比較し、その比較結果に応じたパルス幅変調信号Ｓ１～Ｓ６をスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のそれぞれのゲート端子に出力する。なお、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊を特に区別しない場合、単に、電圧指令値Ｖ＊とする。

演算部５は、マイクロコンピュータなどにより構成され、回転数演算部７と、減算部８と、トルク制御部９と、トルク／電流指令値変換部１０と、座標変換部１１と、減算部１２と、減算部１３と、電流制御部１４と、座標変換部１５とを備える。例えば、マイクロコンピュータが記憶部６に記憶されているプログラムを実行することにより、回転数演算部７、減算部８、トルク制御部９、トルク／電流指令値変換部１０、座標変換部１１、減算部１２、減算部１３、電流制御部１４、及び座標変換部１５が実現される。

回転数演算部７は、電気角検出部Ｓｐにより検出される位相θを用いて、電動機Ｍの回転数ωを演算する。例えば、回転数演算部７は、位相θを所定時間（演算部５の動作クロックなど）で除算することにより回転数ωを求める。

減算部８は、外部から入力される回転数指令値ω＊と回転数演算部７から出力される回転数ωとの差Δωを算出する。

トルク制御部９は、減算部８から出力される差Δωを用いて、トルク指令値Ｔ＊を求める。例えば、トルク制御部９は、記憶部６に記憶されている、電動機Ｍの回転数ωと電動機Ｍのトルクとが互いに対応付けられている情報Ｄ１を参照して、差Δωに相当する回転数ωに対応するトルクを、トルク指令値Ｔ＊として求める。

トルク／電流指令値変換部１０は、トルク制御部９から出力されるトルク指令値Ｔ＊を、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。例えば、トルク／電流指令値変換部１０は、記憶部６に記憶されている、電動機Ｍのトルクとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが互いに対応付けられている情報Ｄ２を参照して、トルク指令値Ｔ＊に相当するトルクに対応するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。

座標変換部１１は、電流センサＳｉ１により検出される交流電流Ｉｕ及び電流センサＳｉ２により検出される交流電流Ｉｖを用いて、電動機ＭのＷ相に流れる交流電流Ｉｗを求める。なお、電流センサＳｉ１、Ｓｉ２により検出される電流は、交流電流Ｉｕ、Ｉｖの組み合わせに限定されず、交流電流Ｉｖ、Ｉｗの組み合わせ、または、交流電流Ｉｕ、Ｉｗの組み合わせでもよい。電流センサＳｉ１、Ｓｉ２により交流電流Ｉｖ、Ｉｗが検出される場合、座標変換部１１は、交流電流Ｉｖ、Ｉｗを用いて、交流電流Ｉｕを求める。また、電流センサＳｉ１、Ｓｉ２により交流電流Ｉｕ、Ｉｗが検出される場合、座標変換部１１は、交流電流Ｉｕ、Ｉｗを用いて、交流電流Ｉｖを求める。

また、座標変換部１１は、電気角検出部Ｓｐにより検出される位相θを用いて、交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ（弱め界磁を発生させるための電流成分）及びｑ軸電流Ｉｑ（トルクを発生させるための電流成分）に変換する。例えば、座標変換部１１は、下記式１に示す変換行列Ｃ１を用いて、交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。

なお、インバータ回路２において、電流センサＳｉ１、Ｓｉ２の他に、電動機ＭのＷ相に流れる交流電流Ｉｗを検出する電流センサＳｉ３をさらに備える場合、座標変換部１１は、電気角検出部Ｓｐにより検出される位相θを用いて、電流センサＳｉ１～Ｓｉ３により検出される交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換するように構成してもよい。

減算部１２は、トルク／電流指令値変換部１０から出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、座標変換部１１から出力されるｄ軸電流Ｉｄとの差ΔＩｄを算出する。

減算部１３は、トルク／電流指令値変換部１０から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、座標変換部１１から出力されるｑ軸電流Ｉｑとの差ΔＩｑを算出する。

電流制御部１４は、減算部１２から出力される差ΔＩｄ及び減算部１３から出力される差ΔＩｑを用いたＰＩ（Proportional Integral）制御により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。例えば、電流制御部１４は、下記式２を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出するとともに、下記式３を用いてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。なお、ＫｐはＰＩ制御の比例項の定数とし、ＫｉはＰＩ制御の積分項の定数とし、Ｌｑは電動機Ｍを構成するコイルのｑ軸インダクタンスとし、Ｌｄは電動機Ｍを構成するコイルのｄ軸インダクタンスとし、ωは電動機Ｍの回転子の回転数とし、Ｋｅは誘起電圧定数とする。

ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＝Ｋｐ×差ΔＩｄ＋Ｋｉ×∫（差ΔＩｄ）－ωＬｑＩｑ…式２
ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＝Ｋｐ×差ΔＩｑ＋Ｋｉ×∫（差ΔＩｑ）＋ωＬｄＩｄ＋ωＫｅ…式３

座標変換部１５は、電圧センサＳｖにより検出される電圧Ｖｉｎ及び電気角検出部Ｓｐにより検出される位相θを用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。例えば、座標変換部１５は、下記式４に示す変換行列Ｃ２を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。

このように、電流制御部１４は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出するためのパラメータとして、電動機Ｍを構成するコイルのｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとを使用する。このため、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑの精度が低いと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊の精度も低下してしまう。

本実施形態では、上記問題を重要な技術課題として捉えて、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑを好適に（高精度に）算出するための構成要素として、図２に示すように、電流制御部１４に、ｄ軸インダクタンス算出部１４ｄと、ｑ軸インダクタンス算出部１４ｑとを設けている。

より具体的に、永久磁石電動機Ｍの停止時に、ｄ軸電流及びｑ軸電流として交流（正弦波）を与えた場合のｄ軸及びｑ軸の各種パラメータと電圧方程式から、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑは、ｄ軸インダクタンス算出部１４ｄとｑ軸インダクタンス算出部１４ｑによって別々に算出される。

ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑを算出するためのｄｑ座標系の電圧方程式は、下記式５で表される。

＜ｄ軸インダクタンス算出部１４ｄによるｄ軸インダクタンスＬｄの算出＞
上記式５の電圧方程式において、ｄ軸電流ｉｄとしてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流ｉｑをゼロとした場合、トルクがゼロとなるため永久磁石電動機Ｍが回転しない（停止状態となる）。すなわち、下記式６、７、８が成立する。このとき、上記式５の電圧方程式の一行目（ｄ軸電圧の式）は、下記式９のように書き下される。下記式６－９において、ｉｄｈはｄ軸正弦波の振幅を示しており、ωｈはｄ軸正弦波の周波数（角周波数）を示しており、ｔは時間を示しており、Ｒａは永久磁石電動機Ｍの抵抗値を示している。また、ｉｄ０は、永久磁石電動機Ｍの停止状態において弱め界磁によって永久磁石電動機Ｍを回転方向に位置決めするのに十分な値に設定されたオフセット電流である。

ｉｄ＝ｉｄ０＋ｉｄｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）…式６
ｉｑ＝０…式７
ω＝０…式８
Ｖｄ＝Ｒａ×ｉｄ＋Ｌｄ×ｐｉｄ
＝Ｒａ×（ｉｄ０＋ｉｄｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））＋Ｌｄ×ωｈ×ｉｄｈ×ｃｏｓ（ωｈ×ｔ）…式９

ここで、ｄ軸正弦波の周波数ωｈを十分に早くすると、上記式９の右辺第一項の「ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）」が右辺第二項の「ｃｏｓ（ωｈ×ｔ）」に比べて無視できる（ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）＜＜ｃｏｓ（ωｈ×ｔ））。このため、上記式９を下記式１０に簡略化できる。下記式１０を変形することにより、ｄ軸インダクタンスＬｄを算出することができる。

Ｖｄ＝Ｒａ×ｉｄ０＋Ｌｄ×ωｈ×ｉｄｈ×ｃｏｓ（ωｈ×ｔ）…式１０

このように、ｄ軸インダクタンス算出部１４ｄは、永久磁石電動機Ｍの停止状態で、ｄ軸電流ｉｄとしてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流ｉｑをゼロとした場合のｄ軸電圧Ｖｄ、ｄ軸正弦波の振幅ｉｄｈ、ｄ軸正弦波の周波数ωｈ、ｄ軸正弦波のオフセット電流ｉｄ０を用いた電圧方程式からｄ軸インダクタンスＬｄを算出する。

ｄ軸インダクタンス算出部１４ｄは、ｄ軸正弦波の周波数ωｈが所定閾値より大きい場合に、電圧方程式において、ｄ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項（ｉｄｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））を無視する（ゼロとみなす）。別言すると、電圧方程式におけるｄ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項（ｉｄｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））を無視できるように十分に大きなｄ軸正弦波の周波数ωｈを設定する。なお、所定閾値の設定方法や具体値には自由度があり、種々の設計変更が可能であるが、例えば、永久磁石電動機Ｍの抵抗値Ｒａとｄ軸インダクタンスＬｄを基準として、Ｒａ／Ｌｄの数倍、数十倍、数百倍に設定することができる。

＜ｑ軸インダクタンス算出部１４ｑによるｑ軸インダクタンスＬｑの算出＞
上記式５の電圧方程式において、ｑ軸電流ｉｑとしてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流ｉｄとして永久磁石電動機Ｍが回転しない程度のトルクゼロ電流を与えた場合、トルクがゼロとなるため永久磁石電動機Ｍが回転しない（停止状態となる）。本実施形態では、ｄ軸電流ｉｄとしてのトルクゼロ電流を、上述したｄ軸正弦波のオフセット電流ｉｄ０と同一にしている（ｉｄ＝ｉｄ０）。しかし、永久磁石電動機Ｍの停止状態において弱め界磁によって永久磁石電動機Ｍを回転方向に位置決めできる限りにおいて、ｄ軸電流ｉｄとしてのトルクゼロ電流を、上述したｄ軸正弦波のオフセット電流ｉｄ０と異ならせてもよい（ｉｄ≠ｉｄ０）。

上記の場合、下記式１１、１２、１３が成立する。このとき、上記式５の電圧方程式の二行目（ｑ軸電圧の式）は、下記式１４のように書き下される。下記式１１－１４において、ｉｑｈはｑ軸正弦波の振幅を示しており、ωｈはｑ軸正弦波の周波数（角周波数）を示しており、ｔは時間を示しており、Ｒａは永久磁石電動機Ｍの抵抗値を示している。

ｉｄ＝ｉｄ０…式１１
ｉｑ＝ｉｑｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）…式１２
ω＝０…式１３
Ｖｑ＝Ｒａ×ｉｑ＋Ｌｑ×ｐｉｑ
＝Ｒａ×ｉｑｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）＋Ｌｑ×ωｈ×ｉｑｈ×ｃｏｓ（ωｈ×ｔ）…式１４

ここで、ｑ軸正弦波の周波数ωｈを十分に早くすると、上記式１４の右辺第一項の「ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）」が右辺第二項の「ｃｏｓ（ωｈ×ｔ）」に比べて無視できる（ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）＜＜ｃｏｓ（ωｈ×ｔ））。このため、上記式１４を下記式１５に簡略化できる。下記式１５を変形することにより、ｑ軸インダクタンスＬｑを算出することができる。

Ｖｑ＝Ｌｑ×ωｈ×ｉｑｈ×ｃｏｓ（ωｈ×ｔ）…式１５

このように、ｑ軸インダクタンス算出部１４ｑは、永久磁石電動機Ｍの停止状態で、ｑ軸電流ｉｑとしてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流ｉｄとしてトルクゼロ電流（例えばオフセット電流ｉｄ０）を与えた場合のｑ軸電圧Ｖｑ、ｑ軸正弦波の振幅ｉｑｈ、ｑ軸正弦波の周波数ωｈ、ｄ軸電流ｉｄとしてのトルクゼロ電流（例えばオフセット電流ｉｄ０）を用いた電圧方程式からｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。

ｑ軸インダクタンス算出部１４ｑは、ｑ軸正弦波の周波数ωｈが所定閾値より大きい場合に、電圧方程式において、ｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項（ｉｑｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））を無視する（ゼロとみなす）。別言すると、電圧方程式におけるｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項（ｉｑｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））を無視できるように十分に大きなｑ軸正弦波の周波数ωｈを設定する。なお、所定閾値の設定方法や具体値には自由度があり、種々の設計変更が可能であるが、例えば、永久磁石電動機Ｍの抵抗値Ｒａとｑ軸インダクタンスＬｑを基準として、Ｒａ／Ｌｑの数倍、数十倍、数百倍に設定することができる。

このように、本実施形態の永久磁石電動機Ｍの制御装置１によれば、ｄ軸インダクタンス算出部１４ｄが、永久磁石電動機Ｍの停止状態で、ｄ軸電流ｉｄとしてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流ｉｑをゼロとした場合のｄ軸電圧Ｖｄ、ｄ軸正弦波の振幅ｉｄｈ、ｄ軸正弦波の周波数ωｈ、ｄ軸正弦波のオフセット電流ｉｄ０を用いた電圧方程式からｄ軸インダクタンスＬｄを算出し、ｑ軸インダクタンス算出部１４ｑが、永久磁石電動機Ｍの停止状態で、ｑ軸電流ｉｑとしてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流ｉｄとしてトルクゼロ電流（例えばオフセット電流ｉｄ０）を与えた場合のｑ軸電圧Ｖｑ、ｑ軸正弦波の振幅ｉｑｈ、ｑ軸正弦波の周波数ωｈ、ｄ軸電流ｉｄとしてのトルクゼロ電流（例えばオフセット電流ｉｄ０）を用いた電圧方程式からｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。これにより、永久磁石電動機Ｍの停止状態でｄ軸電流とｑ軸電流（ｄ軸正弦波、ｑ軸正弦波、トルクゼロ電流、オフセット電流）を与えたときの各種パラメータに基づいて、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑを好適に（高精度に）算出することができる。すなわち、上述した特許文献１のように、ｄ軸インダクタンスＬｄやｑ軸インダクタンスＬｑの逐次同定が不要であり、ｄ軸正弦波やｑ軸正弦波と比べて演算が複雑となるＭ系列信号（２値信号）を使用しなくて済む。

なお、本発明は、以上の実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。

実施形態では、ｄ軸インダクタンス算出部及びｑ軸インダクタンス算出部は、ｄ軸正弦波の周波数又はｑ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、電圧方程式において、ｄ軸正弦波又はｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項（ｉｑｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））を無視してｄ軸インダクタンスやｑ軸インダクタンスを算出しているが、所定閾値以下の周波数のｄ軸正弦波又はｑ軸正弦波を用いてｄ軸インダクタンスやｑ軸インダクタンスを算出してもよい。しかし、この場合、ｄ軸正弦波又はｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項（ｉｑｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））を無視できなくなるためｄ軸インダクタンスやｑ軸インダクタンスの算出が難しくなる。

１ 永久磁石電動機の制御装置
２ インバータ回路
３ 制御回路
４ ドライブ回路
５ 演算部
６ 記憶部
７ 回転数演算部
８ 減算部
９ トルク制御部
１０ トルク／電流指令値変換部
１１ 座標変換部
１２ 減算部
１３ 減算部
１４ 電流制御部
１４ｄ ｄ軸インダクタンス算出部
１４ｑ ｑ軸インダクタンス算出部
１５ 座標変換部
Ｍ 永久磁石電動機

Claims (8)

1. 永久磁石電動機の停止状態で、ｄ軸電流としてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流をゼロとした場合のｄ軸電圧、ｄ軸正弦波の振幅、ｄ軸正弦波の周波数、ｄ軸正弦波のオフセット電流を用いた電圧方程式からｄ軸インダクタンスを算出するｄ軸インダクタンス算出部と、
   永久磁石電動機の停止状態で、ｑ軸電流としてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流としてトルクゼロ電流を与えた場合のｑ軸電圧、ｑ軸正弦波の振幅、ｑ軸正弦波の周波数、ｄ軸電流としてのトルクゼロ電流を用いた電圧方程式からｑ軸インダクタンスを算出するｑ軸インダクタンス算出部と、
   を有することを特徴とする永久磁石電動機の制御装置。
2. 前記ｄ軸電流としての前記トルクゼロ電流は、前記ｄ軸正弦波の前記オフセット電流である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の永久磁石電動機の制御装置。
3. 前記ｄ軸インダクタンス算出部は、前記ｄ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、前記電圧方程式において、前記ｄ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視する、
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の永久磁石電動機の制御装置。
4. 前記ｑ軸インダクタンス算出部は、前記ｑ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、前記電圧方程式において、前記ｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視する、
   ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の永久磁石電動機の制御装置。
5. 永久磁石電動機の停止状態で、ｄ軸電流としてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流をゼロとした場合のｄ軸電圧、ｄ軸正弦波の振幅、ｄ軸正弦波の周波数、ｄ軸正弦波のオフセット電流を用いた電圧方程式からｄ軸インダクタンスを算出するｄ軸インダクタンス算出ステップと、
   永久磁石電動機の停止状態で、ｑ軸電流としてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流としてトルクゼロ電流を与えた場合のｑ軸電圧、ｑ軸正弦波の振幅、ｑ軸正弦波の周波数、ｄ軸電流としてのトルクゼロ電流を用いた電圧方程式からｑ軸インダクタンスを算出するｑ軸インダクタンス算出ステップと、
   を有することを特徴とする永久磁石電動機の制御方法。
6. 前記ｄ軸電流としての前記トルクゼロ電流は、前記ｄ軸正弦波の前記オフセット電流である、
   ことを特徴とする請求項５に記載の永久磁石電動機の制御方法。
7. 前記ｄ軸インダクタンス算出ステップでは、前記ｄ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、前記電圧方程式において、前記ｄ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視する、
   ことを特徴とする請求項５又は請求項６に記載の永久磁石電動機の制御方法。
8. 前記ｑ軸インダクタンス算出ステップでは、前記ｑ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、前記電圧方程式において、前記ｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視する、
   ことを特徴とする請求項５から請求項７のいずれかに記載の永久磁石電動機の制御方法。

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