JP7259811B2 - 電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動機の制御装置に関する。

電動機の制御装置として、電動機の回転子の位置を用いて、電動機に流れる３相の交流電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、そのｄ軸電流及びｑ軸電流が電流指令値に近づくように電圧指令値を求め、その電圧指令値と搬送波との比較結果に応じた駆動信号により電動機の駆動を制御するもの、いわゆる、ベクトル制御により電動機の駆動を制御するものがある。関連する技術として、特許文献１がある。

特開２００１－１６９５９０号公報

しかしながら、上記制御装置では、回転子の回転速度（回転数）、または、回転子の回転速度に応じた変調率が比較的大きくなると、駆動信号のデューティ比が電圧指令値に合わせて変化せず、電動機の駆動の制御性が低下するおそれがある。

本発明の一側面に係る目的は、ベクトル制御により電動機の駆動を制御する制御装置において、電動機の回転子の回転速度や変調率が比較的大きい場合、電動機の駆動の制御性が低下することを抑制することである。

本発明に係る一つの形態である電動機の制御装置は、電圧指令値と搬送波との比較結果により電動機の回転子を駆動させるインバータ回路と、制御周期毎に、電動機に流れる電流、並びに、回転子の回転速度及び位置を用いてベクトル制御により電圧指令値を求める制御回路とを備える。

制御回路は、回転子の回転速度、または、回転子の回転速度に応じた変調率が大きくなるに従って制御周期を小さくする。

これにより、電動機の回転子の回転速度、または、変調率が比較的大きくなっても、駆動信号のデューティ比が電圧指令値に合わせて変化しなくなることを抑制することができるため、電動機の制御性が低下することを抑制することができる。

また、制御回路は、制御周期毎に、電動機に流れる電流を用いて回転子の回転速度及び位置を推定するように構成してもよい。

また、本発明に係る一つの形態である電動機の制御装置は、電圧指令値と搬送波との比較結果により電動機の回転子を駆動させるインバータ回路と、電動機に流れる電流、並びに、回転子の回転速度及び位置を用いてベクトル制御により電圧指令値を求める制御回路とを備える。

制御回路は、回転速度または変調率が大きくなるに従って、制御回路の全ての処理のうち、電動機に流れる電流を取得する取得処理及びその取得した電流を用いて位置を推定する推定処理の制御周期を小さくするとともに、取得処理及び推定処理以外の処理の制御周期を一定にするように構成してもよい。

これにより、回転速度または変調率が大きくなるに従って、電動機に流れる電流のサンプリング数を増加させることができ、位置の推定精度を高めることができる。そのため、その位置を用いて電圧指令値を算出することにより、電動機の制御性の低下を抑制することができる。また、制御回路の全ての処理のうちの一部の処理の制御周期を小さくし、その他の処理の制御周期を一定にするため、制御回路の処理負荷を抑えることができる。

本発明によれば、ベクトル制御により電動機の駆動を制御する制御装置において、電動機の回転子の回転速度や変調率が比較的大きい場合、電動機の駆動の制御性が低下することを抑制することができる。

第１実施形態の電動機の制御装置の一例を示す図である。 第１実施形態の電動機の制御装置の他の例を示す図である。 搬送波、電圧指令値、及び駆動信号の一例を示す図である。

＜第１実施形態＞
以下図面に基づいて実施形態について詳細を説明する。

図１は、第１実施形態の電動機の制御装置の一例を示す図である。

図１に示す制御装置１は、例えば、電動フォークリフトやプラグインハイブリッド車などの車両に搭載される電動機Ｍの駆動を制御するものであって、インバータ回路２と、制御回路３と、電流センサＳｅ１～Ｓｅ３とを備える。

インバータ回路２は、直流電源Ｐから供給される直流電力により電動機Ｍを駆動するものであって、コンデンサＣと、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））とを備える。すなわち、コンデンサＣの一方端が直流電源Ｐの正極端子及びスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５の各コレクタ端子に接続され、コンデンサＣの他方端が直流電源Ｐの負極端子及びスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ６の各エミッタ端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ２のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｅ１を介して電動機ＭのＵ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ３のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ４のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｅ２を介して電動機ＭのＶ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ５のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ６のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｅ３を介して電動機ＭのＷ相の入力端子に接続されている。

コンデンサＣは、直流電源Ｐから出力されインバータ回路２へ入力される電圧を平滑する。

スイッチング素子ＳＷ１は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ１に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ２は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ２に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ３は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ３に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ４は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ４に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ５は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ５に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ６は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ６に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６がそれぞれオンまたはオフすることで、直流電源Ｐから出力される直流電力が、互いに位相が１２０度ずつ異なる３つの交流電力に変換され、それら交流電力が電動機ＭのＵ相、Ｖ相、及びＷ相の入力端子に入力され電動機Ｍの回転子が回転する。

電流センサＳｅ１～Ｓｅ３は、ホール素子やシャント抵抗などにより構成される。電流センサＳｅ１は電動機ＭのＵ相に流れる電流Ｉｕを検出して制御回路３に出力し、電流センサＳｅ２は電動機ＭのＶ相に流れる電流Ｉｖを検出して制御回路３に出力し、電流センサＳｅ３は電動機ＭのＷ相に流れる電流Ｉｗを検出して制御回路３に出力する。

制御回路３は、ドライブ回路４と、演算部５とを備える。

ドライブ回路４は、ＩＣ（Integrated Circuit）などにより構成され、制御周期毎に、演算部５から出力される電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と搬送波（三角波、ノコギリ波、または逆ノコギリ波など）とを比較し、その比較結果に応じた駆動信号Ｓ１～Ｓ６をスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のそれぞれのゲート端子に出力する。例えば、ドライブ回路４は、電圧指令値Ｖｕ＊が搬送波以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ１を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ２を出力し、電圧指令値Ｖｕ＊が搬送波より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ１を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ２を出力する。また、ドライブ回路４は、電圧指令値Ｖｖ＊が搬送波以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ３を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ４を出力し、電圧指令値Ｖｖ＊が搬送波より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ３を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ４を出力する。また、ドライブ回路４は、電圧指令値Ｖｗ＊が搬送波以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ５を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ６を出力し、電圧指令値Ｖｗ＊が搬送波より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ５を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ６を出力する。

なお、ドライブ回路４は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の振幅値が搬送波の振幅値より小さい場合、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の１周期においてスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６が繰り返しオン、オフする制御（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御）を行うものとする。

また、ドライブ回路４は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の振幅値が搬送波の振幅値より大きい場合、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の１周期のうちの一部の期間においてスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６が繰り返しオン、オフし、残りの期間においてスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６が常にオンまたは常にオフする制御（過変調制御）を行うものとする。

また、ドライブ回路４は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の振幅値が搬送波の振幅値よりさらに大きい場合、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の半周期においてスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６が常にオンまたは常にオフし、残りの半周期においてスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６が常にオンまたは常にオフする制御（矩形波制御）を行うものとする。

また、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を特に区別しない場合、単に、電圧指令値Ｖ＊とする。また、駆動信号Ｓ１～Ｓ６を特に区別しない場合、単に、駆動信号Ｓとする。

演算部５は、マイクロコンピュータなどにより構成され、推定部６と、減算部７と、速度制御部８と、減算部９、１０と、電流制御部１１と、座標変換部１２と、座標変換部１３とを備える。例えば、マイクロコンピュータが不図示の記憶部に記憶されているプログラムを実行することにより、推定部６、減算部７、速度制御部８、減算部９、１０、電流制御部１１、座標変換部１２、及び座標変換部１３が実現される。

推定部６は、制御周期毎に、電流制御部１１から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊並びに座標変換部１３から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを用いて、電動機Ｍの回転子の回転速度（回転数）ω＾及び位置θ＾を推定する。

例えば、推定部６は、下記式１及び式２により、逆起電力ｅｄ＾及び逆起電力ｅｑ＾を演算する。なお、Ｒは電動機Ｍの抵抗を示し、Ｌは電送機Ｍが有するコイルのインダクタンスを示す。

ｅｄ＾＝Ｖｄ＊－Ｒ×Ｉｄ＋ω＾×Ｌ×Ｉｄ ・・・式１
ｅｑ＾＝Ｖｑ＊－Ｒ×Ｉｑ－ω＾×Ｌ×Ｉｑ ・・・式２

次に、推定部６は、下記式３により、誤差θｅ＾を演算する。

θｅ＾＝ｔａｎ^－１（ｅｄ＾／ｅｑ＾） ・・・式３

次に、推定部６は、下記式４において誤差θｅ＾がゼロになるような回転速度ω＾を求める。なお、ＫｐはＰＩ（Proportional Integral）制御の比例項の定数を示し、ＫｉはＰＩ制御の積分項の定数を示す。

ω＾＝Ｋｐ×θｅ＾＋Ｋｉ×∫（θｅ＾）ｄｔ ・・・式４

そして、推定部６は、下記式５により、位置θ＾を演算する。なお、ｓはラプラス演算子を示している。

θ＾＝（１／ｓ）×ω＾ ・・・式５

減算部７は、制御周期毎に、外部から入力される回転速度指令値ω＊と推定部６から出力される回転速度ω＾との差Δωを算出する。

速度制御部８は、制御周期毎に、減算部７から出力される差Δωを、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。

例えば、速度制御部８は、下記式６において差Δωがゼロになるようなｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。

Ｉｑ＊＝Ｋｐ×Δω＋Ｋｉ×∫（Δω）ｄｔ ・・・式６

減算部９は、制御周期毎に、予め決められているｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、座標変換部１３から出力されるｄ軸電流Ｉｄとの差ΔＩｄを算出する。

減算部１０は、制御周期毎に、速度制御部８から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、座標変換部１３から出力されるｑ軸電流Ｉｑとの差ΔＩｑを算出する。

電流制御部１１は、制御周期毎に、減算部９から出力される差ΔＩｄ及び減算部１０から出力される差ΔＩｑを、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に変換する。

例えば、電流制御部１１は、下記式７を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出するとともに、下記式８を用いてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。なお、Ｌｑは電動機Ｍが有するコイルのｑ軸インダクタンスを示し、Ｌｄは電動機Ｍが有するコイルのｄ軸インダクタンスを示し、Ｋｅは誘起電圧定数を示す。

Ｖｄ＊＝Ｋｐ×ΔＩｄ＋Ｋｉ×∫（ΔＩｄ）ｄｔ－ωＬｑＩｑ・・・式７
Ｖｑ＊＝Ｋｐ×ΔＩｑ＋Ｋｉ×∫（ΔＩｑ）ｄｔ＋ωＬｄＩｄ＋ωＫｅ・・・式８

座標変換部１２は、制御周期毎に、推定部６から出力される位置θ＾を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、電圧指令値Ｖｖ＊、電圧指令値Ｖｖ＊、及び電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。

例えば、座標変換部１２は、下記式９に示す変換行列Ｃ１を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、電圧指令値Ｖｕ＊、電圧指令値Ｖｖ＊、及び電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。

例えば、座標変換部１２は、下記式１０の計算結果を、位相角δとする。

δ＝ｔａｎ^－１（－Ｖｑ＊／Ｖｄ＊） ・・・式１０

次に、座標変換部１２は、位相角δと、位置θ＾との加算結果を、目標位置θｖとする。

次に、座標変換部１２は、下記式１１の計算結果を、変調率´とする。なお、０＜変調率´＜１とする。なお、Ｖ_ｉｎは、直流電源Ｐの電圧とする。

次に、座標変換部１２は、下記式１２の計算結果を、変調率とする。なお、－１＜変調率＜１とする。

変調率＝２×変調率´－１ ・・・式１２

そして、座標変換部１２は、不図示の記憶部に予め記憶されている、目標位置θｖと、電圧指令値Ｖｕ＊、電圧指令値Ｖｖ＊、及び電圧指令値Ｖｗ＊との対応関係を示す情報を参照して、目標位置θｖに対応する電圧指令値Ｖｕ＊、電圧指令値Ｖｖ＊、及び電圧指令値Ｖｗ＊を求める。

座標変換部１３は、制御周期毎に、推定部６から出力される位置θ＾を用いて、電流センサＳｅ１～Ｓｅ３により検出される電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。

例えば、座標変換部１３は、下記式１３に示す変換行列Ｃ２を用いて、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。

図２は、第１実施形態の電動機Ｍの制御装置１の他の例を示す図である。なお、図１に示す構成と同じ構成には同じ符号を付し、その説明を省略する。

図２に示す制御装置１において、図１に示す制御装置１と異なる点は、電動機Ｍの回転子の位置θを検出し、その検出した位置θを制御回路３に出力する位置検出部Ｓｐ（レゾルバなど）を備えている点である。

また、図２に示す制御装置１において、図１に示す制御装置１と異なる他の点は、演算部５の代わりに、演算部５´を備えている点である。

演算部５´は、マイクロコンピュータなどにより構成され、推定部６´と、減算部７と、速度制御部８と、減算部９、１０と、電流制御部１１と、座標変換部１２´と、座標変換部１３´とを備える。例えば、マイクロコンピュータが不図示の記憶部に記憶されているプログラムを実行することにより、推定部６´、減算部７、速度制御部８、減算部９、１０、電流制御部１１、座標変換部１２´、及び座標変換部１３´が実現される。

推定部６´は、制御周期毎に、位置検出部Ｓｐにより検出される位置θを用いて、電動機Ｍの回転子の回転速度ω＾を推定する。

例えば、推定部６´は、位置θを制御回路３の制御周期で除算することにより回転速度ω＾を推定する。

また、座標変換部１２´は、制御周期毎に、位置検出部Ｓｐにより検出される位置θを用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、電圧指令値Ｖｕ＊、電圧指令値Ｖｕ＊、及び電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。

例えば、座標変換部１２´は、上記式９に示す変換行列Ｃ１を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、電圧指令値Ｖｕ＊、電圧指令値Ｖｖ＊、及び電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。なお、上記式９において、位置θ＾を位置θに置き換える。

例えば、座標変換部１２´は、上記式１０～式１２及び不図示の記憶部に予め記憶されている情報を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、電圧指令値Ｖｕ＊、電圧指令値Ｖｖ＊、及び電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。なお、目標位置θｖを求める際、位置θ＾を位置θに置き換える。

座標変換部１３´は、制御周期毎に、位置検出部Ｓｐにより検出される位置θを用いて、電流センサＳｅ１～Ｓｅ３により検出される電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。

例えば、座標変換部１３は、上記式１３に示す変換行列Ｃ２を用いて、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。なお、上記式１３において、位置θ＾を位置θに置き換える。

図１または図２に示す制御回路３は、回転速度ω＾が閾値ωｔｈ以下である場合または変調率が閾値Ｍｔｈ以下である場合、制御回路３の制御周期を制御周期Ｔ１にし、回転速度ω＾が閾値ωｔｈより大きい場合または変調率が閾値Ｍｔｈより大きい場合、制御回路３の制御周期を制御周期Ｔ１より小さい制御周期Ｔ２にする。閾値ωｔｈは、回転速度ω＾の推定精度が低下していないときの回転速度ω＾の最大値とする。また、閾値Ｍｔｈは、回転速度ω＾の推定精度が低下していないときの変調率の最大値とする。

なお、図１または図２に示す制御回路３は、回転速度ω＾が閾値ωｔｈ１以下である場合または変調率が閾値Ｍｔｈ１以下である場合、制御回路３の全ての処理の制御周期を制御周期Ｔ１にし、回転速度ω＾が閾値ωｔｈ１より大きい場合または変調率が閾値Ｍｔｈ１より大きい場合、制御回路３の全ての処理の制御周期を制御周期Ｔ２にし、回転速度ω＾が閾値ωｔｈ２以上である場合または変調率が閾値Ｍｔｈ２以上である場合、制御回路３の全ての処理の制御周期を制御周期Ｔ３にするように構成してもよい。閾値ωｔｈ１＜閾値ωｔｈ２とする。また、閾値Ｍｔｈ１＜閾値Ｍｔｈ２とする。また、制御周期Ｔ１＞制御周期Ｔ２＞制御周期Ｔ３とする。また、閾値ωｔｈ１は、回転速度ω＾の推定精度が低下していないときの回転速度ω＾の最大値とする。また、閾値Ｍｔｈ１は、回転速度ω＾の推定精度が低下していないときの変調率の最大値とする。すなわち、図１または図２に示す制御回路３は、回転速度ω＾または変調率が大きくなるに従って、制御回路３の全ての処理の制御周期を小さくするように構成してもよい。

図３（ａ）及び図３（ｂ）は、搬送波、電圧指令値Ｖｕ＊、及び駆動信号Ｓ１の一例を示す図である。なお、図３（ａ）及び図３（ｂ）に示す２次元座標の横軸は目標位置θｖを示し、縦軸は電圧を示している。また、位置θ２～θ５における電圧指令値Ｖｕ＊の周波数は、位置θ１～θ２における電圧指令値Ｖｕ＊の周波数より高いものとする。すなわち、位置θ１～θ２における回転速度ω＾が閾値ωｔｈ以下であり、位置θ２～θ５における回転速度ω＾が閾値ωｔｈより大きいものとする。または、位置θ１～θ２における変調率が閾値Ｍｔｈ以下であり、位置θ２～θ５における変調率が閾値Ｍｔｈより大きいものとする。また、図３（ａ）に示す制御回路３の制御周期Ｔ１は、位置θ１～θ５において一定とする。また、図３（ｂ）において、位置θ２～θ５における制御回路３の制御周期Ｔ２は、位置θ１～θ２における制御回路３の制御周期Ｔ１より小さいものとする。また、図３（ａ）及び図３（ｂ）に示す搬送波の振幅値及び周波数は、位置θ１～θ５において一定とする。

図３（ａ）に示す位置θ１～θ２では、電圧指令値Ｖｕ＊の振幅値の変化に追従して、駆動信号Ｓ１のデューティ比（搬送波の１周期に対する駆動信号Ｓ１のハイレベル期間の割合）が変化している。すなわち、図３（ａ）に示す位置θ１～θ２では、電圧指令値Ｖｕ＊の振幅値が正側に大きくなると、駆動信号Ｓ１のデューティ比が大きくなり、電圧指令値Ｖｕ＊の振幅値が負側に大きくなると、駆動信号Ｓ１のデューティ比が小さくなっている。

一方、図３（ａ）に示す位置θ２～θ５では、位置θ１～θ２に比べて、回転速度ω＾または変調率が大きくなり、駆動信号Ｓ１のデューティ比が電圧指令値Ｖｕ＊の振幅値の変化に応じた値にならない場合がある。すなわち、図３（ａ）に示す例では、位置θ３～θ４の期間において駆動信号Ｓ１がローレベルになることが望ましいが、位置θ３において電圧指令値Ｖｕ＊が搬送波以上であるため、位置θ３～θ４の期間において駆動信号Ｓ１がハイレベルになっている。このように、回転速度ω＾または変調率が比較的大きくなると、電圧指令値Ｖｕ＊の振幅値の変化に応じて、駆動信号Ｓ１のデューティ比が変化しなくなる場合がある。

そこで、第１実施形態の制御装置１では、図３（ｂ）に示すように、位置θ２～θ５における制御周期Ｔ２を、位置θ１～θ２における制御周期Ｔ１より小さくしている。そのため、位置θ２～θ５における電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ及び位置θ＾または位置θの単位時間あたりのサンプリング数が、位置θ１～θ２における電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ及び位置θ＾または位置θの単位時間あたりのサンプリング数より増加し、位置θ２～θ５における単位時間あたりの搬送波と電圧指令値Ｖｕ＊との比較回数が、位置θ１～θ２における単位時間あたりの搬送波と電圧指令値Ｖｕ＊との比較回数より増加する。これにより、電圧指令値Ｖｕ＊の振幅値の変化に応じて、駆動信号Ｓ１のデューティ比が変化しなくなることを抑制することができる。すなわち、図３（ｂ）に示す例では、位置θ３～θ４の期間において駆動信号Ｓ１がローレベルになることが望ましいところ、位置θ３～θ４の一部において駆動信号Ｓ１がローレベルになっている。

このように、第１実施形態の制御装置１では、電動機Ｍの回転子の回転速度ω＾または変調率が大きくなるに従って、制御周期を小さくする構成であるため、電動機Ｍの回転子の回転速度ω＾または変調率が比較的大きくなっても、駆動信号Ｓのデューティ比が電圧指令値Ｖ＊に合わせて変化しなくなることを抑制することができるため、電動機Ｍの制御性が低下することを抑制することができる。

また、第１実施形態の制御装置１では、電動機Ｍの回転子の回転速度ω＾または変調率が比較的小さい場合、電動機Ｍの回転子の回転速度ω＾または変調率が比較的大きい場合に比べて、制御周期が大きくなるため、制御回路３の単位時間あたりの処理回数が低減され、制御回路３にかかる負荷を低減することができる。

＜第２実施形態＞
第２実施形態の制御装置では、電動機Ｍの回転子の回転速度ω＾または変調率が大きくなるに従って、制御回路３の全ての処理のうち、電動機Ｍに流れる電流を取得する処理やその電流を用いて位置θ＾を推定する処理の制御周期を小さくし、その他の処理の制御周期を一定にする。なお、第２実施形態の制御装置の構成は、図１に示す制御装置１の構成と同様とする。

すなわち、座標変換部１３は、第１の制御周期毎に、電動機Ｍの各相に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを取得するとともに、推定部６から出力される位置θ＾を用いて、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。

また、推定部６は、第１の制御周期毎に、電流制御部１１から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊並びに座標変換部１３から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを用いて、回転子の回転速度ω＾及び位置θ＾を推定する。

また、減算器７は、第２の制御周期毎に、外部から入力される回転速度指令値ω＊と推定部６から出力される回転速度ω＾との差Δωを算出する。

また、速度制御部８は、第２の制御周期毎に、差Δωをｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。

また、減算部９は、第２の制御周期毎に、予め決められているｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、座標変換部１３から出力されるｄ軸電流Ｉｄとの差ΔＩｄを算出する。

また、減算部１０は、第２の制御周期毎に、速度制御部８から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、座標変換部１３から出力されるｑ軸電流Ｉｑとの差ΔＩｑを算出する。

また、電流制御部１１は、第２の制御周期毎に、差ΔＩｄ及び差ΔＩｑを、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に変換する。

また、座標変換部１２は、第２の制御周期毎に、推定部６から出力される位置θ＾を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、電動機Ｍの各相に対応する電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。

また、ドライブ回路４は、第２の制御周期毎に、演算部５から出力される電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と搬送波とを比較し、その比較結果に応じた駆動信号Ｓ１～Ｓ６をスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のそれぞれのゲート端子に出力する。

そして、制御回路３は、回転速度ω＾または変調率が大きくなるに従って、第１の制御周期を小さくするとともに第２の制御周期を一定のままにする。

例えば、回転速度ω＾が閾値ωｔｈ以下であるとき、第１及び第２の制御周期を制御周期Ｔ１とし、回転速度ω＾が閾値ωｔｈより大きいとき、第１の制御周期を制御周期Ｔ２とするとともに第２の制御周期を制御周期Ｔ１のままとする場合を想定する。なお、制御周期Ｔ２は制御周期Ｔ１より小さいものとする。

この場合、回転速度ω＾が閾値ωｔｈより大きいとき、回転速度ω＾が閾値ωｔｈ以下であるときに比べて、電動機Ｍに流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの単位時間（例えば、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの１周期）あたりのサンプリング数が増加するため、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの単位時間あたりのサンプリング数も増加する。これにより、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの増加分を用いてｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの移動平均を算出することなどによりｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに含まれる誤差を減少させることができる。そのため、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに含まれる誤差の減少に伴って、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが用いられて推定される位置θ＾の推定精度を高めることができる。

このように、第２実施形態の制御装置では、回転速度ω＾または変調率が大きくなるに従って、電動機Ｍに流れる電流を取得する取得処理及びその取得した電流を用いて位置θ＾を推定する推定処理の制御周期を小さくする構成である。これにより、回転速度ω＾または変調率が大きくなるに従って、電動機Ｍに流れる電流のサンプリング数を増加させることができ、位置θ＾の推定精度を高めることができる。そのため、その位置θ＾を用いて電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を高精度に算出することができるため、電動機Ｍの制御性の低下を抑制することができる。すなわち、第２実施形態の制御装置によれば、電動機Ｍの回転子の回転速度ω＾または変調率が比較的大きくなっても、電圧指令値Ｖ＊の算出精度を高めることができるため、電動機Ｍの制御性が低下することを抑制することができる。

また、第２実施形態の制御装置では、制御回路３の全ての処理のうちの一部の処理の制御周期を小さくし、その他の処理の制御周期を一定のままにするため、制御回路３の処理負荷を抑えることができる。

また、本発明は、以上の実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。

１ 制御装置
２ インバータ回路
３ 制御回路
４ ドライブ回路
５、５´ 演算部
６、６´ 推定部
７ 減算部
８ 速度制御部
９ 減算部
１０ 減算部
１１ 電流制御部
１２、１２´ 座標変換部
１３、１３´ 座標変換部

Claims (2)

1. 搬送波と電圧指令値との比較結果により電動機の回転子を駆動させるインバータ回路と、
   制御周期毎に、前記電動機に流れる電流を用いて前記回転子の回転速度及び位置を推定し、前記回転子の回転速度及び位置を用いてベクトル制御により前記電圧指令値を求める制御回路と、
   を備え、
   前記制御回路は、前記回転子の回転速度、または、前記回転子の回転速度に応じた変調率が大きくなるに従って前記電動機に流れる電流を取得する取得処理及びその取得した電流を用いて前記位置を推定する推定処理の制御周期を小さくする
   ことを特徴とする電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載の電動機の制御装置であって、
   前記制御回路は、前記取得処理及び前記推定処理以外の処理の制御周期を一定にする
   ことを特徴とする電動機の制御装置。
   

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