JP7294105B2

JP7294105B2 - 電動機の制御装置

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Description

本発明は、電動機の制御装置に関する。

電動機の制御装置として、電動機に流れる交流電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、そのｄ軸電流及びｑ軸電流がｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に近づくように電圧指令値を求め、その電圧指令値と搬送波との比較結果に応じた駆動信号によりインバータ回路に備えられる複数のスイッチング素子をそれぞれオン、オフさせることで電動機の駆動を制御するもの、いわゆる、ベクトル制御により電動機の駆動を制御するものがある。

また、電動機の他の制御装置として、互いに直列接続されるスイッチング素子が同時にオンすることが禁止されるデッドタイムにおいて、交流電流の極性により電圧指令値を補正するものがある。

しかしながら、上記他の制御装置では、交流電流がゼロ付近になる場合、交流電流に含まれる高周波電流により交流電流の極性が頻繁に切り替わるため、デッドタイムにおける電圧指令値の補正精度が低下し、電動機の駆動の制御性が低下するおそれがある。

そこで、さらに他の制御装置として、ｄ軸電流指令値を比較的大きくするものがある。このように、ｄ軸電流指令値を比較的大きくすることで、交流電流の振幅値が大きくなり、ゼロ付近の交流電流の傾きが大きくなる。これにより、高周波電流により交流電流の極性が頻繁に切り替わることを抑えることができるため、デッドタイムにおける電圧指令値の補正精度の低下を抑制することができる。関連する技術として、特許文献１がある。

特開２０１５－１２６６４１号公報

しかしながら、ｄ軸電流指令値を比較的大きくする制御装置では、交流電流の振幅値だけでなく交流電流に含まれる高周波電流の振幅値も大きくなるため、交流電流の極性が頻繁に切り替わることを抑えることができないおそれがある。

そこで、本発明の一側面に係る目的は、電動機に流れる交流電流に含まれる高周波電流により、電動機の駆動の制御性が低下することを抑制することが可能な電動機の制御装置を提供することである。

本発明に係る一つの形態である電動機の制御装置は、複数のスイッチング素子がオン、オフすることにより電動機を駆動するインバータ回路と、電圧指令値と搬送波との比較結果に応じた駆動信号により複数のスイッチング素子をオン、オフさせる制御回路とを備える。

制御回路は、互いに直列接続されるスイッチング素子が同時にオンすることが禁止されるデッドタイムにおいて電動機に流れる交流電流の極性により電圧指令値を補正するとともに、交流電流がゼロになる前後の一定期間における搬送波の周波数を、一定期間以外の期間における搬送波の周波数より大きくする。

これにより、一定期間内のデッドタイムにおいて、交流電流に含まれる高周波電流の振幅値を小さくさせることができるため、交流電流の極性が頻繁に切り替わることを抑制することができる。そのため、電圧指令値の補正精度を向上させることができ、電動機の駆動の制御性が低下することを抑制することができる。

また、制御回路は、交流電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、ｄ軸電流及びｑ軸電流がｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に近づくように電圧指令値を求めるとともに、一定期間におけるｄ軸電流指令値を、一定期間以外の期間におけるｄ軸電流指令値より大きくする。

これにより、一定期間における交流電流の傾きが比較的大きくなるため、一定期間内のデッドタイムにおいて交流電流の極性が頻繁に切り替わることをさらに抑制することができる。そのため、電圧指令値の補正精度をさらに向上させることができ、電動機の駆動の制御性が低下することをさらに抑制することができる。

本発明によれば、電動機に流れる交流電流に含まれる高周波電流により、電動機の駆動の制御性が低下することを抑制することができる。

実施形態の電動機の制御装置の一例を示す図である。実施例１における制御回路の動作の一例を示すフローチャートである。実施例１における交流電流と閾値と搬送波との関係を示す図である。実施例２における制御回路の動作の一例を示すフローチャートである。実施例２における交流電流と閾値と搬送波との関係を示す図である。

以下図面に基づいて実施形態について詳細を説明する。
図１は、実施形態の電動機の制御装置の一例を示す図である。

図１に示す制御装置１は、例えば、電動フォークリフトやプラグインハイブリッド車などの車両に搭載される電動機Ｍの駆動を制御するものであって、インバータ回路２と、制御回路３と、電流センサＳｅ１～Ｓｅ３とを備える。

インバータ回路２は、直流電源Ｐから供給される直流電力により電動機Ｍを駆動するものであって、コンデンサＣと、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））とを備える。すなわち、コンデンサＣの一方端が直流電源Ｐの正極端子及びスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５の各コレクタ端子に接続され、コンデンサＣの他方端が直流電源Ｐの負極端子及びスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ６の各エミッタ端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ２のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｅ１を介して電動機ＭのＵ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ３のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ４のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｅ２を介して電動機ＭのＶ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ５のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ６のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｅ３を介して電動機ＭのＷ相の入力端子に接続されている。

コンデンサＣは、直流電源Ｐから出力されインバータ回路２へ入力される電圧Ｖ_ｉｎを平滑する。

スイッチング素子ＳＷ１は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ１に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ２は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ２に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ３は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ３に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ４は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ４に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ５は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ５に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ６は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ６に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６がそれぞれオンまたはオフすることで、直流電源Ｐから出力される直流電力が、互いに位相が１２０度ずつ異なる３つの交流電力に変換され、それら交流電力が電動機ＭのＵ相、Ｖ相、及びＷ相の入力端子に入力され電動機Ｍの回転子が回転する。

電流センサＳｅ１～Ｓｅ３は、ホール素子やシャント抵抗などにより構成される。電流センサＳｅ１は電動機ＭのＵ相に流れる交流電流Ｉｕを検出して制御回路３に出力し、電流センサＳｅ２は電動機ＭのＶ相に流れる交流電流Ｉｖを検出して制御回路３に出力し、電流センサＳｅ３は電動機ＭのＷ相に流れる交流電流Ｉｗを検出して制御回路３に出力する。なお、交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを特に区別しない場合、単に、交流電流Ｉとする。

制御回路３は、ドライブ回路４と、演算部５とを備える。
ドライブ回路４は、ＩＣ（Integrated Circuit）などにより構成され、演算部５から出力される電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と搬送波（三角波、ノコギリ波、または逆ノコギリ波など）とを比較し、その比較結果に応じた駆動信号Ｓ１～Ｓ６をスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のそれぞれのゲート端子に出力する。例えば、ドライブ回路４は、電圧指令値Ｖｕ＊が搬送波以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ１を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ２を出力し、電圧指令値Ｖｕ＊が搬送波より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ１を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ２を出力する。また、ドライブ回路４は、電圧指令値Ｖｖ＊が搬送波以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ３を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ４を出力し、電圧指令値Ｖｖ＊が搬送波より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ３を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ４を出力する。また、ドライブ回路４は、電圧指令値Ｖｗ＊が搬送波以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ５を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ６を出力し、電圧指令値Ｖｗ＊が搬送波より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ５を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ６を出力する。

演算部５は、マイクロコンピュータなどにより構成され、座標変換部６と、推定部７と、減算部８と、速度制御部９と、ｄ軸電流指令値出力部１０と、減算部１１、１２と、電流制御部１３と、座標変換部１４とを備える。例えば、マイクロコンピュータが不図示の記憶部に記憶されているプログラムを実行することにより、座標変換部６、推定部７、減算部８、速度制御部９、ｄ軸電流指令値出力部１０、減算部１１、１２、電流制御部１３、及び座標変換部１４が実現される。

座標変換部６は、推定部７から出力される位置θ＾を用いて、電流センサＳｅ１～Ｓｅ３により検出される交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。

例えば、座標変換部６は、下記式１に示す変換行列Ｃ１を用いて、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。

推定部７は、電流制御部１３から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊並びに座標変換部６から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを用いて、電動機Ｍの回転子の回転速度（回転数）ω＾及び位置θ＾を推定する。

例えば、推定部７は、下記式２及び式３により、逆起電力ｅｄ＾及び逆起電力ｅｑ＾を演算する。なお、Ｒは電動機Ｍに含まれる抵抗を示し、Ｌは電送機Ｍに含まれるコイルのインダクタンスを示す。

ｅｄ＾＝Ｖｄ＊－Ｒ×Ｉｄ＋ω＾×Ｌ×Ｉｄ・・・式２
ｅｑ＾＝Ｖｑ＊－Ｒ×Ｉｑ－ω＾×Ｌ×Ｉｑ・・・式３

次に、推定部７は、下記式４により、誤差θｅ＾を演算する。

θｅ＾＝ｔａｎ^－１（ｅｄ＾／ｅｑ＾）・・・式４

次に、推定部７は、下記式５において誤差θｅ＾がゼロになるような回転速度ω＾を求める。なお、ＫｐはＰＩ（Proportional Integral）制御の比例項の定数を示し、ＫｉはＰＩ制御の積分項の定数を示す。

ω＾＝Ｋｐ×θｅ＾＋Ｋｉ×∫（θｅ＾）ｄｔ・・・式５

そして、推定部７は、下記式６により、位置θ＾を演算する。なお、ｓはラプラス演算子を示す。

θ＾＝（１／ｓ）×ω＾・・・式６

減算部８は、外部から入力される回転速度指令値ω＊と推定部７から出力される回転速度ω＾との差Δωを算出する。

速度制御部９は、減算部８から出力される差Δωを、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。

例えば、速度制御部９は、下記式７において差Δωがゼロになるようなｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。

Ｉｑ＊＝Ｋｐ×Δω＋Ｋｉ×∫（Δω）ｄｔ・・・式７

ｄ軸電流指令値出力部１０は、所定のｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を出力する。

減算部１１は、ｄ軸電流指令値出力部１０から出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、座標変換部６から出力されるｄ軸電流Ｉｄとの差ΔＩｄを算出する。

減算部１２は、速度制御部９から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、座標変換部６から出力されるｑ軸電流Ｉｑとの差ΔＩｑを算出する。

電流制御部１３は、減算部１１から出力される差ΔＩｄ及び減算部１２から出力される差ΔＩｑを、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に変換する。

例えば、電流制御部１３は、下記式８を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出するとともに、下記式９を用いてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。なお、Ｌｑは電動機Ｍに含まれるコイルのｑ軸インダクタンスを示し、Ｌｄは電動機Ｍに含まれるコイルのｄ軸インダクタンスを示し、Ｋｅは誘起電圧定数を示す。

Ｖｄ＊＝Ｋｐ×ΔＩｄ＋Ｋｉ×∫（ΔＩｄ）ｄｔ－ωＬｑＩｑ・・・式８
Ｖｑ＊＝Ｋｐ×ΔＩｑ＋Ｋｉ×∫（ΔＩｑ）ｄｔ＋ωＬｄＩｄ＋ωＫｅ・・・式９

座標変換部１４は、推定部７から出力される位置θ＾を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、電圧指令値Ｖｖ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。

例えば、座標変換部１４は、下記式１０に示す変換行列Ｃ２を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。

または、座標変換部１４は、下記式１１の計算結果を、位相角δとする。

δ＝ｔａｎ^－１（－Ｖｑ＊／Ｖｄ＊）・・・式１１

次に、座標変換部１４は、位相角δと、位置θ＾との加算結果を、目標位置θｖとする。

そして、座標変換部１４は、不図示の記憶部に予め記憶されている、目標位置θｖと、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊との対応関係を示す情報を参照して、目標位置θｖに対応する電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求める。

また、座標変換部１４は、目標位置θｖがデッドタイム内に存在する場合、回転速度ω＾が所望な回転速度になるように、または、ｑ軸電流Ｉｑ（電動機Ｍのトルク）が所望なｑ軸電流Ｉｑになるように、交流電流Ｉｕの極性により電圧指令値Ｖｕ＊を補正するとともに、交流電流Ｉｖの極性により電圧指令値Ｖｖ＊を補正するとともに、交流電流Ｉｗの極性により電圧指令値Ｖｗ＊を補正する。なお、デッドタイムは、互いに直列接続されるスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が同時にオンすることが禁止される期間、互いに直列接続されるスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４が同時にオンすることが禁止される期間、及び互いに直列接続されるスイッチング素子ＳＷ５、ＳＷ６が同時にオンすることが禁止される期間とする。具体的には、座標変換部１４は、デッドタイムにおいて、駆動信号Ｓ１、Ｓ２をローレベルにし、駆動信号Ｓ３、Ｓ４をローレベルにし、駆動信号Ｓ５、Ｓ６をローレベルにする。

また、座標変換部１４は、搬送波の周波数ｆをドライブ回路４に出力する。ドライブ回路４は、座標変換部１４から出力される電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、座標変換部１４から出力される周波数ｆの搬送波との比較結果に応じた駆動信号Ｓ１～Ｓ６を出力する。

＜実施例１＞
実施例１における制御回路３は、交流電流Ｉｕがゼロになる前後の一定期間Ｔｕ１における搬送波の周波数ｆを、一定期間Ｔｕ１以外の期間Ｔｕ２における搬送波の周波数ｆより大きくする。また、実施例１における制御回路３は、交流電流Ｉｖがゼロになる前後の一定期間Ｔｖ１における搬送波の周波数ｆを、一定期間Ｔｖ１以外の期間Ｔｖ２における搬送波の周波数ｆより大きくする。また、実施例１における制御回路３は、交流電流Ｉｗがゼロになる前後の一定期間Ｔｗ１における搬送波の周波数ｆを、一定期間Ｔｗ１以外の期間Ｔｗ２における搬送波の周波数ｆより大きくする。なお、一定期間Ｔｕ１、Ｔｖ１、Ｔｗ１を特に区別しない場合、単に、一定期間Ｔ１とする。また、期間Ｔｕ２、Ｔｖ２、Ｔｗ２を特に区別しない場合、単に、期間Ｔ２とする。

図２は、実施例１における制御回路３の動作の一例を示すフローチャートである。
制御回路３は、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈ以下である場合（ステップＳ１１：Ｙｅｓ）、座標変換部１４において、搬送波の周波数ｆを周波数ｆ１に設定する（ステップＳ１２）。なお、閾値Ｉｔｈは、交流電流Ｉの極性が頻繁に切り替わる期間が最も長くなるときの交流電流Ｉに基づいて予め設定されているものとする。交流電流Ｉの極性が頻繁に切り替わる期間とは、単位時間あたりの交流電流Ｉの極性の切り替わり回数が所定値以上である状態が継続している期間とする。

一方、制御回路３は、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈより大きい場合（ステップＳ１１：Ｎｏ）、座標変換部１４において、搬送波の周波数ｆを周波数ｆ２に設定する（ステップＳ１３）。なお、周波数ｆ１＞周波数ｆ２とし、例えば、周波数ｆ１：周波数ｆ２＝２：１または周波数ｆ１：周波数ｆ２＝４：１とする。

これにより、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈ以下である期間における搬送波の周波数ｆを、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈより大きい期間における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。すなわち、交流電流Ｉがゼロになる前後の一定期間Ｔ１における搬送波の周波数ｆを、一定期間Ｔ１以外の期間Ｔ２における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。

図３は、実施例１における交流電流Ｉｕと閾値Ｉｔｈと搬送波との関係を示す図である。なお、図３に示す２次元座標の横軸は目標位置θｖを示し、横軸は電流または電圧を示す。

制御回路３は、正の交流電流Ｉｕが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｕが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｕ１）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ１に設定し、正の交流電流Ｉｕが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｕが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｕ２）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ２に設定する。

これにより、一定期間Ｔｕ１における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｕ２における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。

同様に、制御回路３は、正の交流電流Ｉｖが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｖが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｖ１）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ１に設定し、正の交流電流Ｉｖが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｖが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｖ２）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ２に設定する。

これにより、一定期間Ｔｖ１における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｖ２における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。

また、制御回路３は、正の交流電流Ｉｗが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｗが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｗ１）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ１に設定し、正の交流電流Ｉｗが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｗが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｗ２）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ２に設定する。

これにより、一定期間Ｔｗ１における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｗ２における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。

一般に、搬送波の周波数ｆが大きくなるほど、交流電流Ｉに含まれる高周波電流の振幅値が小さくなる。

そのため、交流電流Ｉがゼロになる前後の一定期間Ｔ１では、一定期間Ｔ１以外の期間Ｔ２に比べて、交流電流Ｉに含まれる高周波電流の振幅値を小さくすることができる。

このように、実施例１の制御装置１では、交流電流Ｉがゼロになる前後の一定期間Ｔ１における搬送波の周波数ｆを、一定期間Ｔ１以外の期間Ｔ２における搬送波の周波数ｆより大きくする構成であるため、一定期間Ｔ１において、交流電流Ｉに含まれる高周波電流の振幅値を比較的小さくさせることができる。これにより、一定期間Ｔ１内のデッドタイムにおいて、交流電流Ｉに含まれる高周波電流の振幅値を比較的小さくさせることができるため、交流電流Ｉの極性が頻繁に切り替わることを抑制することができる。そのため、デッドタイムにおける電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の補正精度を向上させることができ、電動機Ｍの駆動の制御性の低下を抑制することができる。

また、実施例１の制御装置１は、電動機Ｍの回転子の１周期のうちの一定期間Ｔ１のみにおいて、搬送波の周波数ｆを比較的大きくする構成であるため、回転子の１周期のうちの全ての期間において、搬送波の周波数ｆを比較的大きくする場合に比べて、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の単位時間あたりのスイッチング回数を抑えることができ、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のスイッチング回数増加による損失を低減することができる。

＜実施例２＞
実施例２における制御回路３は、交流電流Ｉｕがゼロになる前後の一定期間Ｔｕ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、一定期間Ｔｕ１´以外の期間Ｔｕ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくする。また、実施例２における制御回路３は、交流電流Ｉｖがゼロになる前後の一定期間Ｔｖ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、一定期間Ｔｖ１´以外の期間Ｔｖ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくする。また、実施例２における制御回路３は、交流電流Ｉｗがゼロになる前後の一定期間Ｔｗ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、一定期間Ｔｗ１´以外の期間Ｔｗ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくする。なお、一定期間Ｔｕ１´、Ｔｖ１´、Ｔｗ１´を特に区別しない場合、単に、一定期間Ｔ１´とする。また、期間Ｔｕ２´、Ｔｖ２´、Ｔｗ２´を特に区別しない場合、単に、期間Ｔ２´とする。

また、実施例２における制御回路３は、一定期間Ｔｕ１´における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｕ２´における搬送波の周波数ｆより大きくする。また、実施例２における制御回路３は、一定期間Ｔｖ１´における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｖ２´における搬送波の周波数ｆより大きくする。また、実施例２における制御回路３は、一定期間Ｔｗ１´における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｗ２´における搬送波の周波数ｆより大きくする。

図４は、実施例２における制御回路３の動作の一例を示すフローチャートである。
制御回路３は、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈ以下である場合（ステップＳ２１：Ｙｅｓ）、ｄ軸電流指令値出力部１０において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１に設定し（ステップＳ２２）、座標変換部１４において、搬送波の周波数ｆを周波数ｆ１に設定する（ステップＳ２３）。

一方、制御回路３は、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈより大きい場合（ステップＳ２１：Ｎｏ）、ｄ軸電流指令値出力部１０において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２に設定し（ステップＳ２４）、座標変換部１４において、搬送波の周波数ｆを周波数ｆ２に設定する（ステップＳ２５）。なお、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１＞ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２とする。また、周波数ｆ１＞周波数ｆ２とし、例えば、周波数ｆ１：周波数ｆ２＝２：１または周波数ｆ１：周波数ｆ２＝４：１とする。

これにより、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈ以下である期間におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈより大きい期間におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができるとともに、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈ以下である期間における搬送波の周波数ｆを、交流電流Ｉの絶対値が閾値Ｉｔｈより大きい期間における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。すなわち、交流電流Ｉがゼロになる前後の一定期間Ｔ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、一定期間Ｔ１´以外の期間Ｔ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができるとともに、一定期間Ｔ１´における搬送波の周波数ｆを、一定期間Ｔ１´以外の期間Ｔ２´における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。

図５は、実施例２における交流電流Ｉｕと閾値Ｉｔｈと搬送波との関係を示す図である。なお、図５に示す２次元座標の横軸は目標位置θｖを示し、横軸は電流または電圧を示している。

実施例２における制御回路３は、正の交流電流Ｉｕが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｕが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｕ１´）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１に設定し、正の交流電流Ｉｕが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｕが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｕ２´）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２に設定する。

また、実施例２における制御回路３は、正の交流電流Ｉｕが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｕが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｕ１´）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ１に設定し、正の交流電流Ｉｕが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｕが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｕ２´）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ２に設定する。

これにより、一定期間Ｔｕ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、期間Ｔｕ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができるとともに、一定期間Ｔｕ１´における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｕ２´における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。

同様に、実施例２における制御回路３は、正の交流電流Ｉｖが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｖが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｖ１´）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１に設定し、正の交流電流Ｉｖが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｖが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｖ２´）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２に設定する。

また、実施例２における制御回路３は、正の交流電流Ｉｖが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｖが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｖ１´）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ１に設定し、正の交流電流Ｉｖが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｖが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｖ２´）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ２に設定する。

これにより、一定期間Ｔｖ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、期間Ｔｖ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができるとともに、一定期間Ｔｖ１´における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｖ２´における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。

また、実施例２における制御回路３は、正の交流電流Ｉｗが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｗが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｗ１´）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊１に設定し、正の交流電流Ｉｗが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｗが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｗ２´）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊２に設定する。

また、実施例２における制御回路３は、正の交流電流Ｉｗが正の閾値Ｉｔｈ以下である、または、負の交流電流Ｉｗが負の閾値Ｉｔｈ以下である期間（一定期間Ｔｗ１´）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ１に設定し、正の交流電流Ｉｗが正の閾値Ｉｔｈより大きい、または、負の交流電流Ｉｗが負の閾値Ｉｔｈより大きい期間（期間Ｔｗ２´）における搬送波の周波数ｆを周波数ｆ２に設定する。

これにより、一定期間Ｔｗ１´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を、期間Ｔｗ２´におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊より大きくすることができるとともに、一定期間Ｔｗ１´における搬送波の周波数ｆを、期間Ｔｗ２´における搬送波の周波数ｆより大きくすることができる。

一般に、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が大きくなるほど、交流電流Ｉの振幅値が大きくなる。
そのため、実施例２は、実施例１に比べて、交流電流Ｉがゼロになる前後の一定期間における交流電流Ｉの傾きが大きくなり、交流電流Ｉの極性が頻繁に切り替わることをさらに抑制することができる。

このように、実施例２の制御装置１では、一定期間Ｔ１´において、搬送波の周波数ｆだけでなくｄ軸電流指令値Ｉｄ＊も比較的大きくするため、交流電流Ｉの極性が頻繁に切り替わることをさらに抑制することができる。これにより、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の補正精度をさらに向上させることができ、電動機Ｍの駆動の制御性の低下をさらに抑制することができる。

また、実施例２の制御装置１は、電動機Ｍの回転子の１周期のうちの一定期間Ｔ１´のみにおいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及び搬送波の周波数ｆを比較的大きくする構成であるため、回転子の１周期のうちの全ての期間において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及び搬送波の周波数ｆを比較的大きくする場合に比べて、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６などに流れる電流やスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の単位時間あたりのスイッチング回数を抑えることができ、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６などに流れる電流増加による損失やスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のスイッチング回数増加による損失を低減することができる。

また、本発明は、以上の実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。

上記実施形態の制御装置１は、ベクトル制御により電動機Ｍの駆動を制御する構成であるが、ベクトル制御以外の制御方法により電動機Ｍの駆動を制御するように構成してもよい。例えば、ベクトル制御以外の制御方法として、制御装置１は、回転速度指令値（目標回転速度）及び電流指令値（目標トルク）の少なくとも１つに応じて電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求め、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と搬送波との比較結果に応じた駆動信号Ｓ１～Ｓ６によりスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６をそれぞれオン、オフさせる。

また、上記実施形態の制御装置１は、推定部６で推定される位置θ＾を座標変換部６、１４に出力する構成であるが、エンコーダやレゾルバなどの検出器で検出される、電動機Ｍの回転子の位置θを位置θ＾の代わりに座標変換部６、１４に出力するように構成してもよい。

また、上記実施形態の制御装置１は、電流センサＳｅ１～Ｓｅ３を備える構成であるが、電流センサＳｅ１～Ｓｅ３のうちの２つの電流センサを備えるように構成してもよい。このように構成する場合、制御装置１は、２つの電流センサにより検出される２つの交流電流を用いて残りの交流電流を求める。

１制御装置
２インバータ回路
３制御回路
４ドライブ回路
５演算部
６座標変換部
７推定部
８減算部
９速度制御部
１０ｄ軸電流指令値出力部
１１減算部
１２減算部
１３電流制御部
１４座標変換部

Claims

複数のスイッチング素子がオン、オフすることにより電動機を駆動するインバータ回路と、
電圧指令値と搬送波との比較結果に応じた駆動信号により前記複数のスイッチング素子をオン、オフさせる制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、互いに直列接続される前記スイッチング素子が同時にオンすることが禁止されるデッドタイムにおいて前記電動機に流れる交流電流の極性により前記電圧指令値を補正するとともに、前記交流電流がゼロになる前後の一定期間における前記搬送波の周波数を、前記一定期間以外の期間における前記搬送波の周波数より大きくする
ことを特徴とする電動機の制御装置。
請求項１に記載の電動機の制御装置であって、
前記制御回路は、前記交流電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、前記ｄ軸電流及びｑ軸電流がｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に近づくように前記電圧指令値を求めるとともに、前記一定期間における前記ｄ軸電流指令値を、前記一定期間以外の期間における前記ｄ軸電流指令値より大きくする
ことを特徴とする電動機の制御装置。