JP2018042339A - 電力変換制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動機の動作条件に応じて発生するノイズの影響を抑制できる電力変換制御装置を提供すること。【解決手段】電力変換制御装置７は、カウント機能７３と、演算機能７２と、を備える。カウント機能７３は、任意のカウント周期ＣＴで動作する。演算機能７２は、カウント機能７３をゼロにリセットするカウント上限値ＣＶにより、電動機３を制御するキャリア信号ＣＳのキャリア周波数ＦＣＳの演算を行う。電力変換手段２の変調波の１周期分の出力中には、カウント周期ＣＴとカウント上限値ＣＶの少なくとも一方が２種類以上混在する。カウント周期ＣＴとカウント上限値ＣＶの少なくとも一方は、電動機３の動作条件に応じて、２種類以上のいずれかに切り替わる。キャリア周波数ＦＣＳは、２種類以上のいずれかに切り替わったとしても、ノイズ発生帯域を外した周波数帯域に設定される。【選択図】図２

Description

本開示は、入力された電力をスイッチング手段により変換して出力する電力変換手段を介して電動機を制御する電力変換制御装置に関する。

従来、モータ制御装置は、モータの回転数、トルク及びキャリア周波数の関係を定めたマップを備えている。モータ制御装置は、回転数センサから読み込まれたモータ回転数と、車両制御装置から入力したトルク指令値とを用いて、キャリア周波数を演算する。回転数が低くてトルクが高い場合、モータ制御装置は、パワートランジスタ及びモータの発熱を抑制するために、キャリア周波数を低くする。このときは、キャリア周波数が低くても制御が安定する。一方、回転数が高い場合、モータ制御装置は、制御を安定させるためにキャリア周波数を高くする。回転数が低くない場合でもトルクが高いときは、パワートランジスタの発熱が大きくなるおそれがあるため、モータ制御装置は、キャリア周波数を低くする（例えば、特許文献１参照）。

特開2002−10668号公報

ところで、従来のモータ制御装置は、モータ制御の過程でキャリア周波数が変化する。従って、キャリア周波数が、ノイズの発生源となる特定の周波数帯域と重なってしまう。このため、電動機の動作条件に応じて発生するノイズの影響を抑制できない、という課題がある。

本開示の目的は、上記問題に着目してなされたもので、電動機の動作条件に応じて発生するノイズの影響を抑制できる電力変換制御装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本開示は、電力変換制御装置であって、入力された電力をスイッチング手段により変換して出力する電力変換手段を介して電動機を制御する。電力変換制御装置は、カウント機能と、演算機能と、を備える。カウント機能は、任意のカウント周期で動作する。演算機能は、カウント機能をゼロにリセットするカウント上限値により、電動機を制御するキャリア信号のキャリア周波数の演算を行う。電力変換手段の変調波の１周期分の出力中には、カウント周期とカウント上限値の少なくとも一方が２種類以上混在する。カウント周期とカウント上限値の少なくとも一方は、電動機の動作条件に応じて、２種類以上のいずれかに切り替わる。キャリア周波数は、２種類以上のいずれかに切り替わったとしても、ノイズ発生帯域を外した周波数帯域に設定される。

この結果、電動機の動作条件に応じて発生するノイズの影響を抑制できる電力変換制御装置を提供することができうる。

実施例１における電力変換制御装置を含むモータ駆動ユニットの概要図である。 実施例１における電力変換制御装置の回路構成を示す回路図である。 実施例１における電力変換制御装置にて実行されるＰＭＷ信号生成処理構成を示す図であって、変調波信号、キャリア信号及びＰＷＭ信号の各波形を示す図である。 実施例１における電力変換制御装置にて実行されるキャリア信号の生成処理構成を示すタイムチャートである。 実施例１における電力変換制御装置にて実行されるキャリア信号の生成処理構成を示すタイムチャートである。 実施例１における電力変換制御装置にて生成されるキャリア周波数の設定処理構成を示す図であって、ノイズの周波数スペクトルを示す図である。 実施例１における電力変換制御装置にて実行される割合変更構成を示す図であって、変調波信号及びキャリア信号の各波形の一例を示す図である。 実施例１における電力変換制御装置にて実行される割合変更構成を示す図であって、電流ピーク値と周波数との関係を示す図である。 実施例１における電力変換制御装置にて実行される割合変更構成を示す図であって、変調波信号及びキャリア信号の各波形の一例を示す図である。 実施例２における電力変換制御装置にて実行されるキャリア信号の生成処理構成を示すタイムチャートである。 実施例２における電力変換制御装置にて実行される割合変更構成を示す図であって、変調波信号及びキャリア信号の各波形の一例を示す図である。 実施例２における電力変換制御装置にて実行される割合変更構成を示す図であって、変調波信号及びキャリア信号の各波形の一例を示す図である。 実施例３における電力変換制御装置にて実行されるキャリア信号の生成処理構成を示すタイムチャートである。 実施例３における電力変換制御装置にて実行される割合変更構成を示す図であって、変調波信号及びキャリア信号の各波形の一例を示す図である。

以下、本開示の電力変換制御装置を実現する最良の形態を、図面に示す実施例１〜実施例３に基づいて説明する。

まず、構成を説明する。
実施例１における電力変換制御装置は、走行用駆動源等として車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられる電力変換制御装置に適用したものである。以下、実施例１における電力変換制御装置の構成を、「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「ＰＭＷ信号の生成処理構成」と、「キャリア信号の生成処理構成」と、「キャリア周波数の設定処理構成」と、「カウント周期が短周期であるときの合計期間の割合変更構成」に分けて説明する。

［モータ駆動ユニットの全体構成］
図１は実施例１における電力変換制御装置を含むモータ駆動ユニットの全体構成を示す。図２は実施例１における電力変換制御装置の回路構成を示す。以下、図１及び図２に基づいて、モータ駆動ユニットの全体構成を説明する。

モータ駆動ユニット１は、図１に示すように、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（電力変換手段）と、三相ブラシレスモータ直流モータ３（電動機）と、電流検出部４と、回転数センサ５と、車両制御装置６と、電力変換制御装置７と、電池Ｂと、を備える。

ＰＷＭインバータ２は、図１に示すように、直流電源の出力をＰＷＭ制御することにより得られる交流電力を三相ブラシレスモータ直流モータ３（以下、モータ３とする。）に供給する。ＰＷＭインバータ２は、図１に示すように、平滑コンデンサ２Ｃと、６個のスイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−と、温度センサ２Ｔと、を備える。平滑コンデンサ２Ｃは、図１に示すように、電池Ｂの電圧変動を平滑にする。平滑コンデンサ２Ｃは、図１に示すように、電池Ｂの電圧が高いときに蓄電し、電池Ｂの電圧が低いときに放電して電圧の変動を抑える。６個のスイッチング手段（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））は、図１及び図２に示すように、第１比較器７３Ａ、第２比較器７３Ｂ及び第３比較器７３Ｃの制御に従って、電池Ｂ及び平滑コンデンサ２Ｃからなる直流電源の正極又は負極を選択する。６個のスイッチング手段は、図１及び図２に示すように、選択した電極をモータ３のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各電極に接続する。温度センサ２Ｔ（例えば、サーミスタ等）は、図１に示すように、６個のスイッチング手段（特定部位）の温度を検出する。温度センサ２Ｔは、図２に示すように、その検出した温度をキャリア信号生成部７２に出力する。

電流検出部４は、図１に示すように、第１電流センサ４Ａと、第２電流センサ４Ｂと、第３電流センサ４Ｃと、を備える。第１電流センサ４Ａは、図１に示すように、ＰＷＭインバータ２からモータ３に供給されるＵ相の電流値を変調波信号ＭＳ（変調波）として検出する。第２電流センサ４Ｂは、図１に示すように、ＰＷＭインバータ２からモータ３に供給されるＶ相の電流値を変調波信号ＭＳ（変調波）として検出する。第３電流センサ４Ｃは、図１に示すように、ＰＷＭインバータ２からモータ３に供給されるＷ相の電流値を変調波信号ＭＳ（変調波）として検出する。変調波信号ＭＳの１周期分の出力中には、カウント周期（後述）とカウント上限値（後述）の少なくとも一方が２種類混在する。

回転数センサ５（例えば、レゾルバ等）は、モータ３の回転角を検出する。回転数センサ５は、図２に示すように、その検出した回転角をモータ３の回転数として、キャリア信号生成部７２に出力する。

車両制御装置６は、図１及び図２に示すように、トルク指令値（モータ３のトルク値）を演算し、キャリア信号生成部７２に出力する。トルク指令値は、運転者によるアクセルペダルの踏込量を示すアクセル信号、運転者によるブレーキペダルの踏込量を示すブレーキ信号、運転者が投入したシフト位置を示すシフトポジション信号等に基づいて演算される。

電力変換制御装置７は、図１に示すように、入力された電力をスイッチング手段により変換して出力するＰＷＭインバータ２を介してモータ３を制御する。電力変換制御装置７は、図２に示すように、電流指令生成部７０と、ＰＩＤ（Proportional Integral Differential Controller）制御部７１Ａ，７１Ｂ，７１Ｃと、キャリア信号生成部７２（演算機能）と、キャリア周波数変化部７３（カウント機能）と、比較器７４Ａ，７４Ｂ，７４Ｃと、を備える。

電流指令生成部７０は、図２に示すように、電流指令値を生成する。電流指令生成部７０は、図２に示すように、第１電流センサ４Ａ、第２電流センサ４Ｂ及び第３電流センサ４Ｃの電流検出値が交流電流に変換されるように電流指令値を生成する。第１ＰＩＤ制御部７１Ａは、図２に示すように、電流指令生成部７０により生成された電流指令値に従って、第１電流センサ４Ａの電流検出値をＰＩＤ制御する。また、第１ＰＩＤ制御部７１Ａは、図２に示すように、第１電流センサ４Ａの電流検出値を第１比較器７４Ａに出力する。その第２ＰＩＤ制御部７１Ｂは、図２に示すように、電流指令生成部７０により生成された電流指令値に従って、第２電流センサ４Ｂの電流検出値をＰＩＤ制御する。また、第２ＰＩＤ制御部７１Ｂは、図２に示すように、第２電流センサ４Ｂの電流検出値を第２比較器７４Ｂに出力する。その第３ＰＩＤ制御部７１Ｂは、図２に示すように、電流指令生成部７０により生成された電流指令値に従って、第３電流センサ４Ｃの電流検出値をＰＩＤ制御する。また、第３ＰＩＤ制御部７１Ｃは、図２に示すように、第３電流センサ４Ｃの電流検出値を第３比較器７４Ｃに出力する。

キャリア信号生成部７２は、図２に示すように、カウント値ＣＶに基づいて、モータ３を制御するキャリア信号ＣＳの周波数（以下、キャリア周波数ＦＣＳとする。）の演算を行う。キャリア信号生成部７２は、図２に示すように、キャリア信号ＣＳを生成する。キャリア信号生成部７２は、図２に示すように、第１比較器７４Ａ、第２比較器７４Ｂ及び第３比較器７４Ｃに出力する。キャリア信号生成部７２には、図２に示すように、キャリア周波数変化部７３からカウント値ＣＶが入力される。キャリア信号生成部７２は、図２に示すように、カウント値ＣＶがカウント上限値又は０に達したことを検出したとき、キャリア周波数変化部７３に対してリセット信号ＲＳＴを出力する。
ここで、「カウント上限値」とは、キャリア周波数変化部７３（図２参照）によりカウントアップされるカウント値ＣＶの上限値のことをいう。

キャリア周波数変化部７３は、図２に示すように、任意のカウント周期ＣＴ（例えば、マイコンの演算時間等）で動作する。即ち、キャリア周波数変化部７３は、図２に示すように、キャリア信号生成部７２で生成されたキャリア周波数ＦＣＳを、指定のカウント周期ＣＴに応じて変化させる。その際、キャリア周波数変化部７３は、図２に示すように、キャリア信号ＣＳの周期（以下、キャリア周期ＴＣＳとする。）を複数設定する。キャリア周波数変化部７３は、図２に示すように、カウント周期ＣＴでカウント値ＣＶをカウントし、キャリア信号生成部７２に出力する。キャリア周波数変化部７３は、図２に示すように、キャリア信号生成部７２から受け取るリセット信号ＲＳＴに応じて、指定のカウント周期ＣＴでカウント値ＣＶのカウントアップ又はカウントダウンを実行する。

第１比較器７４Ａ〜第３比較器７４Ｃは、図２に示すように、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳとの大小関係を比較する。変調波信号ＭＳ及びキャリア信号ＣＳは、離散化（量子化）して取り扱われる。即ち、変調波信号ＭＳ及びキャリア信号ＣＳは、階段状に近似される。第１比較器７４Ａ〜第３比較器７４Ｃは、図２に示すように、変調波信号ＭＳ及びキャリア信号ＣＳの大小関係を、指定のカウント周期ごとに判定する。その判定結果により、第１比較器７４Ａ〜第３比較器７４Ｃは、図２に示すように、スイッチング手段のオン／オフを制御するＰＷＭ信号を生成する。第１比較器７４Ａ〜第３比較器７４Ｃは、図２に示すように、生成したＰＷＭ信号をスイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−に出力する。第１比較器７４Ａは、図２に示すように、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳの大小関係に応じて、スイッチング手段２Ｔｕ＋、２Ｔｕ−のオン／オフを制御するＰＷＭ信号を出力する。第２比較器７４Ｂは、図２に示すように、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳの大小関係に応じて、スイッチング手段２Ｔｖ＋、２Ｔｖ−のオン／オフを制御するＰＷＭ信号を出力する。第３比較器７４Ｃは、図２に示すように、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳとの大小関係に応じて、スイッチング手段２Ｔｗ＋、２Ｔｗ−のオン／オフを制御するＰＷＭ信号を出力する。

［ＰＭＷ信号の生成処理構成］
図３は、実施例１における電力変換制御装置にて実行されるＰＭＷ信号生成処理構成を示す。以下、図３に基づいて、ＰＭＷ信号生成処理構成を説明する。ここでは、ＰＭＷ制御処理の一例として、三角波−正弦波方式を用いた場合を示す。この方式では、山型波形のキャリア信号ＣＳと、正弦波形の変調波信号ＭＳとの大小関係により、ＰＷＭ信号が生成される。変調波信号ＭＳは、以下の式（１）で表される。
変調波信号ＭＳは、式（１）に示すように、角周波数がωで振幅がＥｓの正弦波信号である。一方、キャリア信号ＣＳは、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳ（＝１／周期ＴＭＳ）よりも高いキャリア周波数ＦＣＳ（＝１／キャリア周期ＴＣＳ）を有する。ＰＷＭ信号は、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳの交点θ_１，θ_２，θ_３でオン／オフすることにより合成される。ＰＷＭ信号は、ＭＳ＞ＣＳのとき、Ｅ／２となり、ＭＳ＜ＣＳのとき、−Ｅ／２となる。

［キャリア信号の生成処理構成］
図４及び図５は、実施例１における電力変換制御装置にて実行されるキャリア信号の生成処理構成を示す。なお、図４及び図５の縦軸はカウント値ＣＶを示し、横軸は時間を示す。以下、図４及び図５に基づいて、キャリア信号ＣＳの生成処理構成を説明する。カウント値ＣＶは、キャリア周波数変化部７３（図２参照）によりカウントアップ又はカウントダウンが実行される値のことをいう。カウント値ＣＶの複数の値（例えば１〜５の５個の値）は、図４及び図５に示すように、離散的な値となる。カウント値ＣＶは、図４及び図５に示すように、０からスタートし、指定のカウント周期ＣＴで１からカウント上限値ＣＶＭＡＸに向かってカウントアップされる。カウント値ＣＶは、図４及び図５に示すように、カウント上限値ＣＶＭＡＸに達すると、リセットされて０となる。時間は、図４及び図５に示すように、キャリア周期ＴＣＳの四半周期分（＝ＴＣＳ／４）である。カウント周期ＣＴは、図４及び図５に示すように、二種類設定される。カウント周期ＣＴの一つは、図４に示すように、０〜ｔ１を短周期（最短周期）に設定する場合である。カウント周期ＣＴのもう一つは、図５に示すように、０〜ｔ２を長周期に設定する場合である。カウント周期ＣＴ（例えばマイコンの演算時間）は、マイコン（不図示）の設定に応じて、図４及び図５に示すように、短周期及び長周期のいずれかに任意に切り替わる。

［キャリア周波数の設定処理構成］
図６は、実施例１における電力変換制御装置にて実行されるキャリア周波数の設定処理構成を示す。以下、図６に基づいて、キャリア周波数ＦＣＳの設定処理構成を説明する。図６の縦軸はノイズレベル（ｄＢ）を示し、横軸はキャリア周波数（Ｈｚ）を示す。短周期（図４参照）への切り替わりにより、キャリア周波数ＦＣＳは、ノイズ発生帯域ＮＢを外した周波数帯域ＦＢｈ（＞ＮＢ）に設定される。長周期（図５参照）への切り替わりにより、キャリア周波数ＦＣＳは、ノイズ発生帯域ＮＢを外した周波数帯域ＦＢｌ（＜ＮＢ）に設定される。
ここで、「ノイズ」とは、例えば、モータの回転数及びトルク等の動作条件により発生する振動ノイズや電磁ノイズ等のことをいう。

[カウント周期が短周期であるときの合計期間の割合変更構成]
図７及び図９は、変調波信号ＭＳ及びキャリア信号ＣＳの各波形の一例を示す。図８は、モータ３（図１参照）に供給される電流ピーク値と、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳと、Ｂ期間の割合との関係を示す。Ｂ期間は、１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期が短周期であるときの合計期間のことをいう。このＢ期間は、図７及び図９中の期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''の合計期間である。また、期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''は、図７及び図９に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期ＣＴが短周期（図４参照）であるときの期間を示す。Ｃ期間は、１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期が長周期であるときの合計期間のことをいう。このＣ期間は、図７及び図９中の期間Ｃ，Ｃ'の合計期間である。また、期間Ｃ，Ｃ'は、図７及び図９に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期ＣＴが長周期（図５参照）であるときの期間を示す。変調波信号ＭＳは、図７及び図９に示すように、期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''において、ゼロクロスＺＣ（出力ゼロ条件）を通過する。１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図７及び図９に示すように、モータ３（図１参照）の動作条件に応じて変化する。この「モータ３の動作条件」とは、スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−（図１参照）の温度や、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳや、モータ３の出力等の条件である。この「モータ３の出力」とは、モータ３に供給される電流ピーク値や、モータ３のトルクや、モータ３の回転数や、モータ３の動作周期等である。以下、図７、図８及び図９に基づいて、Ｂ期間とＣ期間の割合変更構成を説明する。

まず、図７及び図８に基づいて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも高くした状態を、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳと電流ピーク値で説明する。Ｂ期間とＣ期間との割合は、図７に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えば変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳ（出力）が高周波に変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ）。また、例えば、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図７に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えば、モータ３（図１参照）に供給される電流ピーク値が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ）。さらに、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図８に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えば周波数ＦＭＳ及び電流ピーク値の両方が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ）。

次に、図９に基づいて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも低くした状態を、スイッチング手段における温度で説明する。一方、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図９に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、６個のスイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−（図１参照）における温度が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも低くなる（Ｂ＜Ｃ）。

次に、作用を説明する。
従来、直流電源で交流モータを駆動する場合には、電力変換装置が必要である。例えば、電気自動車用のモータでは、インバータ等の電力変換装置において、高周波でのスイッチングにより大電力を対象とする電力変換が行なわれる。電気自動車用モータの制御を行なうに際しては、パワートランジスタの過熱を抑制する対策が必要である。
この対策として、モータの回転数及びトルクの広い範囲において、制御の安定性を確保しつつパワートランジスタ等の発熱による損失や破壊を抑制可能なモータ制御装置が知られている。モータ制御装置は、モータの回転数、トルク及びキャリア周波数の関係を定めたマップを備えている。モータ制御装置は、回転数センサから読み込まれたモータ回転数と、車両制御装置から入力したトルク指令値とを用いて、キャリア周波数を演算する。回転数が低くてトルクが高い場合、モータ制御装置は、パワートランジスタ及びモータの発熱を抑制するために、キャリア周波数を低くする。このときは、キャリア周波数が低くても制御が安定する。一方、回転数が高い場合、モータ制御装置は、制御を安定させるためにキャリア周波数を高くする。回転数が低くない場合でもトルクが高いときは、パワートランジスタの発熱が大きくなるおそれがあるため、モータ制御装置は、キャリア周波数を低くする。

ところで、従来のモータ制御装置は、モータ制御の過程でキャリア周波数が変化する。従って、キャリア周波数が、ノイズの発生源となる特定の周波数帯域と重なってしまう。このため、モータの回転数およびトルク等の動作条件により発生する、電力変換制御装置からの振動ノイズや電磁ノイズを、特定の周波数において低減できない、という課題がある。

これに対し、実施例１では、カウント周期ＣＴは、モータ３の動作条件に応じて、短周期と長周期のいずれかに切り替わり、キャリア周波数ＦＣＳは、ノイズ発生帯域ＮＢを外した周波数帯域ＦＢｈ，ＦＢｌに設定される。
即ち、キャリア周波数ＦＣＳは、ノイズの発生源となるノイズ発生帯域ＮＢと重ならない。このため、ノイズの影響をキャリア周波数ＦＣＳが受け難くできる。また、カウント周期ＣＴを利用する場合、カウント周期ＣＴを高速化することにより、キャリア信号ＣＳの波形を鋭角し高周波化することが可能である。
その結果、モータ３の動作条件に応じて発生するノイズの影響を抑制できる。
加えて、モータ３のＰＷＭ制御に使用するキャリア周波数ＦＣＳの制御法について、制御のカウント機能により、振動ノイズや電磁ノイズを削減したい特定のノイズ発生帯域ＮＢを挟んだ２種類のキャリア周波数ＦＣＳが生成される。このため、それぞれのキャリア周波数ＦＣＳは、利用期間の割合が変化する。これにより、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ中の平均キャリア周波数を、特定の周波数への影響を低減し任意に変更可能である。つまり、ノイズの発生が問題となる特定の周波数より下と上の関係にある複数のキャリア周波数を使用できる。また、複数のキャリア周波数は、振動ノイズや電磁ノイズ等に悪影響のある特定の周波数は除くことが望ましい。従って、種々なノイズの影響を抑えた、モータ３の回転数およびトルクに応じたキャリア周波数ＦＣＳの制御が可能となる。

実施例１では、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期ＣＴが短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント周期ＣＴが長周期であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、モータ３の動作条件に応じて変化する。
即ち、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳの間で、高周波のキャリア周波数ＦＣＳはＢ期間において使用され、低周波のキャリア周波数ＦＣＳはＣ期間において使用される。
従って、１周期ＴＭＳ分に対するＢ期間とＣ期間の割合は、スイッチング手段の温度や、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳや、モータ３の出力等により任意に変更することが可能となる。

実施例１では、１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳが高周波に変化すると、Ｂ期間の割合が高くなる。
即ち、Ｂ期間の割合は、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳが高くなるに従って増加する。このため、１周期ＴＭＳ分において、カウント周期ＣＴが短周期となる期間の割合を増やすことができる。これにより、高周波でモータ３を制御できる。つまり、モータ３の制御回数を増やすことができる。
従って、モータ３の細やかな制御を実現できる。

実施例１では、１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、モータ３の出力が高く変化すると、Ｂ期間の割合が高くなる。
即ち、Ｂ期間の割合は、モータ３に供給される電流ピーク値の増加に伴って高くなる。このため、１周期ＴＭＳ分において、カウント周期ＣＴが短周期となる期間の割合を増やすことができる。これにより、モータ３に供給される電流値が高いところほど、キャリア周波数ＦＣＳを高くできる。つまり、ＰＷＭインバータ２に搭載された平滑コンデンサ２Ｃの容量を小さくできる。
従って、ＰＷＭインバータ２を小型化できる。

実施例１では、１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、６個のスイッチング手段における温度が高く変化すると、Ｂ期間の割合が低くなる。
即ち、Ｂ期間の割合低下に伴い、Ｃ期間の割合が高くなる。Ｃ期間は、Ｂ期間と比べて、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳとが交わるクロスポイントの数が少ない。つまり、Ｃ期間は、Ｂ期間と比べて、スイッチング損失が発生しやすいクロスポイントの数が少ない。このため、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分において、クロスポイントの数を減らすことができる。
従って、スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−に発生するスイッチング損失を低減できる。

実施例１では、変調波信号ＭＳは、期間期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''において、ゼロクロスＺＣを通過する。
即ち、変調波信号ＭＳは、カウント周期ＣＴが短周期となるとき、リップル（Ripple）が発生しやすいゼロクロスＺＣを通過する。このため、リップルを抑制する効果のある高周波側のキャリア周波数ＦＣＳを、変調波信号ＭＳのゼロクロスＺＣ時を中心に使用できる。これにより、高電流が流れる変調波ピーク電流でスイッチング回数を低減できる。
従って、スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−に発生するスイッチング損失を低減できる。

次に、効果を説明する。
実施例１における電力変換制御装置７にあっては、下記に列挙する効果が得られる。

(1) 入力された電力をスイッチング手段（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）により変換して出力する電力変換手段（ＰＷＭインバータ２）を介して電動機（モータ３）を制御する電力変換制御装置（電力変換制御装置７）であって、
任意のカウント周期（カウント周期ＣＴ）で動作するカウント機能（キャリア周波数変化部７３）と、
カウント機能（キャリア周波数変化部７３）をゼロにリセットするカウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）により、電動機（モータ３）を制御するキャリア信号（キャリア信号ＣＳ）のキャリア周波数（キャリア周波数ＦＣＳ）の演算を行う演算機能（キャリア信号生成部７２）と、を備え、
電力変換手段（ＰＷＭインバータ２）の変調波（変調波信号ＭＳ）の１周期（１周期ＴＭＳ）分の出力中には、カウント周期（カウント周期ＣＴ）とカウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）の少なくとも一方が２種類以上混在し、
カウント周期（カウント周期ＣＴ）とカウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）の少なくとも一方は、電動機（モータ３）の動作条件に応じて、２種類以上のいずれかに切り替わり、
キャリア周波数（キャリア周波数ＦＣＳ）は、２種類以上のいずれかに切り替わったとしても、ノイズ発生帯域（ノイズ発生領域ＮＢ）を外した周波数帯域（周波数帯域ＦＢｈ及び周波数帯域ＦＢｌ）に設定される（図１〜図９）。
このため、電動機（モータ３）の動作条件に応じて発生するノイズの影響を抑制できる電力変換制御装置（電力変換制御装置７）を提供することができる。

(2) 変調波（変調波信号ＭＳ）の１周期（１周期ＴＭＳ）分の出力中には、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が２種類混在し、
２種類のうち、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が長い方を長周期といい、カウント周期が短い方を短周期というとき、
長周期及び短周期は、任意に切り替わるものであって、
１周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が長周期であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、電動機（モータ３）の動作条件に応じて変化する（図７〜図９）。
このため、(1)の効果に加え、短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）と、長周期であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、スイッチング手段（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）の温度や、変調波（変調波信号ＭＳ）の出力（周波数ＦＭＳ）や、電動機（モータ３）の出力等により任意に変更することが可能となる。

(3) １周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が長周期であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、変調波（変調波信号ＭＳ）の出力が高周波に変化すると、短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）の割合が高くなる（図７）。
このため、(1)又は(2)の効果に加え、電動機（モータ３）の細やかな制御を実現できる。

(4) １周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が長周期であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、電動機（モータ３）の出力が高く変化すると、短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）の割合が高くなる（図７及び図８）。
このため、(1)〜(3)の効果に加え、電力変換手段（ＰＷＭインバータ２）を小型化できる。

(5) １周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が長周期であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、特定部位（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）における温度が高く変化すると、短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）の割合が低くなる（図９）。
このため、(1)又は(2)の効果に加え、スイッチング手段（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）に発生するスイッチング損失を低減できる。

(6) 電力変換手段（ＰＷＭインバータ２）の変調波（変調波信号ＭＳ）の１周期（１周期ＴＭＳ）分の出力中には、カウント周期（カウント周期ＣＴ）とカウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）の少なくとも一方が２種類以上混在し、
２種類以上のうち、最も短いカウント周期（カウント周期ＣＴ）を最短周期といい、最も低いカウント上限値を最低上限値というとき、
変調波（変調波信号ＭＳ）の出力は、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が最短周期となるとき、又は、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が最低上限値となるときに、出力ゼロ条件（ゼロクロスＺＣ）を通過する（図７及び図９）。
このため、(1)〜(5)の効果に加え、スイッチング手段（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）に発生するスイッチング損失を低減できる。

実施例２は、二種類のカウント上限値を設定する例である。

まず、構成を説明する。
実施例２における電力変換制御装置は、走行用駆動源等として車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられる電力変換制御装置に適用したものである。以下、実施例２における電力変換制御装置の構成を、「キャリア信号の生成処理構成」と、「カウント上限値が低上限値であるときの合計期間の割合変更構成」に分けて説明する。なお、実施例２における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「ＰＭＷ信号の生成処理構成」と、「キャリア周波数の設定処理構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。

[キャリア信号の生成処理構成]
図５及び図１０は、実施例２における電力変換制御装置にて実行されるキャリア信号の生成処理構成を示す。なお、図５及び図１０の縦軸はカウント値ＣＶを示し、横軸は時間を示す。以下、図５及び図１０に基づいて、キャリア信号ＣＳの生成処理構成を説明する。カウント値ＣＶは、キャリア周波数変化部７３（図２参照）によりカウントアップ又はカウントダウンが実行される値のことをいう。カウント値ＣＶの複数の値（例えば１〜５の５個の値）は、図５及び図１０に示すように、離散的な値となる。カウント値ＣＶは、図５及び図１０に示すように、０からスタートし、指定のカウント周期ＣＴで１からカウント上限値ＣＶＭＡＸに向かってカウントアップされる。カウント値ＣＶは、図５及び図１０に示すように、カウント上限値ＣＶＭＡＸに達すると、リセットされて０となる。時間は、図５及び図１０に示すように、キャリア周期ＴＣＳの四半周期分（＝ＴＣＳ／４）である。カウント上限値ＣＶＭＡＸは、図５及び図１０に示すように、二種類設定される。カウント上限値ＣＶＭＡＸの一つは、図１０に示すように、３を低上限値（最低上限値）に設定する場合である。カウント上限値ＣＶＭＡＸのもう一つは、図５に示すように、５を高上限値に設定する場合である。カウント上限値ＣＶＭＡＸは、マイコン（不図示）の設定に応じて、図５及び図１０に示すように、低上限値及び高上限値のいずれかに任意に切り替わる。

[カウント上限値が低上限値であるときの合計期間の割合変更構成]
図１１及び図１２は、変調波信号ＭＳ及びキャリア信号ＣＳの各波形の一例を示す。図８は、モータ３（図１参照）に供給される電流ピーク値と、変調波信号ＭＳ（変調波）の周波数ＦＭＳと、Ｂ期間の割合との関係を示す。Ｂ期間は、１周期ＴＭＳ分において、カウント上限値が低上限値であるときの合計期間のことをいう。このＢ期間は、図１１及び図１２中の期間Ｂ，Ｂ'の合計期間である。また、期間Ｂ，Ｂ'は、図１１及び図１２に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント上限値ＣＶＭＡＸが低上限値（図１０参照）であるときの期間を示す。Ｃ期間は、１周期ＴＭＳ分において、カウント上限値が高上限値であるときの合計期間のことをいう。このＣ期間は、図１１及び図１２中の期間Ｃ，Ｃ'，Ｃ''の合計期間である。また、期間Ｃ，Ｃ'，Ｃ''は、図１１及び図１２に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント上限値ＣＶＭＡＸが高上限値（図５参照）であるときの期間を示す。変調波信号ＭＳは、図１１及び図１２に示すように、期間Ｃ，Ｃ'，Ｃ''において、ゼロクロスＺＣ（出力ゼロ条件）を通過する。１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図１１及び図１２に示すように、モータ３（図１参照）の動作条件に応じて変化する。このモータ３の動作条件は、実施例１と同様のものである。以下、図８、図１１及び図１２に基づいて、Ｂ期間とＣ期間の割合変更構成を説明する。

まず、図８及び図１１に基づいて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも高くした状態を、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳと電流ピーク値で説明する。Ｂ期間とＣ期間との割合は、図１１に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えば変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳ（出力）が高周波に変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ）。また、例えば、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図１１に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えばモータ３（図１参照）に供給される電流ピーク値が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ）。さらに、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図８に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えば周波数ＦＭＳ及び電流ピーク値の両方が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ）。

次に、図１２に基づいて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも低くした状態を、スイッチング手段における温度で説明する。一方、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図１２に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、６個のスイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−（図１参照）における温度が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも低くなる（Ｂ＜Ｃ）。

次に、作用を説明する。
実施例２では、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント上限値ＣＶＭＡＸが低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント上限値ＣＶＭＡＸが高上限値であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、モータ３の動作条件に応じて変化する。
即ち、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳの間で、高周波のキャリア周波数ＦＣＳはＢ期間において使用され、低周波のキャリア周波数ＦＣＳはＣ期間において使用される。
従って、Ｂ期間とＣ期間との割合は、スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−（図１参照）の温度や、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳや、モータ３の出力等により任意に変更することが可能となる。

実施例２では、１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳが高周波に変化すると、Ｂ期間の割合が高くなる。
即ち、Ｂ期間の割合は、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳが高くなるに従って増加する。このため、１周期ＴＭＳ分において、カウント上限値ＣＶＭＡＸが低上限値となる期間の割合を増やすことができる。これにより、高周波でモータ３を制御できる。つまり、モータ３の制御回数を増やすことができる。
従って、モータ３の細やかな制御を実現できる。

実施例２では、１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、モータ３の出力が高く変化すると、Ｂ期間の割合が高くなる。
即ち、Ｂ期間の割合は、モータ３に供給される電流ピーク値の増加に伴って高くなる。このため、１周期ＴＭＳ分において、カウント上限値ＣＶＭＡＸが低上限値となる期間の割合を増やすことができる。これにより、モータ３に供給される電流値が高いところほど、キャリア周波数ＦＣＳを高くできる。つまり、ＰＷＭインバータ２に搭載された平滑コンデンサ２Ｃの容量を小さくできる。
従って、ＰＷＭインバータ２を小型化できる。

実施例２では、１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、６個のスイッチング手段における温度が高く変化すると、Ｂ期間の割合が低くなる。
即ち、Ｂ期間の割合低下に伴い、Ｃ期間の割合が高くなる。Ｃ期間は、Ｂ期間と比べて、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳとが交わるクロスポイントの数が少ない。つまり、Ｃ期間は、Ｂ期間と比べて、スイッチング損失が発生しやすいクロスポイントの数が少ない。このため、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分において、クロスポイントの数を減らすことができる。
従って、スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−に発生するスイッチング損失を低減できる。

実施例２では、変調波信号ＭＳは、期間Ｃ，Ｃ'，Ｃ''において、ゼロクロスＺＣを通過する。
即ち、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の間のＢ期間とＣ期間の動作時期は、変調波信号ＭＳのゼロクロスＺＣ時を中心にＣ期間が使用される。このため、相電流が多く流れるＢ期間において細やかな電流制御が可能となる。これにより、相電流が多く流れる変調波信号ＭＳのピークＰ時において細やかな電流制御が可能となる。
従って、モータ３の損失を低減できる。
加えて、相電流が多く流れるＢ期間に細やかな電流制御が行われるので、高周波でモータ３を制御できる。このため、モータ３の制御回数を増やすことができる。これにより、トルク変動を抑制できる。従って、車両の乗り心地を良くすることができる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。

次に、効果を説明する。
実施例２における電力変換制御装置にあっては、下記の効果が得られる。

(7) 変調波（変調波信号ＭＳ）の１周期（１周期ＴＭＳ）分の出力中には、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が２種類混在し、
２種類のうち、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が高い方を高上限値といい、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が低い方を低上限値というとき、
高上限値及び低上限値は、任意に切り替わるものであって、
１周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が高上限値であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、電動機（モータ３）の動作条件に応じて変化する（図８、図１１及び図１２）。
このため、上記(1)の効果に加え、低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）と、高上限値であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、スイッチング手段（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）の温度や、変調波（変調波信号ＭＳ）の出力（周波数ＦＭＳ）や、電動機（モータ３）の出力等により任意に変更することが可能となる。

(8) １周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が高上限値であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、変調波（変調波信号ＭＳ）の出力が高周波に変化すると、低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）の割合が高くなる（図１１）。
このため、上記(1)又は(7)の効果に加え、電動機（モータ３）の細やかな制御を実現できる。

(9) １周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が高上限値であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、電動機（モータ３）の出力が高く変化すると、低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）の割合が高くなる（図８及び図１１）。
このため、上記(1)，(7)及び(8)の効果に加え、電力変換手段（ＰＷＭインバータ２）を小型化できる。

(10) １周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が高上限値であるときの合計期間（Ｃ期間）と、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）との割合は、特定部位（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）の温度が高く変化すると、低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）の割合が低くなる（図１２）。
このため、上記(1)又は(7)の効果に加え、スイッチング手段（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）に発生するスイッチング損失を低減できる。

実施例３は、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中に含まれる合計期間の種類を、実施例１の二種類から三種類に増やした例である。

まず、構成を説明する。
実施例３における電力変換制御装置は、走行用駆動源等として車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられる電力変換制御装置に適用したものである。以下、実施例３における電力変換制御装置の構成を、「キャリア信号の生成処理構成」と、「カウント周期が短周期であるときの合計期間の割合変更構成」に分けて説明する。なお、実施例３における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「ＰＭＷ信号の生成処理構成」と、「キャリア周波数の設定処理構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。

[キャリア信号の生成処理構成]
図４、図５及び図１３は、実施例３における電力変換制御装置にて実行されるキャリア信号の生成処理構成を示す。なお、図４、図５及び図１３の縦軸はカウント値ＣＶを示し、横軸は時間を示す。以下、図４、図５及び図１３に基づいて、キャリア信号ＣＳの生成処理構成を説明する。カウント値ＣＶは、キャリア周波数変化部７３（図２参照）によりカウントアップ又はカウントダウンが実行される値のことをいう。カウント値ＣＶの複数の値（例えば１〜５の５個の値）は、図４、図５及び図１３に示すように、離散的な値となる。カウント値ＣＶは、図４、図５及び図１３に示すように、０からスタートし、指定のカウント周期ＣＴで１からカウント上限値ＣＶＭＡＸに向かってカウントアップされる。カウント値ＣＶは、図４、図５及び図１３に示すように、カウント上限値ＣＶＭＡＸに達すると、リセットされて０となる。時間は、図４、図５及び図１３に示すように、キャリア周期ＴＣＳの四半周期分（＝ＴＣＳ／４）である。カウント周期ＣＴは、図４、図５及び図１３に示すように、三種類設定される。カウント周期ＣＴの一つは、図４に示すように、０〜ｔ１を短周期（最短周期）に設定する場合である。カウント周期ＣＴのもう一つは、図５に示すように、０〜ｔ２を長周期に設定する場合である。カウント周期ＣＴのさらにもう一つは、図１３に示すように、０〜ｔ３を長周期に設定する場合である。カウント周期ＣＴ（例えばマイコンの演算時間）は、マイコン（不図示）の設定に応じて、図４、図５及び図１３に示すように、短周期及び長周期のいずれかに任意に切り替わる。

[カウント周期が短周期であるときの合計期間の割合変更構成]
図１４は、変調波信号ＭＳ及びキャリア信号ＣＳの各波形の一例を示す。図８は、モータ３（図１参照）に供給される電流ピーク値と、変調波信号ＭＳ（変調波）の周波数ＦＭＳと、Ｂ期間の割合との関係を示す。Ｂ期間は、１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期が短周期であるときの合計期間のことをいう。このＢ期間は、図１４中の期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''の合計期間である。また、期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''は、図７及び図９に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期ＣＴが短周期（図４参照）であるときの期間を示す。Ｃ期間は、１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期が長周期であるときの合計期間のことをいう。このＣ期間は、図１４中の期間Ｃ，Ｃ'，Ｃ''，Ｃ'''の合計期間である。また、期間Ｃ，Ｃ'，Ｃ''，Ｃ'''は、図１４に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期ＣＴが長周期（図５参照）であるときの期間を示す。Ｄ期間は、１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期が長周期であるときの合計期間のことをいう。このＤ期間は、図１４中の期間Ｄ，Ｄ'の合計期間である。また、期間Ｄ，Ｄ'は、図１４に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期ＣＴが長周期（図１３参照）であるときの期間を示す。変調波信号ＭＳは、図１４に示すように、期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''において、ゼロクロスＺＣ（出力ゼロ条件）を通過する。１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図７及び図９に示すように、モータ３（図１参照）の動作条件に応じて変化する。このモータ３の動作条件は、実施例１と同様のものである。以下、図８及び図１４に基づいて、Ｂ期間とＣ期間とＤ期間の割合変更構成を説明する。

まず、図８に基づいて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも高くした状態を、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳと電流ピーク値で説明する。Ｂ期間とＣ期間とＤ期間の割合は、図８に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えば周波数ＦＭＳ及び電流ピーク値の両方が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間及びＤ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ＋Ｄ）。

次に、図１４に基づいて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも低くした状態を、スイッチング手段における温度で説明する。一方、Ｂ期間とＣ期間とＤ期間の割合は、図１４に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、６個のスイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−（図１参照）における温度が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間及びＤ期間の割合よりも低くなる（Ｂ＜Ｃ＋Ｄ）。

次に、作用を説明する。
実施例３では、Ｂ期間、Ｃ期間及びＤ期間の割合は、６個のスイッチング手段における温度が高く変化すると、Ｂ期間の割合が低くなる。
即ち、Ｂ期間の割合低下に伴い、Ｃ期間及びＤ期間の割合が高くなる。Ｃ期間及びＤ期間は、Ｂ期間と比べて、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳとが交わるクロスポイントの数が少ない。つまり、Ｃ期間及びＤ期間は、Ｂ期間と比べて、スイッチング損失が発生しやすいクロスポイントの数が少ない。このため、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分において、クロスポイントの数を減らすことができる。
従って、スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−に発生するスイッチング損失を低減できる。

実施例３では、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の間に、Ｂ期間、Ｃ期間及びＤ期間の三種類の動作時期があり、変調波信号ＭＳは、期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''において、ゼロクロスＺＣを通過する。
即ち、変調波信号ＭＳのゼロクロス時を中心に、Ｂ期間が使用される。このため、振動ノイズや電磁ノイズ等に悪影響のあるノイズ発生帯域を使用することなく、モータ３の制御を実現できる。これにより、モータ３の制御をさらに細やかに実現できる。
従って、微小なトルク変動等によるモータ３の損失を低減できる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。

次に、効果を説明する。
実施例３における電力変換制御装置にあっては、上記(1),(2),(5)及び(6)と同様の効果を得ることができる。

以上、本開示の電力変換制御装置を実施例１〜実施例３に基づいて説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。

実施例１〜実施例３では、特定部位を６個のスイッチング手段とする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、特定部位が、電池Ｂやモータ３であっても良い。要するに、特定部位は、Ｂ期間の割合変更に使用可能な温度を検知できる部位であれば良い。

実施例１〜実施例３では、スイッチング素子をＩＧＢＴとする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、スイッチング素子が、ＢＪＴ（Bipolar Junction Transistor）や、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等から構成されても良い。要するに、スイッチング素子は、スイッチング機能を果たせば良い。

実施例１〜実施例３では、キャリア信号を、時間の経過とともに増加減少を繰り返す山型波形とする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、キャリア信号は、増加減少のどちらか一方のみが傾きを有する、のこぎり型波形であっても良い。要するに、キャリア信号は、変調波信号との大小関係を指定のカウント周期ごとに判定できれば良い。

実施例１では、二種類のカウント周期ＣＴを設定する例を示した。実施例３では、三種類のカウント周期ＣＴを設定する例を示した。しかし、これに限られない。例えば、四種類以上のカウント周期ＣＴを設定しても良い。要するに、カウント周期ＣＴは、ノイズ発生領域ＮＢを外した周波数帯域に設定可能な二種類以上の周期に設定できれば良い。

実施例２では、二種類のカウント上限値ＣＶＭＡＸを設定する例を示した。しかし、これに限られない。例えば、三種類以上のカウント上限値ＣＶＭＡＸを設定しても良い。要するに、カウント上限値ＣＶＭＡＸは、ノイズ発生領域ＮＢを外した周波数帯域に設定可能な二種類以上の値に設定できれば良い。

実施例１〜実施例３では、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳや電流ピーク値を用いて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも高くする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳや電流ピーク値の他に、モータ３のトルクや、モータ３の回転数や、モータ３の動作周期等を用いて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも高くしても良い。また、実施例１〜実施例３では、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳと電流ピーク値の両方を用いて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも高くする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳとモータ３の出力を用いても良い。具体的には、周波数ＦＭＳとモータ３のトルクを用いても良く、周波数ＦＭＳとモータ３の回転数を用いても良く、周波数ＦＭＳとモータ３の動作周期を用いても良い。また、モータ３のトルクと回転数を用いても良く、モータ３のトルクと動作周期を用いても良く、モータ３の回転数と動作周期を用いても良い。

実施例１〜実施例３では、本開示の電力変換制御装置を、ＰＷＭインバータに適用する例を示した。しかし、本開示の電力変換制御装置は、ＰＷＭインバータ等のインバータ回路以外に、無停電電源装置及び充電器等の様々な電力変換手段に対しても適用することができる。

実施例１〜実施例３では、本開示の電力変換制御装置を、ハイブリッド自動車や電気自動車等の車両を駆動する電力変換手段に適用する例を示した。しかし、本開示の電力変換制御装置は、車両を駆動する電力変換手段に限らず、車両以外の工業用の用途（例えば、船舶等）に使用される電力変換手段に対しても適用することができる。

２ ＰＷＭインバータ（電力変換手段）
２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ− スイッチング手段（特定部位）
３ 三相ブラシレスモータ直流モータ（電動機）
７ 電力変換制御装置
７２ キャリア信号生成部（演算機能）
７３ キャリア周波数変化部（カウント機能）
Ｂ，Ｃ，Ｄ 合計期間
ＣＳ キャリア信号
ＣＴ カウント周期
ＣＶ カウント値
ＣＶＭＡＸ カウント上限値
ＦＣＳ キャリア周波数
ＦＢｈ，ＦＢｌ 周波数帯域
ＭＳ 変調波信号（変調波）
ＮＢ ノイズ発生帯域
ＴＣＳ キャリア周期
ＴＭＳ 一周期
ＺＣ ゼロクロス（出力ゼロ条件）

Claims (10)

1. 入力された電力をスイッチング手段により変換して出力する電力変換手段を介して電動機を制御する電力変換制御装置であって、
   任意のカウント周期で動作するカウント機能と、
   前記カウント機能をゼロにリセットするカウント上限値により、前記電動機を制御するキャリア信号のキャリア周波数の演算を行う演算機能と、を備え、
   前記電力変換手段の変調波の１周期分の出力中には、前記カウント周期と前記カウント上限値の少なくとも一方が２種類以上混在し、
   前記カウント周期と前記カウント上限値の少なくとも一方は、前記電動機の動作条件に応じて、前記２種類以上のいずれかに切り替わり、
   前記キャリア周波数は、前記２種類以上のいずれかに切り替わったとしても、ノイズ発生帯域を外した周波数帯域に設定される
   ことを特徴とする電力変換制御装置。
2. 請求項１に記載された電力変換制御装置において、
   前記変調波の１周期分の出力中には、前記カウント周期が２種類混在し、
   前記２種類のうち、前記カウント周期が長い方を長周期といい、前記カウント周期が短い方を短周期というとき、
   前記長周期及び前記短周期は、任意に切り替わるものであって、
   前記１周期分において、前記カウント周期が前記短周期であるときの合計期間と、前記カウント周期が前記長周期であるときの合計期間との割合は、前記電動機の動作条件に応じて変化する
   ことを特徴とする電力変換制御装置。
3. 請求項２に記載された電力変換制御装置において、
   前記１周期分において、前記カウント周期が前記短周期であるときの合計期間と、前記カウント周期が前記長周期であるときの合計期間との割合は、前記変調波の出力が高周波に変化すると、前記短周期であるときの合計期間の割合が高くなる
   ことを特徴とする電力変換制御装置。
4. 請求項２又は請求項３に記載された電力変換制御装置において、
   前記１周期分において、前記カウント周期が前記短周期であるときの合計期間と、前記カウント周期が前記長周期であるときの合計期間との割合は、前記電動機の出力が高く変化すると、前記短周期であるときの合計期間の割合が高くなる
   ことを特徴とする電力変換制御装置。
5. 請求項２に記載された電力変換制御装置において、
   前記１周期分において、前記カウント周期が前記短周期であるときの合計期間と、前記カウント周期が前記長周期であるときの合計期間との割合は、特定部位における温度が高く変化すると、前記短周期であるときの合計期間の割合が低くなる
   ことを特徴とする電力変換制御装置。
6. 請求項１に記載された電力変換制御装置において、
   前記変調波の１周期分の出力中には、前記カウント上限値が２種類混在し、
   前記２種類のうち、前記カウント上限値が高い方を高上限値といい、前記カウント上限値が低い方を低上限値というとき、
   前記高上限値及び前記低上限値は、任意に切り替わるものであって、
   前記１周期分において、前記カウント上限値が前記低上限値であるときの合計期間と、前記カウント上限値が前記高上限値であるときの合計期間との割合は、前記電動機の動作条件に応じて変化する
   ことを特徴とする電力変換制御装置。
7. 請求項６に記載された電力変換制御装置において、
   前記１周期分において、前記カウント上限値が前記低上限値であるときの合計期間と、前記カウント上限値が前記高上限値であるときの合計期間との割合は、前記変調波の出力が高周波に変化すると、前記低上限値であるときの合計期間の割合が高くなる
   ことを特徴とする電力変換制御装置。
8. 請求項６又は請求項７に記載された電力変換制御装置において、
   前記１周期分において、前記カウント上限値が前記低上限値であるときの合計期間と、前記カウント上限値が前記高上限値であるときの合計期間との割合は、前記電動機の出力が高く変化すると、前記低上限値であるときの合計期間の割合が高くなる
   ことを特徴とする電力変換制御装置。
9. 請求項６に記載された電力変換制御装置において、
   前記１周期分において、前記カウント上限値が前記低上限値であるときの合計期間と、前記カウント上限値が前記高上限値であるときの合計期間との割合は、特定部位の温度が高く変化すると、前記低上限値であるときの合計期間の割合が低くなる
   ことを特徴とする電力変換制御装置。
10. 請求項１から請求項９までの何れか一項に記載された電力変換制御装置において、
    前記電力変換手段の変調波の１周期分の出力中には、前記カウント周期と前記カウント上限値の少なくとも一方が２種類以上混在し、
    前記２種類以上のうち、最も短い前記カウント周期を最短周期といい、最も低い前記カウント上限値を最低上限値というとき、
    前記変調波の出力は、前記カウント周期が前記最短周期となるとき、又は、前記カウント上限値が前記最低上限値となるときに、出力ゼロ条件を通過する
    ことを特徴とする電力変換制御装置。