JPH0638301A

JPH0638301A - 電動車両の走行用電動機のｐｗｍ制御装置

Info

Publication number: JPH0638301A
Application number: JP4192520A
Authority: JP
Inventors: Shoji Sugiyama; 昭司杉山; Masamitsu Inaba; 正光稲葉; Kenji Suga; 健治須賀; Junichi Hida; 淳一飛田; Toshiaki Nagase; 俊昭長瀬
Original assignee: Toyoda Automatic Loom Works Ltd
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 1992-07-20
Filing date: 1992-07-20
Publication date: 1994-02-10

Abstract

(57)【要約】【目的】電動機の「うなり音」が耳につかないようにす
ると共に、走行作業全体でみればインバータ等の電力変
換装置の損失を小さくすることができる電動車両の走行
用電動機のＰＷＭ制御装置を提供する。【構成】インバータ２はサブ・ハーモニック制御法によ
って制御され、誘導電動機３をＰＷＭ制御する。回転セ
ンサ７は誘導電動機３のその時の実際の回転速度（実回
転速度ｎ）を検出する。制御回路９内には、２種類の周
波数（ｆ１，ｆ２）のキャリア三角波を生成する三角波
発生回路が設けられている。制御回路９は、実回転速度
ｎが予め設定してある回転速度ｎo より低いときには周
波数の高い（ｆ２）キャリア三角波を選択し、実回転速
度ｎが回転速度ｎo 以上のときには周波数の低い（ｆ
１）キャリア三角波を選択し、その選択した三角波に基
づいてインバータ２をサブ・ハーモニック制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は電動車両の走行用電動機
のＰＷＭ（pulse width modulation）制御装置に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、バッテリ・フォークリフトやトー
イング・トラクタ等の電動車両においては、走行用電動
機として従来広く用いられていた直流電動機の代わりに
誘導電動機を用いることが考えられている。

【０００３】誘導電動機は直流電動機と比較して、構
造が簡単でブラシ等の磨耗がないためメンテナンスフリ
ーで取扱が簡便、負荷の増減に対して回転速度の変化
が少ない（電動車両に使用すれば、積荷の重量や路面の
傾斜に関係なく一定速度で走行できる）、効率が高い
（バッテリを用いた電動車両に使用すれば、１回の充電
で走行できる距離が長くなる）すべり周波数制御によ
って、速度、トルク、正逆転の制御を簡単かつ確実に行
うことができる、等の利点がある。

【０００４】ここで、のすべり周波数制御について
は、特開昭６３−３１１０６号公報に開示されるものが
ある。この装置では、インバータをＰＷＭ制御（サブ・
ハーモニック（sub-harmonic）制御）することにより誘
導電動機を駆動制御している。すなわち、すべり周波数
に基づいて誘導電動機の各相の入力電流の指令値を求
め、その指令値と実際の各相の入力電流との偏差をＰＩ
回路で比例積分して正弦波である出力信号（変調波）を
算出する。次に、パルス幅変調回路において、その変調
波とキャリア三角波とを比較してインバータのスイッチ
ング素子のスイッチングパターンを決定し、そのスイッ
チングパターンに従った各相のパルス列信号（開閉シグ
ナル）を生成する。ドライブ回路は、その各相の開閉シ
グナルに基づいてインバータのスイッチング素子をオン
・オフさせる。すると、インバータからは正弦波ＰＷＭ
波形が出力される。誘導電動機は、その正弦波ＰＷＭ波
形に従って駆動され、所望の回転速度を得るようになっ
ている。

【０００５】従って、キャリア三角波の振幅と周波数を
変えれば、それに従って、インバータから出力される正
弦波ＰＷＭ波形の振幅と周波数も変わることになる。こ
こで、キャリア三角波の周波数を変調波の周波数の３の
奇数倍にとり、その倍数を十分大きくすれば、正弦波Ｐ
ＷＭ波形中に含まれる高調波の内、キャリア三角波より
低い周波数の高調波をほぼ取り除くことができる。

【０００６】正弦波ＰＷＭ波形中に含まれる高調波成分
が多いと、誘導電動機の発生トルクに高調波に伴う振動
成分が重畳し、誘導電動機の回転が円滑でなくなると共
に鉄損が増加して効率が低下することになる。すなわ
ち、誘導電動機のためには、キャリア三角波の周波数を
上記のように変調波の周波数の３の奇数倍で出来るだけ
高くした方が良いことになる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、インバータ
はスイッチング素子がオン・オフの飽和領域で使用され
るため、スイッチング素子の損失が小さく効率が高い。
しかしながら、スイッチング素子のオン・オフが切り換
わる際、すなわち、立ち上がり時および立ち下がり時に
は、スイッチング素子が非飽和領域で駆動されるため損
失が大きくなる。スイッチング素子の損失が増大すると
熱暴走を起こしやすくなるが、それを防止するためには
大きな放熱器を必要とし、装置が大型化するといった問
題がある。従って、インバータの損失を小さくするに
は、単位時間内におけるスイッチング素子のオン・オフ
回数を出来るだけ少なくする必要がある。単位時間内に
おけるスイッチング素子のオン・オフ回数は上記のよう
にキャリア三角波の周波数に対応するため、インバータ
のためには、キャリア三角波の周波数は出来るだけ低く
した方が良いことになる。

【０００８】このようにキャリア三角波の周波数は、誘
導電動機にとっては高い方が良く、インバータにとって
は低い方が良いという二律背反する問題がある。但し、
電動車両において誘導電動機を用いる場合は、誘導電動
機における問題（回転が円滑でなくなると共に鉄損が増
加して効率が低下する）よりも、インバータにおける問
題（スイッチング素子の損失が増大して熱暴走を起こし
やすくなる）の方がより重要なため、キャリア三角波の
周波数は出来るだけ低く、２〜３ＫＨZ に設定されてい
る。

【０００９】ところが、キャリア三角波の周波数を２〜
３ＫＨZ に設定すると、誘導電動機の巻線が振動し、そ
の振動が鉄心等に共振して可聴領域（２０〜２万ＨZ ）
内の「うなり音」が生じて耳につくという問題がある。

【００１０】近年、労働環境の整備の一貫として作業場
内の低騒音化が検討されており、電動車両が発生する騒
音も低減することが要求されている。従って、電動車両
の誘導電動機の「うなり音」も低減しなければならない
が、それには、「うなり音」の周波数を可聴領域から外
して、例え発生していたとしても聞こえないようにする
のが最も簡単かつ有効である。しかしながら、「うなり
音」の周波数を可聴領域から外すためにはキャリア三角
波の周波数を高く設定しなければならず、上記したよう
にインバータの損失が増大してスイッチング素子が熱暴
走を起こしやすくなるという問題が生じる。

【００１１】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたものであって、その目的は、電動車両の走行用電動
機の「うなり音」が耳につかないようにすると共に、走
行作業全体でみればインバータ等の電力変換装置の損失
を小さくすることができる電動機のＰＷＭ制御装置を提
供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は上記問題点を解
決するため、電動車両の走行用電動機を、サブ・ハーモ
ニック制御法によって制御される電力変換装置によって
ＰＷＭ制御する電動車両の走行用電動機の制御装置にお
いて、それぞれ周波数が異なった複数のキャリア三角波
を生成するキャリア三角波生成手段と、電動車両の走行
速度に従い、走行速度が高いときには前記キャリア三角
波生成手段の生成する三角波の中から周波数が低いキャ
リア三角波を選択し、走行速度が低いときには前記キャ
リア三角波生成手段の生成する三角波の中から周波数が
高いキャリア三角波を選択する選択手段とを備えたこと
をその要旨とする。

【００１３】

【作用】従って本発明によれば、電動車両の走行速度が
高いときには周波数が低いキャリア三角波を選択し、そ
のキャリア三角波によってＰＷＭ制御を行うため、電力
変換装置の損失を小さくすることができる。また、電動
車両の走行速度が低いときには周波数が高いキャリア三
角波を選択し、そのキャリア三角波によってＰＷＭ制御
を行うため、走行用電動機の「うなり音」の周波数を高
くすることができ、キャリア三角波の周波数を適宜に選
択すれば、「うなり音」の周波数を可聴領域外にするこ
とができる。

【００１４】

【実施例】以下、本発明を具体化した一実施例を図１〜
３に従って説明する。図１に、本実施例のブロック回路
図を示す。

【００１５】直流電源としてのバッテリ１から供給され
る直流は、インバータ２によって３相交流に変換され、
その３相交流によって３相誘導電動機３が駆動される。
そして、誘導電動機３によって電動車両の車輪（図示
略）が駆動されるようになっている。

【００１６】インバータ２は公知の３相電圧形インバー
タであって、６個の自己ターンオフ能力をもつスイッチ
ング素子（図示略）と６個の帰還ダイオード（図示略）
とを３相ブリッジ接続して構成されている。

【００１７】アクセルペダル４およびブレーキペダル５
にはそれぞれ、踏み込み量を検出するセンサ４ａ，５ａ
が設けられている。また、電動車両の前進・後進を切り
替えるための前後進指令レバー６には、前進位置と後進
位置およびニュートラル位置が設定されており、その各
位置を検出するセンサ６ａが設けられている。さらに、
誘導電動機３には回転速度および回転方向を検出する回
転センサ７が設けられている。尚、回転センサ７の検出
信号は、誘導電動機３の回転速度に対応した周波数にな
っている。また、インバータ２の３本の出力線Ｕ，Ｖ，
Ｗの内、２本の出力線Ｖ，Ｗには電流検出センサ８ａ，
８ｂが設けられ、インバータ２から誘導電動機３に出力
される３相交流のうち２相（Ｖ，Ｗ）の電流の瞬時値を
検出するようになっている。

【００１８】制御回路９は、中央処理装置（ＣＰＵ）、
制御プログラムを記憶した読み出し専用メモリ（ＲＯ
Ｍ）、読み出しおよび書き込み可能なメモリ（ＲＡ
Ｍ）、入出力インターフェイス等から構成される。

【００１９】そして、制御回路９は各センサ４ａ，５
ａ，６ａ，７，８ａ，８ｂの検出信号に基づいて以下の
順序で動作し、後記するように、ドライブ回路１０に開
閉シグナルを出力する。

【００２０】１）アクセルペダル４およびブレーキペダ
ル５の踏み込み量を検出する各センサ４ａ，５ａの検出
信号と、前後進指令レバー６の位置を検出するセンサ６
ａの検出信号とに基づいて、運転者が所望する電動車両
が発生すべき速度に対応する誘導電動機３の回転速度
（目標回転速度）を求める。

【００２１】２）回転センサ７の検出信号に基づいて、
その時の誘導電動機３の実際の回転速度（実回転速度）
を求める。３）求めた目標回転速度と実回転速度とに基づいてすべ
り周波数を割り出し、そのすべり周波数と実回転速度と
から誘導電動機３の一次電流（入力電流）の周波数（一
次周波数）を求める。

【００２２】４）求めた一次周波数とすべり周波数とに
基づいて誘導電動機３の入力電流の振幅値を割り出し、
その振幅値と一次周波数とに基づいて、誘導電動機３に
目標トルクを発生させるための２相（Ｖ，Ｗ）分の瞬時
値電流（指令電流）を求める。その指令電流は制御回路
９内の駆動信号発生回路２１に入力される。

【００２３】５）電流検出センサ８ａ，８ｂの検出信号
に基づいて、その時の誘導電動機３の２相（Ｖ，Ｗ）の
実際の入力電流（実電流）を求める。その２相（Ｖ，
Ｗ）の実電流と指令電流とが、制御回路９内の駆動信号
発生回路２１に入力される。

【００２４】図２に、駆動信号発生回路２１のブロック
回路図を示す。駆動信号発生回路２１は、差動増幅器２
２，２５とＰＩ回路２３とコンパレータ２４とキャリア
三角波発生回路２６とから構成される。

【００２５】各差動増幅器２２はそれぞれ、出力線Ｖ，
Ｗの実電流と指令電流との偏差を求め、各ＰＩ回路２３
に出力すると共に、オペアンプ２５に出力する。オペア
ンプ２５は、出力線Ｖ，Ｗの実電流と指令電流との偏差
の合計値から残りの１相（Ｕ）の偏差を求め、ＰＩ回路
２３に出力する。

【００２６】各ＰＩ回路２３はそれぞれ、各出力線Ｕ，
Ｖ，Ｗの実電流と指令電流との偏差を比例積分して増幅
し、各出力線Ｕ，Ｖ，Ｗに対応した正弦波である出力信
号（変調波）を各コンパレータ２４に出力する。

【００２７】各コンパレータ２４はそれぞれ、各ＰＩ回
路２３からの各変調波（Ｕ，Ｖ，Ｗ）と、キャリア三角
波発生回路２６からのキャリア三角波とを比較する。こ
れにより、インバータ２の各スイッチング素子のスイッ
チングパターンが決定され、各コンパレータ２４から
は、そのスイッチングパターンに従った各相（Ｕ，Ｖ，
Ｗ）のパルス列信号（開閉シグナル）が出力される。

【００２８】ドライブ回路１０は、各コンパレータ２４
から出力される各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の開閉シグナルを入
力し、従来例と同様に、その開閉シグナルに基づいてイ
ンバータ２のスイッチング素子をオン・オフさせる。す
ると、インバータ２からは正弦波ＰＷＭ波形が出力され
る。誘導電動機３は、その正弦波ＰＷＭ波形に従って駆
動され、各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の入力電流が指令電流に等
しくなることにより、実回転速度は目標回転速度にな
る。

【００２９】図３に、キャリア三角波発生回路２６の回
路図を示す。キャリア三角波発生回路２６は、三角波発
振回路２６ａと発振周波数切り替え回路２６ｂとから構
成される。三角波発振回路２６ａは、オペアンプ３１，
３２と抵抗Ｒ１〜Ｒ５とコンデンサＣと定電圧ダイオー
ドＤ１，Ｄ２とから構成される。また、発振周波数切り
替え回路２６ｂは、切り替えスイッチＳとコンパレータ
３３とＦ−Ｖ（frequency-to-voltage) コンバータ３４
とポテンショメータ３５とから構成される。

【００３０】Ｆ−Ｖコンバータ３４は、回転センサ７の
検出信号の周波数に対応した直流電圧ｖを出力する。す
なわち、回転センサ７の検出信号の周波数は誘導電動機
３の回転速度に対応しているため、Ｆ−Ｖコンバータ３
４から出力される直流電圧ｖも誘導電動機３の回転速度
に対応したものになる。

【００３１】コンパレータ３３は、ポテンショメータ３
５から出力される直流電圧ｖo と、Ｆ−Ｖコンバータ３
４から出力される直流電圧ｖとを比較し、その結果に基
づいてスイッチＳを開閉制御する。すなわち、直流電圧
ｖが直流電圧ｖo より小さい（ｖ＜ｖo ）ときスイッチ
Ｓは投入され、直流電圧ｖが直流電圧ｖo 以上（ｖ≧ｖ
o ）のときスイッチＳは切断される。

【００３２】三角波発振回路２６ａは公知の方形波・三
角波発振回路であって、ヒステリシス・コンパレータＡ
と積分回路Ｂとから構成される。ヒステリシス・コンパ
レータＡは、オペアンプ３１と抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５と
定電圧ダイオードＤ１，Ｄ２とから構成される。また、
積分回路Ｂは、オペアンプ３２と抵抗Ｒ４（または、抵
抗Ｒ３，Ｒ４）とコンデンサＣとから構成される。

【００３３】この三角波発振回路２６ａでは、ヒステリ
シス・コンパレータＡの出力ＶOUT2で積分回路Ｂのコン
デンサＣを充電し、その充電電圧がヒステリシス・コン
パレータＡのしきい値に達したら出力ＶOUT2を反転させ
る。すなわち、積分回路Ｂの出力ＶOUT1は反転、ヒステ
リシス・コンパレータＡの出力ＶOUT2は非反転であるた
め、抵抗Ｒ５によって構成される積分回路Ｂからヒステ
リシス・コンパレータＡへのループは、一種の負帰還で
あると見なすことができる。従って、積分回路Ｂは発散
せずに動作することができる。

【００３４】ヒステリシス・コンパレータＡの出力ＶOU
T2は方形波で、その振幅は定電圧ダイオードＤ１，Ｄ２
によって構成されるクリッパ回路Ｅによって決定され
る。すなわち、出力ＶOUT2のハイレベルの値は、定電圧
ダイオードＤ２の降服電圧によって決定される。また、
出力ＶOUT2のローレベルの値は、定電圧ダイオードＤ１
の降服電圧によって決定される。ここで、抵抗Ｒ１は出
力ＶOUT2のレベルを調整するために設けられている。

【００３５】一方、積分回路Ｂの出力ＶOUT1は三角波
で、その振幅はヒステリシス・コンパレータＡのヒステ
リシス幅で決定される。この出力ＶOUT1がキャリア三角
波として、各コンパレータ２４に出力される。

【００３６】ここで、ヒステリシス・コンパレータＡの
ヒステリシス幅βは、上記のようにクリッパ回路Ｅによ
って決定される振幅を「α」とすると、式（１）に示す
ようになる。

【００３７】 β＝（Ｒ５・α）／Ｒ２ ………（１）また、出力ＶOUT1の発振周波数ｆは、積分回路Ｂの時定
数とヒステリシス幅βとから式（２）に示すようにな
る。

【００３８】ｆ＝Ｒ２／（４Ｃ・Ｒ５・ｒ） ………（２）尚、式（２）における「ｒ」は、抵抗Ｒ４、または、各
抵抗Ｒ３，Ｒ４の並列合成抵抗である。

【００３９】すなわち、スイッチＳが切断されていると
き、式（２）における「ｒ」は抵抗Ｒ４になり、出力Ｖ
OUT1の発振周波数ｆ１は式（３）に示すようになる。ｆ１＝Ｒ２／（４Ｃ・Ｒ５・Ｒ４） ………（３）一方、スイッチＳが投入されているとき、式（２）にお
ける「ｒ」は各抵抗Ｒ３，Ｒ４の並列合成抵抗になり、
出力ＶOUT1の発振周波数ｆ２は式（４）に示すようにな
る。

【００４０】ｆ２＝Ｒ２／〔４Ｃ・Ｒ５・Ｒ３・Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）〕 ………（４）従って、式（３), (４）から、スイッチＳが切断されて
いるときの発振周波数ｆ１より、スイッチＳが投入され
ているときの発振周波数ｆ２の方が高くなることがわか
る。

【００４１】前記したように、スイッチＳが投入される
のは直流電圧ｖが直流電圧ｖo より小さい（ｖ＜ｖo ）
ときであり、スイッチＳが切断されるのは直流電圧ｖが
直流電圧ｖo 以上（ｖ≧ｖo ）のときである。

【００４２】すなわち、誘導電動機３の回転速度ｎが、
ポテンショメータ３５から出力される直流電圧ｖo に対
応する回転速度ｎo より低いときにはスイッチＳが投入
され、キャリア三角波発生回路２６から出力されるキャ
リア三角波の周波数は発振周波数ｆ２になる。また、回
転速度ｎが回転速度ｎo 以上のときにはスイッチＳが切
断され、キャリア三角波発生回路２６から出力されるキ
ャリア三角波の周波数は発振周波数ｆ１になる。

【００４３】従って、誘導電動機３の回転速度ｎが予め
設定された回転速度ｎo に達するまではキャリア三角波
の周波数は高く（発振周波数ｆ２）、誘導電動機３の回
転速度ｎが予め設定された回転速度ｎo 以上になるとキ
ャリア三角波の周波数は低く（発振周波数ｆ１）なる。

【００４４】ここで、回転速度ｎo および各発振周波数
ｆ１，ｆ２を適宜に設定することにより、電動車両の低
速走行時には誘導電動機３の「うなり音」が耳につかな
いようにすると共に、高速走行時にはインバータ２の損
失を小さくすることができる。

【００４５】すなわち、設計時において、キャリア三角
波発生回路２６の抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を変化させる
と共に、ポテンショメータ３５から出力される直流電圧
ｖoを変化させる実験を行う。抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値
を調整すれば各発振周波数ｆ１，ｆ２を調節することが
でき、直流電圧ｖo を調整すれば回転速度ｎo を調節す
ることができる。

【００４６】そして、発振周波数ｆ２のときには誘導電
動機３の「うなり音」の周波数が可聴領域外になるよう
に設定すると共に、発振周波数ｆ１のときにはインバー
タ２の損失が最小になるように設定する。

【００４７】これにより、誘導電動機３の回転速度ｎが
回転速度ｎo に達するまでは、インバータ２の損失が大
きい反面、誘導電動機３の「うなり音」が耳につくこと
はない。ここで、回転回転速度ｎo を適宜に設定し、誘
導電動機３の回転速度ｎが回転速度ｎo に達するまでの
時間を短くすれば、インバータ２のスイッチング素子の
損失が大きくても熱暴走を起こすことはない。従って、
インバータ２の損失が大きいという欠点は無視でき、誘
導電動機３の「うなり音」が耳につかないという利点の
みが生かされる。

【００４８】そして、誘導電動機３の回転速度ｎが回転
速度ｎo 以上になると、誘導電動機３の「うなり音」が
大きくなる反面、インバータ２の損失は小さくなる。こ
こで、回転速度ｎo を適宜に設定し、誘導電動機３の回
転速度ｎが回転速度ｎo 以上になると電動車両の走行騒
音（ロードノイズ等）が誘導電動機３の「うなり音」よ
り大きくなるようにすれば、誘導電動機３の「うなり
音」は電動車両の走行騒音にマスクされる。従って、誘
導電動機３の「うなり音」が耳につくことはなく、イン
バータ２の損失が小さいという利点のみが生かされる。

【００４９】尚、電動車両の走行作業全体における低速
走行（誘導電動機３の回転速度ｎが回転速度ｎo より低
いとき）の占める割合はごくわずかであるため、走行作
業全体でみればインバータ２の損失を小さくすることが
できる。

【００５０】また、近年、インバータのスイッチング素
子として、ＩＧＢＴ(insulated gate bipolar transist
or）やＳＩＴ（static induction transistor ）等の高
速スイッチングが可能な素子が開発されているため、発
振周波数ｆ２を高くするのは容易である。

【００５１】このように本実施例においては、誘導電動
機３の「うなり音」が耳につくことはなく、走行作業全
体でみればインバータ２の損失を小さくすることができ
る。尚、本発明は上記実施例に限定されるものではな
く、例えば、キャリア三角波の周波数を２種類（発振周
波数ｆ１，ｆ２）ではなく３種類以上用意すると共に、
回転速度ｎo も２種類以上設定して実施するようにして
もよい。この場合は、電動車両の走行速度に応じてより
細かく、誘導電動機３の「うなり音」とインバータ２の
損失を制御することができる。

【００５２】また、誘導電動機３を同期電動機等の他の
交流電動機に置き換えてもよい。さらに、インバータ２
をＤＣ−ＤＣコンバータに置き換えると共に、誘導電動
機３を直流電動機に置き換えてもよい。すなわち、イン
バータ２の代わりに、電動機の形式に合わせた適宜な電
力変換装置を用いればよい。

【００５３】また、キャリア三角波発生回路はどのよう
な回路形式であってもよい。図４に、キャリア三角波発
生回路の別例の回路図を示す。但し、このキャリア三角
波発生回路において前記のキャリア三角波発生回路２６
と同じ構成については符号を等しくして説明を省略す
る。

【００５４】すなわち、各クロック生成回路４１，４２
はそれぞれ、周波数の異なるクロックCK1,CK2 を出力す
る。アナログスイッチ４３は、ポテンショメータ３５か
ら出力される直流電圧ｖo と、Ｆ−Ｖコンバータ３４か
ら出力される直流電圧ｖとに基づいて切り替えられる。
８ビットのアップカウンタ４４は、クロックCK1 または
クロックCK2 が入力される度に二進８ビットの出力Ｑ１
〜Ｑ８をインクリメントし、フルカウントしたら、次に
クロックCK1 またはクロックCK2 が入力された時点でリ
セットするようになっている。８ビットのＤ／Ａコンバ
ータ４５は、アップカウンタ４４の出力Ｑ１〜Ｑ８をＤ
／Ａ変換して各コンパレータ２４に出力する。

【００５５】そのため、アップカウンタ４４がリセット
してからフルカウントするまでの間、Ｄ／Ａコンバータ
４５の出力はクロックCK1,CK2 に従ってステップ状の上
昇特性を示す。そして、次にアップカウンタ４４がリセ
ットすると、Ｄ／Ａコンバータ４５の出力は初期値まで
一気に立ち下がる。従って、Ｄ／Ａコンバータ４５の出
力は三角波になり、その三角波の周波数は各クロックCK
1,CK2 の周波数に対応したものになる。

【００５６】ここで、電動車両の制御にマイクロコンピ
ュータを使用している場合は、そのシステムクロックを
各クロックCK1,CK2 に流用することができるため、各ク
ロック生成回路４１，４２は省略することができる。

【００５７】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、電
動車両の走行用電動機のＰＷＭ制御装置において、電動
機の「うなり音」が耳につかないようにすると共に、走
行作業全体でみればインバータ等の電力変換装置の損失
を小さくすることができる優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を具体化した一実施例のブロック回路図
である。

【図２】一実施例の駆動信号発生回路２１のブロック回
路図である。

【図３】一実施例のキャリア三角波発生回路２６の回路
図である。

【図４】キャリア三角波発生回路の別例の回路図であ
る。

【符号の説明】

２…電力変換装置としてのインバータ、３…走行用電動
機としての誘導電動機、２６…キャリア三角波生成手段
としてのキャリア三角波発生回路、２６ｂ…選択手段と
しての発振周波数切り替え回路

フロントページの続き (72)発明者飛田淳一愛知県刈谷市豊田町２丁目１番地株式会社豊田自動織機製作所内 (72)発明者長瀬俊昭愛知県刈谷市豊田町２丁目１番地株式会社豊田自動織機製作所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電動車両の走行用電動機を、サブ・ハー
モニック制御法によって制御される電力変換装置によっ
てＰＷＭ制御する電動車両の走行用電動機の制御装置に
おいて、それぞれ周波数が異なった複数のキャリア三角波を生成
するキャリア三角波生成手段と、電動車両の走行速度に従い、走行速度が高いときには前
記キャリア三角波生成手段の生成する三角波の中から周
波数が低いキャリア三角波を選択し、走行速度が低いと
きには前記キャリア三角波生成手段の生成する三角波の
中から周波数が高いキャリア三角波を選択する選択手段
とを備えたことを特徴とする電動車両の走行用電動機の
ＰＷＭ制御装置。