JPH02266869A - インバータ変調方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は三相交流電動機の可変速駆動に適用される可変
電圧可変周波数出力形インバータに係り、特にそのイン
バータ変調方式に関するものである。

〔従来の技術〕

可変電圧可変周波数の交力出力得るインバータを以下Ｖ
ＶＶＦインバータと呼ぶが、そのＶＶＶＦ’インバータ
は直流入力を交流出力に変換する装置であり、交流化す
る手段、可変電圧とする手段。

出力周波数を可変とする手段は共通のサイリスタ等のス
イッチング素子である。

このスイッチング素子のオンオフによって所要の電圧・
周波数の得るものとなるが、そのスイッチング素子のオ
ンオフの頻度をチョッピング周波数、インバータとして
の出力周波数をインバータ周波数と呼ぶ。

また、チョッピング周波数をインバータ周波数の奇数倍
に選び１スイツチング素子がオンオフされるものを同期
式変調といい、インバータ周波数が変化しても一定のチ
ョッピング周波数でスイッチング素子をオンオフするた
めに、インバータ出力交流１サイクル内で、どのタイミ
ングでスイッチング素子がオンオフされるかが変ってし
まうものを非同期式変調という。

これを第２図に示す。

すなわち、第２図（ａ）は従来の同期式変調のインバー
タ周波数とチョッピング周波数の関係の一例を示し、Ｆ
ｌはインバータ周波数、ＦＣはチッッピング周波数であ
る。また、第２図（ｂ）は同じく非同期式変調のインバ
ータ周波数とチョッピング周波数の関係の一例を示して
いる。さらに、インバータ周波数Ｆ、が低い範囲で非同
期式変調を用い、インバータ周波数Ｆ！がある範囲以上
では同期式変調に切替えるよう両方式を併用することも
多い。そして、第２図（Ｃ）はかような併用例を示して
いる。

ここで、スイッチング素子のオンオフのタイミングを制
御する一方法として、インバータ周波数ＦＸで正弦波状
に変化する変調波と呼ばれる参照値（これを仮にＣｋと
する）と、この変調波ｅ３の１サイクル内に均等に分布
された三角波（一般に搬送波と呼ばれ、ここでは搬送波
Ｃ，とする）とを比較する方法が知られている。

搬送波ｅ、の周波数がインバータ周波数Ｆ！の整数倍（
一般に奇数倍）に選ばれたものが、同期式正弦波変調と
呼ばれる。

そのインバータ周波数Ｆ夏と搬送波ｅ。の周波数との関
係をパルスモードと呼ぶことがあり、その比が２１テア
レば２１パルスモード、その比が１５であれば１５パル
スモードなどと呼ぶ。第２図および第４図中の（２１Ｐ
）は２１パルスモード、　（１５Ｐ）は１５パルスモー
　１’　、　（９Ｐ）は９パルスモードなどを示してい
る。

第３図は三相電圧形インバータの基本構成を示したもの
であり、１は直流電源、２は三相電圧形パルス幅変調方
式のインバータ、３は三相誘導電動機である。ここに、
インバータ２においてＵ、〜Ｗｐ　、　ＵＮ−ＷＮ　Ｊ
ｔ　Ｕ　、　Ｖ　、　Ｗ相ノ正極側、　負極側０）スイ
ッチング素子を示す。

また、第４図は三相インバータの同期式正弦波変調にお
ける搬送波と変調波との関係および出力電圧変化を示す
。図中、己Ｃは搬送波、ｅ工は変調波であり、そのＵ相
、■相、Ｗ相はそれぞれ（２π／３）ラジアンの位相差
である。

ここで、第４図において搬送波ｅｃより変調波ｅＫが大
きい期間には、第３図のスイッチング素子ＵＰ−ｗＮの
うちの正極側が導通して負極側が開路する。逆に、変調
波ｅ８より搬送波ｅ６が大きい期間には、スイッチング
素子ＵＰ−ｗＮのうち正極側は開路し、負極側は導通す
る。その結果得られる出力電圧を合せ例示の通りである
。ただし、第４図においてｔは時間軸であり、図は９パ
ルスモードの例を示している。

そして、変調波への波高値の増減によって、出力電圧が
増減されることになる。このようにして得られた出力電
圧は相電圧についてみると、１周期の間に前記パルスモ
ード数に相当した数のパルスを含む電圧となり、線間電
圧についてみると、半周期内に同数のパルスが含まれる
。

また、非同期式変調の場合は、インバータ周波数Ｆ！が
変化しても搬送波Ｃ６の周波数を一定のままとしている
ので、電圧波形１周期内のパルス数はインバータ周波数
Ｆ！によって変化する。

同期式変調、非同期式変調のいずれの場合も電圧はパル
ス例であり、電流は歪波となり、インバータ周波数Ｆｌ
によるインバータ負荷の電動機の回転に伴う機械音、イ
ンバータ周波数Ｆ！から基本波成分による電磁音以外に
、高調波騒音を発生する。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ここで発生する高調波音の周波数は一般に高徳感度の範
囲にあり、その騒音は耳ざわりである。

そして、インバータにおけるスイッチング素子の改良に
よって、より高周波化する改善はされているものの不充
分である。

特に、サイリスタを使うような大容量三相出力形インバ
ータでは、高周波化によって解決することは困難である
。

〔問題点の解決手段および作用〕

一般にアラームやホイツスルのように、周囲から際立っ
て異質な印象を与える音は独特のスペクトルを示し、そ
の特別に強い周波数成分によって単音色の部分が強調さ
れるため、人々の注意を惹きつけることが可能になる。

そして、インバータ制御によって発生する電磁音が際立
った奇異感を与えることもまた同様の理由による。

本発明はこのような点に鑑みなされたものである。しか
して、インバータのスイッチング素子のチョッピング周
波数を予め設定した周波数、すなわち単色前に聞こえる
周波数成分に固定されることなく、周波数を変えること
より音色の印象を弱め、騒々しさを減少し得る格別なイ
ンバータ変調方式を提供するものである。

以下、本発明を図面に基づいて詳細説明する。

〔実　施　例〕

第１図は本発明が適用されたチョッピング周波数の変化
方法の一図示例であり、横軸ｔは時間。

縦軸ＦＣはチョッピング周波数である。図において、Ｆ
ＣＨＯは平均チョッピング周波数、Ａはチョッピング周
波数ＦＣに対して平均チョッピング周波数ＦＣＨＯから
の変動幅の片振幅である。

すなわち、チョッピング周波数ＦＣは、平均チ、ッピン
グ周波数ＦＣＨＯを中心として、片振幅Ａで正弦波状に
変化させられてなる。ここに、チヨ。

ピング周波数ＦＣの変化の周期はインバータ周波数ＦＩ
の１サイクルの（１／６　）である。これは、っぎの数
式で表現されるものの一例であること明らかである。

ＦＣ＝　ＦＣＨ□＋Ａｓ１ｎ　（６Ｘ　２１ＣＦｉｘｔ
＋φＯ）　−・−−−−・・−（１）この式（１）中、
第１図と同一の符号は同じ内容を示す。ただし、式（１
）中、πは円周率、φＯは時間（１＝０）におけるチョ
ッピング周波数ＦＣの変動分の起点の位相を示す位相差
である。

そして、本発明を三相電圧形ＰＷＭインバータに適用し
た場合のスイッチング素子の開閉の方法については、前
述の第３図および第４図を用いた説明によるものと同様
であってよい。

しかして本発明は、第３図、第４図における搬送波　の
周波数を第１図に示した例の如く、および式（１）によ
るチョッピング周波数ＦＣの如くに変化させるものであ
る。

ここで、式（１）に示すチョッピング周波数ＦＣの計算
、その計算のためのインバータ周波数ＦＸの検出。

計算されたチョッピング周波数ＦＣに従って搬送波ｅｏ
を作成し、さらに変調波ｅへとの比較を行う手法におい
て、近時多用されているマイクロコンピュータによって
行い得ることは言うまでもない。かような実用上の具体
的手段は、例えば既存のインバータ技術によってもよく
、ここでは説明を省略する。

なお、高調波騒音は歪波形で駆動した場合のドルクリ、
プルに起因する。そのドルクリ、プルの大きさは電動機
電流のり、プルの大きさに比例するため、電動機電流の
リップルを低減させるようなチョッピング周波数Ｆｃの
変化方法は騒音レベルを低下させる効果を有する。

また、チョッピング周波数ＦＣを周期的変化させること
で聞こえる音色が変わり、騒々しさを一層低減できる。

したがって、かような二つの低減作用を同時に奏し得る
好適な実施手段が、式（１）に示したような変化のさせ
方による変調方式で実現できる。

すなわち、電流り、プルが大きくなる位相でチョッピン
グ周波数ＦＣを高める位相差φ０を選ぶ。そして、かく
の如く所望されるチョッピング周波数の変化のさせ方は
、式（１）に示す如き正弦波にとられれるものでなく、
他の手法を用い同様の効果を期待し得るものであれば、
本発明が適用されることは勿論である。

さらに、チョッピング周波数の変化幅は出力電流のリッ
プルなどを考慮して実験的にも選定し得ることは言うま
でない。

また、非同期変調部において平均チョッピング周波数が
一定の場合だけでなく、これをインバータ周波数ととも
に増加していく場合にも適用可能なことは明らかである
。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、平均チョッピング
周波数を従来品に比し高めることなく、電動機等より発
生するｊ音の不快感を緩和することができる。さらに、
チョッピング周波数が変動することにより、機械的共振
によって騒音が増大することも少なくし得る。さらにま
た、平均チョッピング周波数を高めることを要せず、ス
イッチング素子の開閉に伴う損失増大をきたすこともな
Ｇ）。

かくの如き多くの作用効果を奏し得る格別な装置を実現
し、従来のｖｖｖｉ；”インバータ駆動が有していた騒
音発生の課題を解消して広い範囲にメンテナンスフリー
なりｖｖＦインバータを適用可能にした実用性の効果は
極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明が適用されたチ９．ピング周波数の変化
方法の一例を示す波形図、第２図は同期式変調、非同期
式変調およびそれらの併用の場合のインバータ周波数と
チョッピング周波数の関係を示す図、第３図および第４
図は三相電圧形インバータの基本構成を示す要部接続図
およびその同期式正弦波変調の場合の説明図である。 １・・・・・・直流電源、２・・・・・・インバータ、
３・・・・・・三相誘導電動機、Ｆ！・・・・・・イン
バータ周波数、ＦＣ・・・・・・チョッピング周波数、
ＣＧ・・・・・・搬送波、ｅ艮・・・・・・変調波、Ｆ
ＣＨＯ・・・・・・平均チョッピング周波数、Ａ・・・
・・・片振幅。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流電圧電源から電力を受けてパルス幅変調方式の可変
   電圧可変周波数の交流出力を得る三相出力形インバータ
   の変調方式について、インバータのスイッチング素子の
   チョッピング周波数を、予め設定した周波数を中心にイ
   ンバータ周波数の６倍の周波数で変動させたことを特徴
   とするインバータ変調方式。