JP2016149902A - 昇圧制御装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】片素子制御中において、適切なデューティ制御を実行する。【解決手段】昇圧制御装置（３０）は、第１スイッチング素子（Ｑ１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２）の一方のみを駆動する片素子制御中において、リアクトル（Ｌ１）を流れる出力電流（ＩＬ）の第１所定期間における変化量を検出する電流値変化量検出手段（３１０）と、変化量が所定閾値未満である場合に、出力電流がゼロ近傍であると判定する判定手段（３２０）と、出力電流がゼロ近傍でない場合に第１の制御パラメータによる第１デューティ制御を行い、出力電流がゼロ近傍である場合に第１の制御パラメータとは異なる第２の制御パラメータによる第２デューティ制御を行う制御手段（３３０）とを備える。第２デューティ制御では、出力電流に対応するデューティ比が、第１デューティ制御よりも大きくなる。【選択図】図１６

Description

本発明は、例えば車両等に搭載される昇圧制御装置の技術分野に関する。
電気自動車、ハイブリッド自動車、燃料電池車等の電動車両では、走行に用いる駆動力及び蓄電に用いる回生電力を発生させるモータジェネレータを制御するために、インバータが搭載される。インバータが利用する電力は走行状態等に応じて変動するため、蓄電装置とインバータとの間に電圧変換装置（コンバータ）が備えられる場合がある。
そして、電動車両の燃費向上のためには、コンバータの損失を低減させることが有効である。このため、例えば特許文献１では、昇圧コンバータを片方の素子だけでスイッチング駆動させるという技術（以下、適宜「片素子制御」と称する）が提案されている。片素子制御によれば、例えば電流リプルを減らせる分、コンバータの損失を低減させることができるとされている。
その他、特許文献２では、コンバータの制御に関連する技術として、リアクトルを流れる電流がゼロ近傍となる瞬間（ゼロクロス）を検出する技術が提案されている。
特開２０１１−１２０３２９号公報 特開２００５−１５１６０６号公報
片素子制御においては、ゼロクロス前後で出力電流とデューティ比の関係が大きく変化するため、ゼロクロスであるか否かによって制御内容を変更することが好ましい。即ち、ゼロクロス領域用の制御と、ゼロクロスでない領域用の制御とを適宜切り替えて実行できることが好ましい。
ここでゼロクロスは、例えばリアクトルに流れる電流や印加される電圧等を監視することで判定可能であるが、上述した特許文献１及び２を含む従来技術においてゼロクロスを高精度且つ遅延なく検出することは容易ではない。そして、ゼロクロスのタイミングを正確に検出できなければ、デューティ制御を適切に切り替えることができず、結果として所望の出力電流を得られないという技術的問題点が生じ得る。特に、高周波化された状態においては、このような問題点は顕著に発生すると考えられる。
本発明は、例えば上述した問題点に鑑みなされたものであり、片素子制御中においてゼロクロスを正確に判定し、適切なデューティ制御を実行することが可能な昇圧制御装置を提供することを課題とする。
＜１＞
本発明の昇圧制御装置は上記課題を解決するために、リアクトルに夫々直列に接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のいずれか一方のみを駆動する片素子制御を実現可能な昇圧制御装置であって、前記片素子制御中において、前記リアクトルを流れる出力電流の第１所定期間における変化量を検出する電流値変化量検出手段と、前記変化量が所定閾値未満である場合に、前記出力電流がゼロ近傍であると判定する判定手段と、（ｉ）前記出力電流がゼロ近傍であると判定されなかった場合に、第１の制御パラメータによる第１デューティ制御を行い、（ｉｉ）前記出力電流がゼロ近傍であると判定された場合に、前記第１の制御パラメータと異なる第２の制御パラメータによる第２デューティ制御を行う制御手段とを備え、前記第２デューティ制御では、前記出力電流に対応するデューティ比が、前記第１デューティ制御よりも大きい。
本発明に係る昇圧制御装置は、例えば車両に搭載されるコンバータであり、リアクトルに夫々直列に接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を備えている。第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、或いは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。なお、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の各々には、例えばダイオードが並列に接続されている。
本発明に係る昇圧制御装置は特に、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のいずれか一方のみを駆動する片素子制御を実現可能である。片素子制御が行われる際には、例えば出力すべき電圧値や電流値等に基づいて、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のいずれのスイッチング素子を駆動させて片素子制御を行うべきかが判定される。より具体的には、例えば昇圧制御装置に接続されるモータジェネレータが回生動作を行う場合には第１スイッチング素子による片素子制御が選択され、力行動作を行う場合には第２スイッチング素子による片素子制御が選択される。このように、片素子制御を行う場合には、第１スイッチング素子による片素子制御及び第２スイッチング素子による片素子制御が適宜切替えられる。
片素子制御中には、電流値変化量検出手段により、リアクトルを流れる出力電流の第１所定期間における変化量が検出される。ここでの「第１所定期間」は、出力電流の変化量を、後述する判定（即ち、出力電流がゼロ近傍であるか否かの判定）に利用可能な適切なパラメータとして検出するための期間であり、例えば出力電流のサンプリング周期等に応じて予め設定される。
出力電流の変化量が検出されると、判定手段において、出力電流がゼロ近傍であるか否かが判定される。具体的には、判定手段は、出力電流の変化量が所定閾値未満である場合に、出力電流がゼロ近傍であると判定する。言い換えれば、判定手段は、出力電流の変化量が所定閾値以上である場合に、出力電流がゼロ近傍でないと判定する。なお、ここでの「ゼロ近傍」とは、後述する出力電流とデューティ比との関係の変化が生ずる程に、出力電流がゼロに近い状態を指している。また、「所定値」とは、出力電流がゼロ近傍であるか否かを判定するために設定される閾値であり、典型的にはゼロに近い値として設定される。
判定手段における判定結果は、制御手段による各スイッチング素子の制御に用いられる。具体的には、出力電流がゼロ近傍であると判定されなかった場合には、第１の制御パラメータによる第１デューティ制御が行われる。一方、出力電流がゼロ近傍であると判定された場合には、第１の制御パラメータとは異なる第２の制御パラメータによる第２デューティ制御が行われる。ここでの「デューティ制御」とは、第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子のデューティ比（即ち、オン期間とオフ期間との比率）を変化させる制御であり、制御手段は出力すべき出力電流の値に応じてデューティ比を制御する。なお「制御パラメータ」とは、デューティ比そのものであってもよいし、デューティ比に間接的に影響を与える他のパラメータであってもよい。
第１デューティ制御及び第２デューティ制御は、相異なる制御パラメータにより実行されるため、出力電流に対応するデューティ比（即ち、所望の出力電流を得るためのデューティ比）が互いに異なっている。具体的には、第２デューティ制御における出力電流に対応するデューティ比は、第１デューティ制御における出力電流に対応するデューティ比よりも大きくされている。よって、仮に第１デューティ制御によって出力電流Ａを出力させようとした場合に実現されるデューティ比よりも、第２デューティ制御によって出力電流Ａを出力させようとする場合に実現されるデューティ比は大きい。
ちなみに、出力電流とデューティ比との関係は、出力電流が小さくなるほどデューティ比が大きくなる傾向を示す。ここで、例えば第１制御パラメータが、出力電流の減少に対して１次関数的にデューティ比を増加させるようなパラメータとして設定されている場合、一方の第２パラメータは、出力電流の減少に対して２次関数的にデューティ比を増加させるようなパラメータとして設定される。
上述したように、本発明に係る昇圧制御装置では、出力電流がゼロ近傍であるか否かによって異なるデューティ制御が実行される。このようにすれば、出力電流がゼロ近傍となった場合に生ずる出力電流とデューティ比との関係の変化に対応することが可能となる。例えば、出力電流とデューティ比との関係が変化すると、出力電流がゼロ近傍である場合（以下、適宜「ゼロクロス」と称する）と、出力電流がゼロ近傍でない場合（以下、適宜「非ゼロクロス」と称する）とでは、デューティ比が同じであっても異なる出力電流が出力されることになる。このため、ゼロクロス時において非ゼロクロス時と同様のデューティ制御を行ってしまうと、出力電流が所望の値にならないおそれがある。これに対し、出力電流がゼロ近傍であるか否かによって異なるデューティ制御を行えば、ゼロクロス時及び非ゼロクロス時の各々において、適切な出力電流を得ることが可能となる。
また本発明では、上述したように、ゼロクロスであるか否かの判定が出力電流の第１所定期間における変化量を用いて行われる。このため、例えば電流センサの出力値から直接ゼロクロスを判定しようとする場合と比べて、迅速且つ高精度にゼロクロスを判定することができる。よって、ゼロクロスに応じたデューティ制御の切り替えを適切なタイミングで実行することが可能となり、結果として所望の出力電流を確実に得ることができる。
以上説明したように、本発明に係る昇圧制御装置によれば、片素子制御中においてゼロクロスを正確に判定することができるため、適切なデューティ制御を実行することが可能である。
＜２＞
本発明の昇圧制御装置の一態様では、前記第１の制御パラメータ及び前記第２の制御パラメータは、相異なるフィードフォワード項を含んでおり、前記第２デューティ制御における前記出力電流に対応するデューティ比は、前記フィードフォワード項の違いにより、前記第１デューティ制御よりも大きくされる。
この態様によれば、第１の制御パラメータ及び第２の制御パラメータは、夫々フィードフォワード項を含んでいる。そして、第１の制御パラメータに含まれるフィードフォワード項と、第２の制御パラメータに含まれるフィードフォワード項とは、相異なるものとされている。このように、第１及び第２の制御パラメータのフィードフォワード項を互いに異ならしめることで、第２デューティ制御における出力電流に対応するデューティ比は、第１デューティ制御における出力電流に対応するデューティ比よりも大きくされている。言い換えれば、第１の制御パラメータ及び第２の制御パラメータの各々に含まれるフィードフォワード項は、第１デューティ制御時及び第２デューティ制御時のデューティ比の大小関係を決定するものとして設定される。
上述したフィードフォワード項を含む第１制御パラメータ及び第２制御パラメータを利用すれば、より好適に第１デューティ制御及び第２デューティ制御を実行することができる。
＜３＞
本発明の昇圧制御装置の他の態様では、前記電流値変化量検出手段は、微分器を含んでいる。
この態様によれば、微分器の出力として出力電流の傾きを得ることができるため、出力電流の第１所定期間における変化量を容易に検出することができる。また、アナログ微分器を用いれば、例えばデジタル処理を実現する高性能なマイコンを使う必要がないため、コストの低減を図ることができる。更に、出力電流のサンプリング周期を細かくするような制御負荷の上昇を伴わないため、従来の装置に対する適用が容易である。
＜４＞
本発明の昇圧制御装置の他の態様では、前記電流値変化量検出手段は、前記出力電流を所定回数連続して検出することで前記変化量を検出する。
この態様によれば、比較的短い時間間隔（例えば１μｓ間隔）で連続して検出された出力電流の差分から、出力電流の変化量を検出することができる。なお、ここでの「所定回数」は、適切な変化量を算出するために設定される値であり、２回以上であれば特に限定されるものではない。なお、所定回数が３回以上に設定された場合は、３つ以上の検出値から複数の変化量を検出することもできるし、選択した２値から１つの変化量を検出することもできる。また、所定の回数は、状況に応じて変更されても構わない。
＜５＞
上述した出力電流を所定回数連続して検出する態様では、前記電流値変化量検出手段は、前記出力電流を３回以上連続して検出することで複数の前記変化量を検出し、前記判定手段は、複数の前記変化量のうち、所定個数以上の前記変化量が前記所定閾値未満である場合に、前記出力電流がゼロ近傍であると判定する。
この場合、電流値変化量検出手段では、出力電流の変化量が複数検出される。具体的には、検出された３つ以上の出力電流の値から、２つ以上の相異なる期間における出力電流の変化量が検出される。そして判定手段では、検出された複数の変化量のうち、所定個数以上の変化量が所定閾値未満である場合に、出力電流がゼロ近傍であると判定される。言い換えれば、所定閾値未満である変化量が所定個数未満であった場合には、他に所定閾値未満である変化量が存在していても、出力電流がゼロ近傍であるとは判定されない。
ここで、「所定個数」は、判定手段における判定精度を高めるために設定される値であり、原理的には大きいほど判定精度を高めることができる。よって、検出される変化量の数と所定個数とを一致させれば（即ち、検出される変化量の全てに所定閾値未満であるという条件を課せば）、極めて正確にゼロクロス判定が行える。一方で、所定個数を検出される変化量の数より小さい値にすれば、例えばノイズ等に起因して一部の変化量が正確に検出されなかった場合であっても、好適にゼロクロス判定が行える。
以上のように、複数の変化量を利用すれば、１つの変化量のみを利用して出力電流がゼロ近傍であるか否かを判定する場合と比べて、高い精度で判定が行える。なお、精度を高める観点からすれば、より多くの変化量を利用する方が好ましいが、迅速に判定を行うためには、変化量の数は多くなり過ぎないことが好ましい。
＜６＞
本発明の昇圧制御装置の他の態様では、前記電流値変化量検出手段は、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子がオンとされる直前の第２所定期間において前記変化量を検出する。
この態様によれば、出力電流の変化量を検出するための処理、及び出力電流の変化量を利用した判定処理を常時実行せずに済む。このため、実際に処理を実行する場面以外での負荷を低減でき、装置全体で見た場合の負荷を低減することができる。
なお、出力電流は、第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子がオンとされる期間において増加し、オフとされる期間において減少する。このため、理論的には第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子がオンとされる期間において出力電流がゼロ近傍となることはなく、オフとされる期間（特にオンとされる直前の期間）において出力電流がゼロ近傍となる可能性がある。本態様における「第２所定期間」とは、上述した出力電流がゼロ近傍となる可能性がある期間として予め設定される期間である。
以上の結果、第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子がオンとされる直前の第２所定期間において出力電流の変化量を検出するようにすれば、出力電流がゼロ近傍となる可能性がある期間において、適切にゼロクロスの判定を行える。この結果、不必要な処理を実行することを回避でき、制御負荷を効率的に低減することができる。
＜７＞
本発明の昇圧制御装置の他の態様では、前記電流値変化量検出手段は、時間軸上で連続する第１期間及び第２期間の各々で、前記第１期間に対応する前記変化量である第１の変化量、及び前記第２期間に対応する前記変化量である第２の変化量を夫々検出し、前記判定手段は、（ｉ）前記第１の変化量が前記所定閾値未満でなく、前記第２の変化量が前記所定閾値未満である場合に、前記第２期間に対応するタイミングを前記出力電流がゼロ近傍になったタイミングであると判定し、（ｉｉ）前記第１の変化量が前記所定閾値未満であり、前記第２の変化量が前記所定閾値未満でない場合に、前記第２期間に対応するタイミングを前記出力電流がゼロ近傍ではなくなったタイミングであると判定する。
この場合、第１期間に対応する第１の変化量と、第２期間に対応する第２の変化量とを用いることで、出力電流がゼロ近傍であるか否かだけでなく、出力電流がゼロ近傍になったタイミング、或いはゼロ近傍ではなくなったタイミングを判定できる。
具体的には、第１の変化量が所定閾値未満でなく、第２の変化量が所定閾値未満である場合には、第１期間では出力電流がゼロ近傍ではないが、第２期間では出力電流がゼロ近傍であると判定できる。よって、第２期間に対応するタイミングを出力電流がゼロ近傍になったタイミングであると判定できる。一方、第１の変化量が所定閾値未満であり、第２の変化量が所定閾値未満でない場合には、第１期間では出力電流がゼロ近傍であるが、第２期間では出力電流がゼロ近傍でないと判定できる。よって、第２期間に対応するタイミングを出力電流がゼロ近傍ではなくなったタイミングであると判定できる。
出力電流がゼロ近傍となったタイミング、又はゼロ近傍ではなくなったタイミングを判定できれば、第１デューティ制御及び第２デューティ制御の切り替えを適切なタイミングで行えるだけでなく、制御の切り替え時にのみ行うべき処理（例えば、後述する制御パラメータの連続性を高める処理や、フィードバック制御におけるゲインを切り替える処理等）を適切に実行することができる。
＜８＞
本発明の昇圧制御装置の他の態様では、前記制御手段は、前記第１デューティ制御と前記第２デューティ制御とを相互に切り替える場合に、前記第１の制御パラメータ及び前記第２の制御パラメータの連続性を高める制御を行う。
この態様によれば、第１の制御パラメータと第２の制御パラメータとの連続性が低いことに起因して、第１デューティ制御と第２デューティ制御とを切り替える際に不都合が生じてしまうことを防止できる。なお、連続性を高める制御として実行される処理は、特に限定されるものではないが、例えばフィードバック制御又はフィードフォワード制御に用いられる値を調整する処理が挙げられる。また、連続性はできる限り高められる（即ち、切り替え時の第１の制御パラメータと第２の制御パラメータとが極めて近い値となる）ことが好ましいが、多少なりとも連続性を高められるのであれば、上述した効果は相応に得られる。
ちなみに、本態様に係る連続性を高める制御は、上述したように出力電流がゼロ近傍となったタイミング、又はゼロ近傍ではなくなったタイミングを判定できる場合には、判定されたタイミングに合わせて実行されればよい。
＜９＞
上述した第１パラメータ及び第２パラメータの連続性を高める制御を行う態様では、前記第１デューティ制御及び前記第２デューティ制御は、比例積分制御を含んでおり、前記制御手段は、第１の制御パラメータ及び前記第２の制御パラメータの差分を前記比例積分制御における積分項に加算することで、前記第１の制御パラメータ及び前記第２の制御パラメータの連続性を高めてもよい。
この場合、制御切り替え時における第１の制御パラメータ及び第２の制御パラメータの差分が、比例積分制御における積分項に加算される。なお、積分項に加算される値は、差分そのものであってもよいし、差分に対して所定の係数を乗ずる等、何らかの演算処理を施した値であってもよい。これにより、第１の制御パラメータ及び第２の制御パラメータの連続性が高まり、制御切り替え時に発生する不都合を好適に回避できる。
本発明の作用及び他の利得は次に説明する発明を実施するための形態から明らかにされる。
実施形態に係る昇圧制御装置が搭載される車両の全体構成を示す概略構成図である。 下側素子制御時の電流の流れを示す概念図である。 上側素子制御時の電流の流れを示す概念図である。 片素子制御時におけるリアクトル電流の変動を示すタイムチャートである。 実施形態に係るＥＣＵの具体的な構成を示すブロック図である。 実施形態に係るリアクトル電流の検出方法を示すグラフ（その１）である。 実施形態に係るリアクトル電流の検出方法を示すグラフ（その２）である。 比較例に係るリアクトル電流の検出方法を示すグラフ（その１）である。 比較例に係るリアクトル電流の検出方法を示すグラフ（その２）である。 第１変形例に係るリアクトル電流の検出方法を示すグラフである。 第１変形例に係るリアクトル電流の変化量の検出方法を示すグラフである。 ゼロクロス時におけるデューティとリアクトル電流との関係を示すグラフである。 比較例に係るリアクトル電流のシミュレーション結果を示すグラフである。 フィードフォワード制御のずれによる問題点を示すグラフである。 実施形態に係るデューティ制御の切り替え動作を示すフローチャートである。 フィードフォワード項の切り替え動作を示すグラフである。 実施形態に係るリアクトル電流のシミュレーション結果を示すグラフである。
以下では、本発明の実施形態について図を参照しつつ説明する。
＜全体構成＞
先ず、本実施形態に係る昇圧制御装置が搭載される車両の全体構成について、図１を参照して説明する。ここに図１は、本実施形態に係る昇圧制御装置が搭載される車両の全体構成を示す概略構成図である。
図１において、本実施形態に係る昇圧制御装置が搭載される車両１００は、エンジン４０及びモータジェネレータＭＧ１及びＭＧ２を動力源とするハイブリッド車両として構成されている。但し、車両１００の構成はこれに限定されるものではなく、蓄電装置からの電力によって走行可能な車両（例えば、電気自動車や燃料電池自動車）等にも適用可能である。また、本実施形態では、昇圧制御装置が車両１００に搭載される構成について説明するが、車両以外でも交流電動機により駆動される機器であれば適用が可能である。
車両１００は、主に直流電圧発生部２０と、負荷装置４５と、平滑コンデンサＣ２と、ＥＣＵ３０とを備えて構成されている。
直流電圧発生部２０は、蓄電装置２８と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。
蓄電装置２８は、例えばニッケル水素又はリチウムイオン等の二次電池や、電気二重層キャパシタ等の蓄電装置を含んで構成される。また、蓄電装置２８が出力する直流電圧ＶＬは、電圧センサ１０によって検出される。そして、電圧センサ１０は、検出した直流電圧ＶＬの検出値をＥＣＵ３０に出力する。
システムリレーＳＲ１は、蓄電装置２８の正極端子及び電力線ＰＬ１の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、蓄電装置２８の負極端子及び接地線ＮＬの間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、ＥＣＵ３０からの信号ＳＥにより制御され、蓄電装置２８からコンバータ１２への電力の供給と遮断とを切替える。
コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、本発明の「第１スイッチング素子」及び「第２スイッチング素子」の一例であり、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、ＥＣＵ３０からのゲート信号ＰＷＣによって制御される。
スイッチング素子Ｑ１及びＱ２には、例えばＩＧＢＴ、電力用ＭＯＳトランジスタ或いは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の接続ノードと電力線ＰＬ１の間に設けられる。また、平滑コンデンサＣ２は、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に接続される。
電流センサ１８は、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流を検出し、その検出値ＩＬをＥＣＵ３０に出力する。なお、リアクトル電流ＩＬは、本発明の「出力電流」の一例である。
負荷装置４５は、インバータ２３と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、エンジン４０と、動力分割機構４１と、駆動輪４２とを含む。また、インバータ２３は、モータジェネレータＭＧ１を駆動するためのインバータ１４と、モータジェネレータＭＧ２を駆動するためのインバータ２２とを含む。なお、図１のようにインバータ及びモータジェネレータを２組備えることは必須ではなく、例えばインバータ１４とモータジェネレータＭＧ１、或いはインバータ２２とモータジェネレータＭＧ２のいずれか１組のみを備える構成としてもよい。
モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、インバータ２３から供給される交流電力を受けて車両推進のための回転駆動力を発生する。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、外部から回転力を受け、ＥＣＵ３０からの回生トルク指令によって交流電力を発電するとともに回生制動力を車両１００に発生させる。
また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、動力分割機構４１を介してエンジン４０にも連結される。そして、エンジン４０の発生する駆動力とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の発生する駆動力とが最適な比率となるように制御される。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のいずれか一方を専ら電動機として機能させ、他方のモータジェネレータを専ら発電機として機能させてもよい。なお、本実施形態においては、モータジェネレータＭＧ１をエンジン４０により駆動される発電機として機能させ、モータジェネレータＭＧ２を駆動輪４２を駆動する電動機として機能させるものとする。
動力分割機構４１には、エンジン４０の動力を、駆動輪４２とモータジェネレータＭＧ１との両方に振り分けるために、例えば遊星歯車機構（プラネタリギヤ）が使用される。
インバータ１４は、コンバータ１２から昇圧された電圧を受けて、例えばエンジン４０を始動させるためにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。また、インバータ１４は、エンジン４０から伝達される機械的動力によってモータジェネレータＭＧ１で発電された回生電力をコンバータ１２に出力する。このときコンバータ１２は、降圧回路として動作するようにＥＣＵ３０によって制御される。
インバータ１４は、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に並列に設けられ、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７を含んで構成される。各相上下アームは、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。例えば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８は、ＥＣＵ３０からのゲート信号ＰＷＩによって制御される。
例えばモータジェネレータＭＧ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の接続ノードと接続される。
インバータ２２は、コンバータ１２に対してインバータ１４と並列的に接続される。
インバータ２２は駆動輪４２を駆動するモータジェネレータＭＧ２に対してコンバータ１２の出力する直流電圧を三相交流に変換して出力する。またインバータ２２は、回生制動に伴い、モータジェネレータＭＧ２において発電された回生電力をコンバータ１２に出力する。このときコンバータ１２は降圧回路として動作するようにＥＣＵ３０によって制御される。インバータ２２の内部の構成は、図示しないがインバータ１４と同様であり、詳細な説明については省略する。
コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１及びＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、蓄電装置２８から供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）に昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１及び逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線ＰＬ２へ供給することにより行われる。
また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２及び逆並列ダイオードＤ２を介して、接地線ＮＬへ供給することにより行われる。
これらの昇圧動作及び降圧動作における電圧変換比（ＶＨ及びＶＬの比）は、上記スイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２をオン及びオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。
平滑コンデンサＣ２は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２３へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値をＥＣＵ３０へ出力する。
インバータ１４は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値が正（ＴＲ１＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ２から直流電圧が供給されるとＥＣＵ３０からのゲート信号ＰＷＩ１に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するようにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。また、インバータ１４は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値が零の場合（ＴＲ１＝０）には、ゲート信号ＰＷＩ１に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるようにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。これにより、モータジェネレータＭＧ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
更に、車両１００の回生制動時には、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１は負に設定される（ＴＲ１＜０）。この場合には、インバータ１４は、ゲート信号ＰＷＩ１に応答したスイッチング動作により、モータジェネレータＭＧ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を、平滑コンデンサＣ２を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
インバータ２２についても同様に、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値に対応したＥＣＵ３０からのゲート信号ＰＷＩ２を受け、ゲート信号ＰＷＩ２応答したスイッチング動作によって、直流電圧を交流電圧に変換して所定のトルクになるようにモータジェネレータＭＧ２を駆動する。
電流センサ２４，２５は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に流れるモータ電流ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２を検出し、その検出したモータ電流をＥＣＵ３０へ出力する。なお、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の電流の瞬時値の和はゼロであるので、図１に示すように電流センサ２４，２５は２相分のモータ電流を検出するように配置すれば足りる。
回転角センサ（レゾルバ）２６，２７は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転角θ１，θ２を検出し、その検出した回転角θ１，θ２をＥＣＵ３０へ送出する。ＥＣＵ３０では、回転角θ１，θ２に基づきモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転速度ＭＲＮ１，ＭＲＮ２及び角速度ω１，ω２（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２６，２７については、回転角θ１，θ２をＥＣＵ３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置しないようにしてもよい。
ＥＣＵ３０は、本発明の「昇圧制御装置」の一例であり、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）、記憶装置及び入出力バッファを含み、車両１００の各機器を制御する。なお、ＥＣＵ３０の行う制御については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア（電子回路）で構築して処理することも可能である。ＥＣＵの具体的な構成及び動作については後に詳述する。
＜片素子制御＞
次に、コンバータ１２の片素子制御について、図２から図４を参照して説明する。ここに図２は、下側素子制御時の電流の流れを示す概念図であり、図３は、上側素子制御時の電流の流れを示す概念図である。また図４は、片素子制御時におけるリアクトル電流の変動を示すタイムチャートである。
図２及び図３において、本実施形態に係るコンバータ１２は、通常の制御（即ち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方を交互にオンとする制御）に加えて、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のいずれか一方のみをオンとする片素子制御を実現することが可能とされている。具体的には、力行時においては、スイッチング素子Ｑ２のみをオンとする下側素子制御が行われる。この場合、図２に示すように、スイッチング素子Ｑ１側に流れる電流はダイオードＤ１を介して流れ、スイッチング素子Ｑ２側に流れる電流はスイッチング素子Ｑ２を介して流れる。一方、回生時においては、スイッチング素子Ｑ２のみをオンとする下側素子制御が行われる。この場合、図３に示すように、スイッチング素子Ｑ１側に流れる電流はスイッチング素子Ｑ１を介して流れ、スイッチング素子Ｑ２側に流れる電流はダイオードＤ２を介して流れる。
片素子制御によれば、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のいずれか一方のみがオンとされるため、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の短絡を防止するために設定されるデッドタイムが不要となる。よって、例えば装置の小型化に伴って高周波化が求められている場合であっても、コンバータ１２の昇圧性能が低下してしまうことを防止できる。また、片素子制御では、スイッチング素子のゲート干渉回避、昇圧損失の低減も図ることができる。
図４に示すように、片素子制御においては、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを切替えるゲート信号であるＰＷＣ１、及びスイッチング素子Ｑ２のオンオフを切替えるゲート信号であるＰＷＣ２のいずれか一方が選択的に供給されることで、リアクトル電流ＩＬの値が制御される。
具体的には、下側素子制御が行われる力行時（即ち、リアクトル電流ＩＬが正の場合）には、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを切替えるゲート信号であるＰＷＣ１は供給されず、スイッチング素子Ｑ２のオンオフを切替えるゲート信号であるＰＷＣ２のみが供給される。また、上側素子制御が行われる回生時（即ち、リアクトル電流ＩＬが負の場合）には、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを切替えるゲート信号であるＰＷＣ１のみが供給され、スイッチング素子Ｑ２のオンオフを切替えるゲート信号であるＰＷＣ２は供給されない。
＜ＥＣＵの構成＞
次に、本実施形態に係る昇圧制御装置の一例であるＥＣＵ３０の具体的な構成について、図５を参照して説明する。ここに図５は、実施形態に係るＥＣＵの具体的な構成を示すブロック図である。なお、図５では、説明の便宜上、ＥＣＵ３０に備えられる各部位のうち本実施形態に関連の深いもののみを示し、その他の詳細な部位については適宜図示を省略している。
図５において、本実施形態に係るＥＣＵ３０は、電流変化量検出部３１０と、ゼロクロス判定部３２０と、デューティ制御部３３０とを備えて構成されている。
電流変化量検出部３１０は、本発明の「電流値変化量検出手段」の一例であり、電流センサ１８で検出されたリアクトル電流ＩＬの変化量（言い換えれば、リアクトル電流ＩＬの傾き）を検出する。電流変化量検出部３１０は、例えば連続する２点におけるリアクトル電流ＩＬの差分を変化量として検出する。また、電流変化量検出部３１０は、微分器として構成されてもよい。電流変化量検出部３１０で検出されたリアクトル電流ＩＬの変化量は、ゼロクロス判定部３２０に出力される構成となっている。
ゼロクロス判定部３２０は、本発明の「判定手段」の一例であり、電流変化量検出部３１０で検出されたリアクトル電流ＩＬの変化量に基づいて、ゼロクロスであるか否か（即ち、リアクトル電流ＩＬがゼロ近傍であるか否か）を判定する。ゼロクロス判定部３２０は、例えばリアクトル電流ＩＬの変化量に対する閾値を記憶しており、リアクトル電流ＩＬの変化量と、閾値とを互いに比較することでゼロクロスを判定する。ゼロクロス判定部３２０の判定結果は、デューティ制御部３３０に出力される構成となっている。
デューティ制御部３３０は、本発明の「制御手段」の一例であり、ゲート信号ＰＷＣを出力することで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを夫々制御する。デューティ制御部３３０は、例えばデューティ指令信号ＤＵＴＹを生成するデューティ信号生成回路、及びキャリア信号ＣＲを生成するキャリア信号生成回路を含んで構成されており、所望のデューティ比に応じて生成されたデューティ指令信号ＤＵＴＹと、キャリア信号ＣＲとを比較し、その比較結果として得られるゲート信号ＰＷＣをスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に夫々出力する。
＜リアクトル電流の検出方法＞
次に、リアクトル電流ＩＬの検出方法について、図６から図１１を参照して詳細に説明する。ここに図６及び図７は夫々、実施形態に係るリアクトル電流の検出方法を示すグラフである。また図８及び図９は夫々、比較例に係るリアクトル電流の検出方法を示すグラフである。更に図１０は、第１変形例に係るリアクトル電流の検出方法を示すグラフであり、図１１は、第１変形例に係るリアクトル電流の変化量の検出方法を示すグラフである。
図６に示すように、本実施形態に係る昇圧制御装置では、リアクトル電流ＩＬを電流センサ１８（図１参照）により、所定期間毎（例えば、１μｓ毎）に多点サンプリングする。なお、リアクトル電流ＩＬの検出周期である所定期間は、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチング周期（言い換えれば、リアクトル電流ＩＬが上下する周期）に応じて適宜設定すればよい。
図７に示すように、リアクトル電流ＩＬを多点サンプリングすれば、ゼロクロス時において連続して同じ値が検出される。このため、リアクトル電流ＩＬの変化量からゼロクロスを適切に判断することが可能となる。具体的には、リアクトル電流ＩＬの変化量が所定値未満（より具体的には、極めてゼロに近い値である）ことを条件として、ゼロクロスを判定することができる。
図８に示すように、リアクトル電流ＩＬをリプルの中心のみでサンプリングする比較例を考える。このような比較例であっても、非ゼロクロス時においては、リアクトル電流ＩＬの値を相応の精度で検出することが可能である。しかしながら、上述した本実施形態のように、ゼロクロスを適切に判断することは難しい。
図９に示すように、ゼロクロス時には、リアクトル電流ＩＬが一定になる期間が存在する。しかしながら、リアクトル電流ＩＬをリプルの中心のみでサンプリングする比較例では、ゼロクロス期間のリアクトル電流ＩＬが全く検出されない状況が生じ得る。よって、本実施形態のように、リアクトル電流ＩＬの変化量からゼロクロスを判定することはできない。
図１０に示すように、本実施形態に係る昇圧制御装置では、スイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオンとされる直前の期間のみサンプリングを実行するようにしてもよい。即ち、常時リアクトル電流ＩＬを検出する必要はない。
リアクトル電流ＩＬは、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２はがオンとされる期間において増加し、オフとされる期間において減少する。このため、理論的にはスイッチング素子Ｑ１及びＱ２がオンとされる期間においてリアクトル電流ＩＬがゼロ近傍となることはなく、オフとされる期間（特にオンとされる直前の期間）においてリアクトル電流ＩＬがゼロ近傍となる可能性がある。
従って、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２がオンとされる直前の期間（ここでは、１μｓ毎の検出で３点が検出される３μｓ前の期間）においてリアクトル電流ＩＬの変化量を検出するようにすれば、リアクトル電流ＩＬがゼロ近傍となる可能性がある期間において、適切にゼロクロスの判定を行える。この結果、不必要な検出処理及び判定処理を実行することを回避でき、制御負荷を効率的に低減することができる。
図１１に示すように、微分回路を用いれば、その出力をリアクトル電流ＩＬの変化量として、そのまま利用することができる。また、アナログ微分器を用いれば、例えばデジタル処理を実現する高性能なマイコンを使う必要がないため、コストの低減を図ることができる。更に、リアクトル電流ＩＬのサンプリング周期を細かくするような制御負荷の上昇を伴わないため、従来の装置に対する適用が容易である。
＜ゼロクロス時に発生し得る問題点＞
次に、リアクトル電流ＩＬがゼロ近傍となる場合に発生し得る問題点について、図１２から図１４を参照して詳細に説明する。ここに図１２は、ゼロクロス時におけるデューティとリアクトル電流との関係を示すグラフであり、図１３は、比較例に係るリアクトル電流のシミュレーション結果を示すグラフである。また図１４は、フィードフォワード制御のずれによる問題点を示すグラフである。
図１２に示すように、非ゼロクロス時には、デューティとリアクトル電流ＩＬとの関係は線形的なものとなる。しかしながら、ゼロクロス時には、リアクトル電流ＩＬがゼロを跨いで変化することができないため、デューティとリアクトル電流ＩＬとの関係は非線形的なものとなる。このように、リアクトル電流ＩＬがゼロ近傍であるか否かによって、デューティとリアクトル電流ＩＬとの関係は大きく変化する。
図１３に示すように、仮にゼロクロス時及び非ゼロクロス時の両方において同じ制御を行ったとすると、リアクトル電流ＩＬの指令値に対して、実際のリアクトル電流ＩＬは大きく乱れてしまう。即ち、リアクトル電流ＩＬがゼロ近傍であるか否かを考えずに制御を行ってしまうと、所望のリアクトル電流ＩＬが得られないという問題が生じ得る。
なお、デューティを制御する際にフィードフォワード制御及びフィードバック制御を行えば、上述した不都合を回避できる可能性がある。しかしながら、フィードフォワード制御には、例えばリアクトルＬ１のインダクタンスや蓄電装置２８の内部抵抗等、変動しやすいパラメータを利用するため、ずれが発生する可能性が非常に高い。従って、フィードフォワード制御及びフィードバック制御を用いても、常に所望のリアクトル電流ＩＬが得られるとは限らない。
図１４に示すように、リアクトル電流ＩＬを徐々に増加させていく状況において、現在ａ点での制御が望まれているとする。しかしながら、フィードフォワード制御にずれが生じていると、ｂ点での制御が実行されてしまう。即ち、デューティが適切な値よりも小さい値になるように制御されてしまう。この場合、真のデューティに対応するｃ点での制御が行われたことになり、出力されるリアクトル電流ＩＬは極めて高い値となってしまう。このように、リアクトル電流ＩＬが不必要に大きな値として出力されてしまうと、例えばＰＣＵ等の破壊が生じ得る。即ち、所望のリアクトル電流ＩＬが得られなければ、予期せぬ不都合を生じてしまうおそれがある。
本実施形態に係る昇圧制御装置は、上述した不都合を回避するために、以下に説明するデューティ制御切り替え動作を実行可能に構成されている。
＜デューティ制御切り替え動作＞
以下では、本実施形態に係る昇圧制御装置の一例であるＥＣＵ３０が実行するデューティ制御の切り替え動作について、図１５から図１７を参照して詳細に説明する。ここに図１５は、実施形態に係るデューティ制御の切り替え動作を示すフローチャートであり、図１６は、フィードフォワード項の切り替え動作を示すグラフである。また図１７は、実施形態に係るリアクトル電流のシミュレーション結果を示すグラフである。
図１５において、デューティ制御切り替え動作時には、先ずスイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオンとされる直前の期間であるか否かが判定される（ステップＳ１０１）。即ち、図１０で説明したように、リアクトル電流ＩＬをサンプリングすべき期間であるか否かが判定される。そして、スイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオンとされる直前の期間であると判定されると（ステップＳ１０１：ＹＥＳ）、電流センサ１８によって、リアクトル電流ＩＬがサンプリングされる（ステップＳ１０２）。電流センサ１８は、スイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオンとされるまで、所定の間隔（例えば、１μｓ）でリアクトル電流ＩＬをサンプリングする。サンプリングされたリアクトル電流ＩＬは、ＥＣＵ３０の電流変化量検出部３１０に入力され、リアクトル電流ＩＬの変化量が検出される（ステップＳ１０３）。
リアクトル電流ＩＬの変化量は、ゼロクロス判定部３２０に入力される。ゼロクロス判定部３２０では、リアクトル電流ＩＬの変化量が入力されると、前回の判定に利用したリアクトル電流ＩＬの変化量がメモリ等から読み出される（ステップＳ１０４）。この時点で、ゼロクロス判定部３２０は、今回の判定のために検出されたリアクトル電流ＩＬの変化量と、前回の判定のために検出されたリアクトル電流ＩＬの変化量とを有していることになる。
続いて、ゼロクロス判定部３２０では、今回のリアクトル電流ＩＬの変化量及び前回のリアクトル電流ＩＬの変化量の各々が、所定閾値未満であるか否かが判定される（ステップＳ１０５）。ここで、所定閾値は、ゼロクロスを判定するための閾値であり、予めゼロクロス判定部３２０が有するメモリ等に記憶されている。ゼロクロス判定部３２０は、リアクトル電流ＩＬの変化量が所定閾値未満である場合にはゼロクロスであると判定し、リアクトル電流ＩＬの変化量が所定閾値未満でない場合にはゼロクロスでない（即ち、非ゼロクロスである）と判定する。なお、判定結果は、今回のリアクトル電流ＩＬの変化量及び前回のリアクトル電流ＩＬの変化量の各々について別々に出される。
今回のリアクトル電流ＩＬの変化量及び前回のリアクトル電流ＩＬの変化量の両方が所定閾値以上であると判定された場合、ゼロクロス判定部３２０は、前回から非ゼロクロスの状態が継続していると判定する。この結果、デューティ制御部３３０では、非ゼロクロス用のデューティ制御が継続される。具体的には、デューティ制御部３３０は、非ゼロクロス用のフィードフォワード項（以下、適宜「ＦＦ項」と称する。）を用いたフィードフォワード制御を実施する（ステップＳ１０６）。なお、この場合の具体的なデューティ指令は、以下の式（１）で表される。
デューティ指令＝非ゼロクロス時ＦＦ項＋ｋｐ１×電流偏差＋ｋｉ１×電流偏差＋積分項 ・・・（１）
なお、ｋｐ１及びｋｉ１は夫々、非ゼロクロス時のフィードバックゲインであり、例えばｋｐ１＝０．０１、ｋｉ１＝０．１である。また、ここでの「ｋｉ１×電流偏差＋積分項」が次回制御時の積分項になる。
今回のリアクトル電流ＩＬのみが所定閾値未満であり、前回のリアクトル電流ＩＬの変化量が所定閾値以上であると判定された場合、ゼロクロス判定部３２０は、前回までは非ゼロクロスの状態であったが、今回からはゼロクロスの状態になったと判定する。この結果、デューティ制御部３３０では、非ゼロクロス用のデューティ制御が、ゼロクロス用のデューティ制御に切り替えられる。具体的には、デューティ制御部３３０は、ゼロクロス用のＦＦ項を用いたフィードフォワード制御を実施する（ステップＳ１０７）。また、デューティ制御部３３０では、前回のＦＦ項（即ち、非ゼロクロス用のＦＦ項）と今回のＦＦ項（即ち、ゼロクロス用のＦＦ項）との差分が算出され、デューティ指令の積分項に追加される（ステップＳ１０８）。更に、デューティ制御部３３０では、フィードバックゲインが、ゼロクロス用のものへと切り替えられる（ステップＳ１０９）。なお、この場合の具体的なデューティ指令は、以下の式（２）で表される。
デューティ指令＝ゼロクロス時ＦＦ項＋ｋｐ２×電流偏差＋ｋｉ２×電流偏差＋｛積分項＋（非ゼロクロス時ＦＦ項−ゼロクロス時ＦＦ項）｝ ・・・（２）
なお、ｋｐ２及びｋｉ２は夫々、ゼロクロス時のフィードバックゲインであり、例えばｋｐ１＝０．０３、ｋｉ１＝０．３である。また、ここでの「ｋｉ２×電流偏差＋｛積分項＋（非ゼロクロス時ＦＦ項−ゼロクロス時ＦＦ項）｝」が次回制御時の積分項になる。
図１６において、既に説明したように、非ゼロクロスからゼロクロスになったと判定された場合には、ＦＦ項が非ゼロクロス用からゼロクロス用に切り替えられる。図を見ても分かるように、非ゼロクロス時のリアクトル電流ＩＬとデューティ比との関係は、リアクトル電流ＩＬの減少に対してデューティ比が１次関数的に増加するものである。一方で、ゼロクロス時のリアクトル電流ＩＬとデューティ比との関係は、リアクトル電流ＩＬの減少に対してデューティ比が２次関数的に増加するものである。そして、リアクトル電流ＩＬがゼロ近傍においては、ゼロクロス用の方が、非ゼロクロス用よりも、リアクトル電流ＩＬに対応するデューティ比が大きくなる。このため、非ゼロクロスからゼロクロスになったと判定された場合には、リアクトル電流ＩＬに対応するデューティ比が大きくされる。
この際、切り替え前後でＦＦ項の連続性が失われてしまうため、単純にＦＦ項を切り替えただけでは不都合が発生してしまうおそれがある。このため本実施形態では、上述したように、非ゼロクロス用のＦＦ項とゼロクロス用のＦＦ項との差分が積分項に追加され、切り替え前後での連続性が保たれる。また、フィードバックゲインの切り替え（即ち、ｋｐ１及びｋｉ１の、ｋｐ２及びｋｉ２への切り替え）により、応答性の変化にも対応することが可能となる。
前回のリアクトル電流ＩＬのみが所定閾値未満であり、今回のリアクトル電流ＩＬの変化量が所定閾値以上であると判定された場合、ゼロクロス判定部３２０は、前回まではゼロクロスの状態であったが、今回からは非ゼロクロスの状態になったと判定する。この結果、デューティ制御部３３０では、ゼロクロス用のデューティ制御が、非ゼロクロス用のデューティ制御に切り替えられる。具体的には、デューティ制御部３３０は、非ゼロクロス用のＦＦ項を用いたフィードフォワード制御を実施する（ステップＳ１１０）。また、デューティ制御部３３０では、前回のＦＦ項（即ち、ゼロクロス用のＦＦ項）と今回のＦＦ項（即ち、非ゼロクロス用のＦＦ項）との差分が算出され、デューティ指令の積分項に追加される（ステップＳ１１１）。更に、デューティ制御部３３０では、フィードバックゲインが、非ゼロクロス用のものへと切り替えられる（ステップＳ１１２）。なお、この場合の具体的なデューティ指令は、以下の式（３）で表される。
デューティ指令＝非ゼロクロス時ＦＦ項＋ｋｐ１×電流偏差＋ｋｉ１×電流偏差＋｛積分項＋（ゼロクロス時ＦＦ項−非ゼロクロス時ＦＦ項）｝ ・・・（３）
なお、ここでの「ｋｉ１×電流偏差＋｛積分項＋（ゼロクロス時ＦＦ項−非ゼロクロス時ＦＦ項）｝」が次回制御時の積分項になる。
今回のリアクトル電流ＩＬの変化量及び前回のリアクトル電流ＩＬの変化量の両方が所定閾値未満であると判定された場合、ゼロクロス判定部３２０は、前回からゼロクロスの状態が継続していると判定する。この結果、デューティ制御部３３０では、ゼロクロス用のデューティ制御が継続される。具体的には、デューティ制御部３３０は、ゼロクロス用のＦＦ項を用いたフィードフォワード制御を実施する（ステップＳ１１３）。なお、この場合の具体的なデューティ指令は、以下の式（４）で表される。
デューティ指令＝ゼロクロス時ＦＦ項＋ｋｐ２×電流偏差＋ｋｉ２×電流偏差＋積分項 ・・・（４）
なお、ここでの「ｋｉ２×電流偏差＋積分項」が次回制御時の積分項になる。
図１７に示すように、上述したデューティ制御切り替え処理によれば、図１３に示したようなリアクトル電流ＩＬの乱れを抑制できる。即ち、リアクトル電流ＩＬの指令値と、実際のリアクトル電流ＩＬとのずれを小さくできる。即ち、ゼロクロスであるか否かに応じて、選択的に異なるデューティ制御を実行すれば、デューティとリアクトル電流ＩＬとの関係が変化するような場合であっても、確実に所望するリアクトル電流ＩＬを得ることができる。
以上説明したように、本実施形態に係る昇圧制御装置によれば、ゼロクロスを正確に判定し、好適にデューティ制御を実行することが可能である。
本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、特許請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う昇圧制御装置もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。
１０ 電圧センサ
１２ コンバータ
１３ 電圧センサ
１８ 電流センサ
２０ 直流電圧発生部
２２，２３ インバータ
２８ 蓄電装置
３０ ＥＣＵ
４０ エンジン
４１ 動力分割機構
４２ 駆動輪
４５ 負荷装置
１００ 車両
３１０ 電流変化量検出部
３２０ ゼロクロス判定部
３３０ デューティ制御部
Ｃ２ 平滑コンデンサ
ＣＲ キャリア信号
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
ＩＬ リアクトル電流
Ｌ１ リアクトル
ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ
ＰＷＣ１，ＰＷＣ２ ゲート信号
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー
＜１＞
本発明の昇圧制御装置は上記課題を解決するために、リアクトルに夫々直列に接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のいずれか一方のみを駆動する片素子制御を実現可能な昇圧制御装置であって、前記片素子制御中において、前記リアクトルを流れる出力電流の第１所定期間における変化量を検出する電流値変化量検出手段と、前記変化量が所定閾値未満である場合に、前記出力電流がゼロ近傍であると判定する判定手段と、（ｉ）前記出力電流がゼロ近傍であると判定されなかった場合に、第１の制御パラメータによる第１デューティ制御を行い、（ｉｉ）前記出力電流がゼロ近傍であると判定された場合に、前記第１の制御パラメータと異なる第２の制御パラメータによる第２デューティ制御を行う制御手段とを備え、前記第１の制御パラメータ及び前記第２の制御パラメータは、相異なるフィードフォワード項を含んでおり、前記第２デューティ制御における前記出力電流に対応するデューティ比は、前記フィードフォワード項の違いにより、前記第１デューティ制御よりも大きくされる。

Claims (9)

  1. リアクトルに夫々直列に接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のいずれか一方のみを駆動する片素子制御を実現可能な昇圧制御装置であって、
    前記片素子制御中において、
    前記リアクトルを流れる出力電流の第１所定期間における変化量を検出する電流値変化量検出手段と、
    前記変化量が所定閾値未満である場合に、前記出力電流がゼロ近傍であると判定する判定手段と、
    （ｉ）前記出力電流がゼロ近傍であると判定されなかった場合に、第１の制御パラメータによる第１デューティ制御を行い、（ｉｉ）前記出力電流がゼロ近傍であると判定された場合に、前記第１の制御パラメータと異なる第２の制御パラメータによる第２デューティ制御を行う制御手段と
    を備え、
    前記第２デューティ制御では、前記出力電流に対応するデューティ比が、前記第１デューティ制御よりも大きい
    ことを特徴とする昇圧制御装置。
  2. 前記第１の制御パラメータ及び前記第２の制御パラメータは、相異なるフィードフォワード項を含んでおり、
    前記第２デューティ制御における前記出力電流に対応するデューティ比は、前記フィードフォワード項の違いにより、前記第１デューティ制御よりも大きくされる
    ことを特徴とする請求項１に記載の昇圧制御装置。
  3. 前記電流値変化量検出手段は、微分器を含んでいることを特徴とする請求項１又は２に記載の昇圧制御装置。
  4. 前記電流値変化量検出手段は、前記出力電流を所定回数連続して検出することで前記変化量を検出することを特徴とする請求項１又は２に記載の昇圧制御装置。
  5. 前記電流値変化量検出手段は、前記出力電流を３回以上連続して検出することで複数の前記変化量を検出し、
    前記判定手段は、複数の前記変化量のうち、所定個数以上の前記変化量が前記所定閾値未満である場合に、前記出力電流がゼロ近傍であると判定する
    ことを特徴とする請求項４に記載の昇圧制御装置。
  6. 前記電流値変化量検出手段は、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子がオンとされる直前の第２所定期間において前記変化量を検出することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の昇圧制御装置。
  7. 前記電流値変化量検出手段は、時間軸上で連続する第１期間及び第２期間の各々で、前記第１期間に対応する前記変化量である第１の変化量、及び前記第２期間に対応する前記変化量である第２の変化量を夫々検出し、
    前記判定手段は、（ｉ）前記第１の変化量が前記所定閾値未満でなく、前記第２の変化量が前記所定閾値未満である場合に、前記第２期間に対応するタイミングを前記出力電流がゼロ近傍になったタイミングであると判定し、（ｉｉ）前記第１の変化量が前記所定閾値未満であり、前記第２の変化量が前記所定閾値未満でない場合に、前記第２期間に対応するタイミングを前記出力電流がゼロ近傍ではなくなったタイミングであると判定する
    ことを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の昇圧制御装置。
  8. 前記制御手段は、前記第１デューティ制御と前記第２デューティ制御とを相互に切り替える場合に、前記第１の制御パラメータ及び前記第２の制御パラメータの連続性を高める制御を行うことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の昇圧制御装置。
  9. 前記第１デューティ制御及び前記第２デューティ制御は、比例積分制御を含んでおり、
    前記制御手段は、第１の制御パラメータ及び前記第２の制御パラメータの差分を前記比例積分制御における積分項に加算することで、前記第１の制御パラメータ及び前記第２の制御パラメータの連続性を高める
    ことを特徴とする請求項８に記載の昇圧制御装置。
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