CN102545737A - 马达控制装置 - Google Patents

Abstract

马达控制装置将从设置在电力转换主电路直流侧的电流检测器输出的检测值输出给对上述电力转换主电路的开关元件进行控制的开关信号形成单元来作为马达电流信息。判断单元判断上述检测值中包含的偏置电压的大小。该判断单元通过使上述检测值中的一个相的相对于正方向电流的检测值和相对于负方向电流的检测值基于其正负性质而抵消的运算，来确定偏置电压。检测值校正单元基于上述确定的偏置电压校正上述检测值。

Description

马达控制装置

相关申请的交叉引用：本申请享有2010年11月9日提交的日本特许申请2010-250788的优先权。

技术领域

本发明涉及用于驱动无刷DC马达的控制装置。

背景技术

众所周知，无刷DC马达(以下只称作无刷马达或者马达)通过交流电力而驱动，该交流电力是通过逆变器主电路对直流电力进行转换而得到的。从逆变器主电路得到的交流电力的电压是脉冲电压。无刷马达在持续驱动中，必须在转子的特定旋转位置(特定的定时)将通电从电枢绕组的某一相绕组切换到其他绕组。该通电的切换定时称作绕组电流的换流定时。控制逆变器主电路的开关元件的通断驱动，以使绕组电流的换流定时与转子旋转位置相关。因此，需要有检测转子位置的旋转位置的单元，作为该单元，具有用于检测转子的实际旋转位置的霍尔式传感器、或者通过相绕组的相电流间接地检测旋转位置的电流检测器。

为了用一个电流检测器检测多个相的相电流，电流检测器被配置于逆变器主电路的直流侧。作为构成电流检测器的电流检测元件，具有检测基于直流电流的磁通数的霍尔元件式电流检测器、检测电流值来作为电压值的电阻式电流检测器。这些电流检测器有时在进行无刷马达的速度控制或转矩控制的情况下检测负载电流，并将其检测信号用作控制的反馈信号。因此，对在反馈控制中使用的电流检测器、和作为转子位置检测元件的霍尔式传感器进行组合而得到的检测器的结构也是公知的。

为了正确获得稳定的换流定时，希望在这些电流检测器中能够以高精度检测相电流。然而，在电流检测电阻的两端产生的与流通电流值对应的电压极其微小，所以电流检测精度容易受到放大器等内部电路的不被期望的固有特性、或者周围温度的影响。特别希望在电流检测信号中减轻因放大器等检测电路内的特性产生的偏置电压(按照也包含偏置电流的概念来使用该偏置电压的用语)的影响。

发明内容

本发明的马达控制装置，对马达进行控制，其特征在于，包括：电力转换主电路，用于将直流电力转换为交流电力来驱动上述马达，具有桥式连接的多个开关元件；开关信号形成单元，形成至少三相的开关信号，以驱动上述多个开关元件而使其通断模式成为PWM模式；电流检测单元，设置在上述电力转换主电路的直流侧，检测其直流电流，将该检测电流供给至上述开关信号形成单元来作为上述马达的电流信息；判断单元，判断从该电流检测单元输出的检测值中包含的偏置电压的大小；以及检测值校正单元，基于该判断单元判断出的偏置电压的大小，校正从上述电流检测单元输出的上述检测值；上述判断单元通过使上述检测值中的一个相的相对于正方向电流的检测值和相对于负方向电流的检测值基于其正负性质而抵消的运算，确定偏置电压，并将该确定的偏置电压传递给上述检测值校正单元。

附图说明

图1是表示第一实施方式的电路结构图。

图2是表示该第一实施方式的偏置电压的确定方法的流程图。

图3是表示该第一实施方式的逆变器主电路的电流流路的电路图。

图4是表示该第一实施方式的逆变器主电路的不同的电流流路的电路图。

图5是表示该第一实施方式的逆变器主电路的开关模式的波形图。

图6是第二实施方式的与图2相当的图。

图7是表示该第二实施方式的逆变器主电路的W相的电流流路的电路图。

图8是表示该第二实施方式的V相的电流流路的与图7相当的图。

图9是表示该第二实施方式的U相的电流流路的与图7相当的图。

图10是该第二实施方式的与图5相当的图。

具体实施方式

实施方式的马达控制装置，具备电力转换主电路，该电力转换主电路具有桥式连接的多个开关元件，用于将直流电力转换为交流电力来驱动马达。在控制装置中，具有形成开关信号的开关信号形成单元，该开关信号用于驱动构成该电力转换主电路的上述多个开关元件而使其通断模式成为PWM模式。在上述电力转换主电路的直流侧设置检测该直流电流的电流检测单元，将该检测电流供给至上述开关形成单元来作为上述马达的电流信息。而且，具有判断从该电流检测单元输出的检测值中包含的偏置电压的大小的判断单元、和校正从电流检测单元输出的上述检测值的检测值校正单元。上述判断单元通过使上述检测值中的一个相的相对于正负各电流的检测值相抵消的运算来确定偏置电压，将该偏置电压发送给上述检测值校正单元。

根据实施方式，能够提供可靠地检测马达的驱动过程中在相电流检测器的输出中包含的偏置电压并能够对该偏置电压进行校正的马达控制装置。

(第一实施方式)

在图1中，无刷马达3构成为通过将来自直流电源1的直流电力转换为交流电力的电力转换器即逆变器主电路2而被驱动。逆变器主电路2包括在直流母线4、5之间桥式连接的多相例如三相电桥臂6U、6V、6W，在各臂中分别串联连接有两个开关元件例如FET1～FET6。其中，FET1～FET3构成正侧的开关元件，FET4～FET6构成负侧的开关元件，与各FET1～FET6反向并联地连接有旁路二极管7a，而且，与直流电源1并联连接有电力电容器7b。

对这些FET1～FET6的通断开关动作进行控制的控制装置，由微型计算机8构成。该微型计算机8构成开关信号形成单元，该开关信号形成单元将三相PWM信号g1～g6合成并将合成后的信号提供给上述FET1～FET6的栅极。由此，FET1～FET6被以PWM模式进行通断控制，从逆变器主电路2向无刷马达3提供近似正弦波的PWM波形脉冲电压。通过该PWM波形脉冲电压而在无刷马达3中流动三相交流电流。检测该无刷马达3的电流的单元即电流检测器9，包括：介于负侧的直流母线5中的电流检测电阻10、对该电流检测电阻10的两端的电压进行放大的放大器例如运算放大器11、和附属电阻12～15。其中，电阻12是增益设定电阻。从电压源16经由电阻13对运算放大器11的输入侧施加基准电压+V0。来自该运算放大器11的模拟输出电压，被提供给上述微型计算机8的AD转换输入口8a。

来自运算放大器11的模拟输出电压，在基准电压为0v的情况下是以0v为基准而正负增减的电压，若如该实施方式这样被提供基准电压+V0，则成为以该+V0为基准增减的模拟电压。该实施方式的运算放大器11综合考虑到基准电压V0为0v时输出电压在-2.5v～+2.5v的范围内增减的特性、以及微型计算机8的AD转换输入口8a所接受的电压范围为0v到+5v的情况，而将基准电压V0设定为+2.5v。由此，运算放大器11的输出电压V2成为在0v～+5v内增减的模拟电压。

无刷马达3的驱动过程中，在逆变器主电路2的输出侧流动有马达3的作为相绕组电流的三相交流电流，所以在作为其输入侧的直流母线4、5中流动有与马达电流相对应的值的直流电流。该直流电流流过电流检测电阻10，其电压下降量V1表示检测电流值。从接受了该电压下降量V1作为输入电压的运算放大器11，输出以基准电压+2.5v为基准增减的检测电压V2来作为检测值，该检测电压V2经由上述AD转换输入口8a被输送给微型计算机8，在该微型计算机8内被转换为数字信号。

微型计算机8根据检测电压V2的相位、即电流检测器9的检测电流的相位(电气角信息)，判断无刷马达3的转子位置，控制逆变器主电路2的开关元件FET1～FET6，以在基于该转子位置信息的定时对相绕组的通电进行切换。虽在附图中进行了省略，但微型计算机8将来自电流检测器9的检测电流作为负载电流值的反馈信息来处理，还执行转矩控制及速度控制。

如上所述，在从内置有运算放大器11的电流检测器9输出的检测电压V2中含有偏置电压。在现有技术中也进行从检测电压中除去偏置电压值的处理。作为该现有的处理方法，存在构成为运算放大器的输入为零时输出也为零的零调整法、在微型计算机内进行数值处理等的方法。

接着，对该第一实施方式中的偏置电压的除去方法进行说明。为了除去该偏置电压，微型计算机8构成偏置电压判断单元以及从AD转换后的检测电压V2中除去偏置电压的检测值校正单元。在图5中，示出了用于PWM信号合成的在某个特定时刻上升的一个周期量的载波信号Pc、逆变器主电路2的正侧开关元件FET1～FET3的开关模式、以及流过电流检测电阻10的直流电流IB(相电流Iu、Iv、Iw的总称)。在图5中，在开关元件FET1～FET3处于断开状态时，负侧开关元件FET4～FET6分别为接通状态。而且，相电流的状态以检测电压的值V2a、V2b、V2d来示出，这些图示状态是开关元件FET1～FET6的开关模式处于图示状态时的情况。相电流与开关元件FET1～FET6的开关模式相对应地如图示期间Aw、Bu、C及Dw那样变化。该开关模式的特征在于，通过逆变器主电路2直流侧的电流IB如期间Aw及Dw所示那样存在只成为一相的期间。即，若关注正侧的三个开关元件FET1～FET3，就是其中的1个处于接通状态且其他2个处于断开状态的期间。负侧的开关元件FET4～FET6处于分别与FET1～FET3相反的通断状态。

在图3中示出了只有上述相电流Iw流动的期间Aw中的逆变器主电路2的电流流路，在图4中示出了只有相电流Iw流动的期间Dw中的逆变器主电路2的电流流路。比较该图3和图4，注意到逆变器主电路2的直流侧的相电流Iw的大小相同但流动方向相互相反这一点。根据该图3、图4、图5，在期间Aw、Bu、C以及Dw内，在期间Aw中只有正侧的开关元件FET3接通，而且，在期间Dw中只有负侧的开关元件FET6接通。该情况意味着在期间Aw以及Dw中的开关模式时，流过电流检测电阻10的电流只是1相的量的电流(在本例中是W相电流Iw)。而且，理解到，从检测电压V2a和V2d之间的对比可知，根据开关模式的不同，存在电流Iw的方向也不同的期间。

在本实施方式中，如上述那样，根据在逆变器主电路2的直流侧电流IB只为1相的量的开关模式期间中的相电流，来检测或判断偏置电压。即，从运算放大器11输出的检测电压V2，是在与通过了电流检测电阻10的相电流Iw的值对应的大小的电压中加上上述基准电压V0和电流检测器9内的偏置电压Vf而得的值。

接着，通过图2的流程图对偏置电压Vf的大小的判断方法以及电流检测值(检测电压V2)的校正方法进行说明。微型计算机8，在步骤S1中在AD转换输入口8a接受检测电压V2，对其进行AD转换后写入微型计算机8内的寄存器中(S2～S4)。该写入针对如图5所示那样只一相通过电流检测电阻10的模式下的各期间Aw、Bu、Dw进行。所有开关元件FET1～FET6处于接通的期间C，因为三相电流的总和为零，所以被从检测的对象期间中除去。在图5中示出了在各期间Aw、Bu、Dw被写入至寄存器的检测电压V2的值V2a、V2b、V2d。T1～T3是写入定时。

步骤S5示出了偏置电压判断单元，在此，从寄存器读取只产生W相的电流Iw的期间Aw及Dw的电压值V2a及V2d，通过预定的运算式进行运算而求得偏置电压判断值Vff。该运算式为“Vff＝(V2a+V2d)/2”(步骤5)。在此，V2a及V2d都是在电流检测电阻10的电压下降量V1中加上基准电压V0和偏置电压Vf而得的值，并且因为该电压下降量V1的极性在V2a和V2d中是相反方向，所以上述运算的结果变成“Vff＝V0+Vf”，通过该形式确定偏置电压。在该运算式中除以“2”的理由是因为“V0”、“Vf”分别为2倍。这样，进行基于检测电压V2a和V2d的极性正负的性质使相电流成分抵消而从检测电压V2中除去的运算。

步骤S6～S8示出了从检测值中除去偏置电压的检测值校正单元，结果检测出不包含偏置电压的相电流的值。这些步骤S6～S8在执行了步骤S1～S3的载波信号Pc的周期的下一个周期执行。另外，在步骤S6中，进行“V2w＝V2-Vff”的运算。通过该运算获得的V2w等于减去了V2中原来包含的基准电压V0和偏置电压Vf之后的值，所以是不包含偏置电压Vf的W相电流Iw的检测值。在步骤S7中，进行“V2u＝-1×(V2-Vff)”的运算。在此，乘以“-1”，是因为在期间Bu通过电流检测电阻10的U相电流Iu是负方向(参照图5)。通过该运算获得的V2u等于减去了V2中原来包含的基准电压V0和偏置电压Vf之后的值，所以是不包含偏置电压Vf的U相电流Iu的检测值。在步骤S8中，基于U、V、W相电流Iu、Iv、Iw的总和为零的性质，进行“V2v＝-V2u-V2w”的运算，与上述同样得到不包含偏置电压Vf的V相电流Iv的检测值V2v。执行周期移动，以在载波信号Pc的下一个周期再次执行步骤S1～S3。

(第二实施方式)

接着，参照图6、图7、图8、图9以及图10说明第二实施方式。图10所示的开关模式，是3个正侧FET1、FET2、FET3不重复而单独表现为接通状态的模式。在只有W相的FET3处于接通状态的期间E中，在图7箭头所示的电流流路中，只有W相电流Iw流过电流检测电阻10，在只有V相的FET2处于接通状态的期间F中，在图8箭头所示的电流流路中，只有V相电流Iv流过电流检测电阻10，在只有U相的FET1处于接通状态的期间G中，在图9箭头所示的电流流路中，只有U相电流Iu流过电流检测电阻10。在图6所示的步骤S2中，将电流检测器9的在期间E中的检测电压V2e写入寄存器，在步骤S3中写入期间F中的检测电压V2f，在步骤S4中写入期间G中的检测电压V2g。

在作为偏置电压判断单元的步骤S5中，执行“Vff＝(V2e+V2f+V2g)/3”的运算。其结果，因为三相交流电力压的总和为零，所以剩下了“Vff＝V0+Vf”，通过该形式确定偏置电压。在该运算式中除以“3”的理由是因为“V0”、“Vf”为3倍。在作为检测值校正单元的步骤S6中，为了检测U相电流Iu而进行“V2u＝V2g-Vff”的运算，在步骤S7中，为了检测V相电流Iv而进行“V2v＝V2f-Vff”的运算，同样，在步骤S8中进行“V2w＝V2e-Vff”的运算。这样，得到不包含偏置电压的U、V、W各相电流的检测值V2u、V2v、V2w。

(第三实施方式)

作为第三实施方式说明如下的方法。在第一实施方式中，基于同一相电流在相互相反方向的电流的和为零这样的法则的相电流抵消方法，是在偏置电压判断值Vff中除了偏置电压Vf之外还余留了基准电压V0的运算方法。与此相对，也可以采用在偏置电压判断值Vff中不余留基准电压V0的如下这样的运算方法。即，也可以是如下方法：在微型计算机8内，在将进行了AD转换后的检测电压V2写入寄存器的过程中取V2与V0之差，将该差和该差的正负符号一起写入寄存器。

虽然对本发明的几个实施方式进行了说明，但是这些实施方式仅仅是作为例子来说明的，并没有意图限定发明的范围。这些的新的实施方式能够通过其他各种方式来实施，在不脱离发明的主旨的范围内，能够进行各种省略、置换以及变更。这些实施方式或其变形包含在发明的范围或主旨内，并包含在权利要求所记载的发明及其等同的范围内。

Claims (4)

1.一种马达控制装置，对马达进行控制，其特征在于，包括：

电力转换主电路，用于将直流电力转换为交流电力来驱动上述马达，具有桥式连接的多个开关元件；

开关信号形成单元，形成至少三相的开关信号，以驱动上述多个开关元件而使其通断模式成为PWM模式；

电流检测单元，设置在上述电力转换主电路的直流侧，检测其直流电流，将该检测电流供给至上述开关信号形成单元来作为上述马达的电流信息；

判断单元，判断从该电流检测单元输出的检测值中包含的偏置电压的大小；以及

检测值校正单元，基于该判断单元判断出的偏置电压的大小，校正从上述电流检测单元输出的上述检测值；

上述判断单元通过使上述检测值中的一个相的相对于正方向电流的检测值和相对于负方向电流的检测值基于其正负性质而抵消的运算，确定偏置电压，并将该确定的偏置电压传递给上述检测值校正单元。

2.一种马达控制装置，对马达进行控制，其特征在于，包括：

电力转换主电路，用于将直流电力转换为交流电力来驱动上述马达，具有桥式连接的多个开关元件；

开关信号形成单元，形成三相开关信号，该三相开关信号用于驱动上述多个开关元件而使其通断模式成为PWM模式；

电流检测单元，设置在上述电力转换主电路的直流侧，检测其直流电流，将该检测电流供给至上述开关信号形成单元来作为上述马达的电流信息；

判断单元，判断从该电流检测单元输出的检测值中包含的偏置电压的大小；以及

检测值校正单元，基于该判断单元判断出的偏置电压的大小，校正从上述电流检测单元输出的上述检测值；

上述判断单元通过运算上述检测值中的相互不同的各相的总和来确定偏置电压，将该确定出的偏置电压发送给上述检测值校正单元。

3.如权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

上述开关信号形成单元、上述判断单元以及上述检测值校正单元由微型计算机构成；

上述电流检测单元包括：

电流检测电阻，设置在上述电力转换主电路的直流侧；以及

运算放大器，接受该电流检测电阻的电压下降量来作为输入电压，将该输入电压放大后作为检测电压输出；

上述判断单元构成为，通过进行上述检测电压中的一个相的相对于正方向电流的检测电压和相对于负方向电流的检测电压之和的运算、以及将该和除以数值2的运算，得到偏置电压判断值；

上述检测值校正单元构成为，进行从各相的上述检测电压中减去上述偏置电压判断值的运算。

4.如权利要求3所述的马达控制装置，其特征在于，

上述运算放大器被提供用于对负的输入进行电平设定以成为正的输出的基准电压，由此使上述偏置判断电压中除了偏置电压之外还包含有基准电压。

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