JP2010063210A - 交流モータ用電流検出回路及びリニアモータ用ドライブ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 検出電流の温度変化を補償することができるモータ用電流検出回路を提供する。
【解決手段】 交流モータ３の巻線に給電ライン４を介して正弦波電流が供給され、給電ライン４の途中に設けられたシャント抵抗Ｒ１と、シャント抵抗Ｒ１の電圧を非反転増幅して第１の電圧信号を出力する第１の絶縁アンプＩＣ１を含む非反転増幅回路と、シャント抵抗Ｒ１の電圧を反転増幅して第２の電圧信号を出力する第２の絶縁アンプＩＣ２を含む反転増幅回路と、第１の電圧信号と前記第２の電圧信号を加算する抵抗回路を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、同期式３相交流モータ、ブラシレスＤＣリニアモータなどに使用される交流モータ用電流検出回路及びこの電流検出回路を備えたリニアモータ用ドライブ回路に関する。

半導体製造装置（例えば投影露光装置や検査装置）においては、所定の処理工程を実行するために、リニア同期モータ（以下単にリニアモータという）によりガラス基板などを搭載したステージを所定の位置に移動させることが行われる。このリニアモータは、一般的には、モータ負荷（可動子又は固定子）を３相巻線とし、商用交流電力を直流変換（整流平滑）し、この直流電力をＰＷＭ方式（スイッチング周波数を固定してスイッチのオン幅を変化させる）の増幅回路を有するスイッチング回路で所定周波数の正弦波電流に変換して、各相の巻線に供給することにより駆動される（特許文献１参照）。上記のステージ駆動に際しては、高精度の位置決め精度および停止精度ならびに繰り返し精度が要求されるため、可動子の位置、速度及び電流などの制御量をセンサで検出し、これらの制御量を制御装置で指令値と比較することによりフィードバック制御される。

上記リニアモータのフィードバック制御系は、加速、定速走行及び減速といった速度制御ループを行うために、速度制御系のマイナーループとして、トルク制御のための電流制御ループを有する。この電流制御ループでは、モータ負荷に供給される実電流（加減速時は電流が高く、定速時は走行負荷のみの低い電流となる）を検出して電流指令に電流帰還を行うことが一般的である。この実電流（相電流）を検出する方法としては、シャント抵抗をインバータ各相の負側素子に直列に接続し、負側素子がＯＮするタイミングでシャント抵抗の両端電圧により電流を検出する方法（アーム電流検出）、あるいはシャント抵抗をインバータの直流母線に挿入し、シャント抵抗の両端電圧により電流を検出する方法（直流母線電流検出）などの方法も可能であるが、複数相を同時に検出することが可能でまた検出の制約もないことから、給電ラインにシャント抵抗を直列に挿入して、その両端の電圧を計測する電流検出回路を設けることにより、相電流を直接検出することが一般的である（特許文献２参照）。

リニアモータのトルク制御を高精度で行うためには、定速走行時のトルク変動を少なくすることが要求されるので、高精度の電流検出が必要となる。そこで、電流検出精度を高めるための構成が提案されている。

特許文献３には、インバータ（電力用半導体装置）の電流検出には、シャント抵抗とリニアアイソレーションアンプとを利用したものよりも安価であるシャント抵抗とＨＶＩＣ（高耐圧ＩＣ）を利用し、さらに応答性を高めるために、インバータ回路の出力電流経路に介挿されたシャント抵抗と、シャント抵抗において生じる電圧値を数値データに変換する変換手段と、変換手段から出力された数値データを入力し数値データに基づきインバータ回路を制御するＣＰＵとを備えることが記載されている。

特許文献４には、電流検出回路の温度特性や過渡特性により、電流検出値と実電流とのオフセットを防止するために、３相モータの各相電流を検出する電流検出器と、与えられた電流指令に対し各相電流を追従させる各相電圧指令を生成する電流制御器と、各相電圧指令に応じた電圧を３相モータに印加するパワー増幅器を備え、電流制御器内に各相電流検出値を電気角１周期の間積分する積分器と、積分器の出力から各相電流検出器のオフセット量を決定する補正量計算器とを備え、補正量計算器の出力を電流検出器の検出値から減算することで電流検出器のオフセット値を補正することが記載されている。

特開２００１−１９７７７３号公報（第５頁、図２） 特開２００４−４８８６３号公報（第２頁、図３） 特開２００５−２１８２１３号公報（第２頁、図１、図２） 特開２００６−１４９０４５号公報（第４頁、図１、図２）

特許文献３に記載の如く、シャント抵抗の両端電圧を数値データに変換してインバータ回路を制御することにより、応答性を改善できるが、カウンタ回路やクロック用発信器が必要であり、複雑な検出回路となる。また特許文献４に記載の如く、積分器の出力から各相電流検出器のオフセット量を決定する補正量計算器を設けることにより、電流検出値と実電流とのオフセットを防止することは可能であるが、電流検出回路が複雑化するという難点がある。

シャント抵抗を使用した電流検出回路は、シャント抵抗で検出された電圧を増幅して出力する機能を有する半導体素子（ＩＣ）を有する。しかしながら、半導体素子としてアイソレーションアンプを使用した場合、この半導体素子は所定の動作温度範囲（−４０℃〜８５℃）において、入力電圧のオフセットが存在する。素子単体の入力オフセット電圧は０．４ｍｖ〜０．７ｍｖになることがある。リニアモータは、通常、０℃〜８０℃の環境温度で駆動されるので、半導体素子の入力オフセット電圧が、検出電流に直接影響して（絶縁アンプの温度特性が直接反映されてしまう）、高精度の電流検出を行うことができないといった問題がある。そのため、シャント抵抗とアイソレーションアンプを組合わせただけでは、環境温度の変動により、推力変動が増大し、特に定速走行での推力変動を抑制できないという問題を生ずる。

従って本発明の目的は、簡素化された回路で、環境温度の影響を低減することができる電流検出を行うことができる交流モータ用電流検出回路を提供することである。

本発明の他の目的は、温度変化に影響されにくい推力の制御を行うことができるリニアモータ用ドライブ回路を提供することである。

上記目的を達成するために、本発明の交流モータ用電流検出回路は、交流モータの巻線に給電ラインを介して正弦波電流が供給され、前記給電ラインの途中に設けられたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の電圧を非反転増幅して第１の電圧信号を出力する第１の絶縁アンプを含む非反転増幅回路と、前記シャント抵抗の電圧を反転増幅して第２の電圧信号を出力する第２の絶縁アンプを含む反転増幅回路と、前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号を加算する抵抗回路を有することを特徴とするものである。

上記他の目的を達成するために、本発明のリニアモータ用ドライブ回路は、３相巻線を有するリニアモータに、商用交流電源を整流して得られる直流電圧をスイッチングすることにより、前記巻線に接続された給電ラインに正弦波電流を供給するスイッチング回路と、前記スイッチング回路にＰＷＭゲート信号を出力するＰＷＭ制御回路と、前記給電ラインのうち２本の給電ラインに設けられた請求項１に記載の電流検出回路と、前記電流検出回路から出力された電圧を増幅して前記ＰＷＭ制御回路に出力することを特徴とする。

本発明によれば、シャント抵抗の両端から検出した電圧を第１の絶縁アンプで非反転増幅し、第２の絶縁アンプで非反転増幅して、これらの出力を抵抗加算するので、温度変化に依存しない電流検出を行うことができる。

本発明によれば、３相巻線を有するリニアモータに正弦波電流を供給する給電ラインのうち２本の給電ラインに前記の電流検出回路を設けるので、絶縁アンプの使用数を増大せずに、温度変化に依存しない推力制御を行うことができる。

以下、本発明の詳細を、添付図面を参照して説明する。

図１は、本発明の実施の形態１に係る電流検出回路を有するドライブ回路を示す図、図２は、本発明の実施の形態１に係る電流検出回路を示す図、図３は、アイソレーションアンプのブロックダイアグラムを示す図、図４は、本発明の実施の形態２に係るドライブ回路を示す図、図５は、本発明の実施の形態１に係る電流検出回路の出力電流と温度の関係を示す図、図６は比較例の電流検出回路を示す図、図７は比較例に係る電流検出回路の出力電流と温度の関係を示す図、図８はアイソレーションアンプ単体の入力オフセット電圧と温度の関係を示す図である。

［実施の形態１］
図１に示すように、ドライブ回路１は、商用交流電源から供給された交流電圧（例えば３相２００Ｖ）を全波整流後平滑化して直流電圧Ｅを得るＤＣ−ＤＣコンバータ（不図示）と、この直流電圧Ｅを所定の周波数の正弦波電流に変換するスイッチング回路２と、この正弦波電流を負荷（交流モータ３の巻線）に供給する給電ライン４と、給電ライン４の途中に接続された電流検出回路５と、その出力電圧を増幅する増幅回路６と、そこから出力された検出信号を電流指令と比較してＰＷＭ信号をスイッチング回路２に出力するＰＷＭ制御回路７を有する。

電流検出回路５は、例えば次のように構成することができる。

図２に示すように、電流検出回路５は、給電ライン４に直列に接続されるシャント抵抗Ｒ１（抵抗値は巻線の抵抗の３％以内が好ましい）と、ローパスフィルターを形成する抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ１と、シャント抵抗で検出された電圧が入力される絶縁アンプＩＣ１及びＩＣ２と、両絶縁アンプの出力を加算して電流として取り出すために、絶縁アンプＩＣ１のプラス出力端子（マイナス出力端子）と絶縁アンプＩＣ２のマイナス出力端子（プラス出力端子）の間に接続された抵抗Ｒ３、Ｒ５（抵抗Ｒ４、Ｒ６）と、これらの抵抗の中点とグランド（ＧＮＤ２）の間に接続されたコンデンサＣ２（Ｃ３）を有する。絶縁アンプＩＣ１及びＩＣ２は、共通のグランドＧＮＤ１に接続されるとともに、入力側に電源Ｖｃｃ１（＋１５Ｖ）が接続され、出力側に電源Ｖｃｃ２（−１５Ｖ）に接続されている。

上記の絶縁アンプＩＣ１、ＩＣ２としては、例えば図３に示すような２電源端子（Ｖｃｃ１、Ｖｃｃ２）、２入力端子（Ｖ_ＩＮ＋、Ｖ_ＩＮ−）、２出力端子（Ｖ_ＯＵＴ＋、Ｖ_ＯＵＴ−）を含む８つの端子を有するアイソレーションアンプ（例えば、ＡＶＡＧＯ社製ＨＣＰＬ−７８００）を使用することが好ましい。図８にこのアイソレーションアンプの入力オフセット電圧と温度の関係を示す。

上記の電流検出回路５の動作は次の通りである。

相電流（Ｉｎ＋）がシャント抵抗の一端側から電圧として取り出され、絶縁アンプＩＣ１の非反転入力端子に入力されると、絶縁アンプＩＣ１から入力信号に対して同相の（非反転増幅された）電圧が出力される。

相電流（Ｉｎ−）がシャント抵抗の他端側から取り出され、絶縁アンプＩＣ２の反転入力端子に入力されると、絶縁アンプＩＣ２から入力信号に対して極性が反転された電圧が出力される。

上記の各出力電圧は、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ５で加算されて、出力される（Ｖｏｕｔ＋）とともに、抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ６で加算されて、出力される（Vｏｕｔ−）ので、２つの絶縁アンプからは、平均化された検出信号（電流）を取り出すことができる。これにより、２つの素子（絶縁アンプ）の温度ドリフト（入力オフセット電圧）が相殺される。したがって環境温度の影響による検出電流の変動を低減することができる。

上記の絶縁アンプＩＣ１、ＩＣ２としては、例えば図３に示すような２電源端子（Ｖｃｃ１、Ｖｃｃ２）、２入力端子（Ｖ_ＩＮ＋、Ｖ_ＩＮ−）、２出力端子（Ｖ_ＯＵＴ＋、Ｖ_ＯＵＴ−）を含む８つの端子を有するアイソレーションアンプを使用することが好ましい。

［実施の形態２］
上記のドライブ回路を、３相コイルを有するリニアモータ（ブラシレスＤＣリニアモータ）に適用した例を図４により説明する。図４において、図１と同一の機能を有する部品は、添え字（アルファベット）以外が同一の参照符号で示す。このリニアモータは、例えば、永久磁石を界磁とし、３相コイルを有する電機子（コアレス）を可動子とした可動コイル形リニアモータであり、正弦波電流（例えば位相差１２０度の正弦波）で駆動されるように構成されている。

図４に示すドライブ回路は、３相結線された負荷（例えばＹ接続された３相コイル）を有するリニアモータ３０に適用されるもので、直流電源Ｅ及びコンデンサＣを含む電源回路に接続されたスイッチング回路２ａ、２ｂ、２ｃを備えたインバータ回路（３相ブリッジインバータ）と、モータの各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のコイル（Ｙ接続またはΔ接続）に正弦波電流を供給する給電ラインのうちＵ相の給電ライン４ａとＶ相の給電ライン４ｂの途中に接続された電流検出回路５ａ、５ｂと、ゲインを調整してグランド基準の電圧信号に変換する増幅回路６ａ、６ｂと、電流指令と三角波キャリアとを比較して、各相のゲート信号を生成し、このゲート信号によりインバータを構成するスイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦすることにより駆動電流（推力）の制御を行うＰＷＭ制御回路７ａ、７ｂ、７ｃを有する。

Ｙ接続又はΔ接続のような対称３相交流の場合、各相の相電流（瞬時値）の和はゼロになるので、Ｗ相の相電流（ｉ_Ｗ）はＵ相の相電流（ｉ_Ｕ）とＶ相の相電流（ｉ_Ｖ）との間に、ｉ_Ｗ＝−（ｉ_Ｕ＋ｉ_Ｖ）の関係が成り立つ。したがって、Ｗ相の相電流はＵ相の相電流とＶ相の相電流を制御することにより、所定の値に定められる。すなわちこのリニアモータにおいては、３相コイルのうち、２つの相電流により、残りの相電流を合成することができるので、２本の給電ラインに電流検出回路を設ければ全ての給電ラインに供給される駆動電流（正弦波電流）を制御することが可能となる。

電流検出回路５ａ、５ｂは、図２に示す電流検出回路と同じ構成を有するので、その説明を省略する。このドライブ回路によれば、４個の絶縁アンプを使用することになり、絶縁アンプの使用個数は従来と同数なので、従来と比べて電流検出回路のコスト増加を招くことにはならないので、実用性を確保することができる。

［実験例１］
図２に示す電流検出回路において、温度特性の異なる２種類の絶縁アンプ（アバゴ社製ＨＰＣＬ−７８００）を使用して、相電流（定格電流８Ａ）を測定した。ここでＲ１＝Ｒ２＝１０Ω、Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ５＝Ｒ６＝１０ｋΩに設定し、Ｖｃｃ１＝＋１５Ｖ、Ｖｃｃ２＝−１５Ｖ、Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ３＝１０ｎＦに設定して、温度を２５℃→０℃→８０℃→２０℃と変化させて、相電流を測定した。図５から、温度変化（２５℃→０℃→８０℃→２０℃）に対して、相電流の変化を、＋０．３３ｍＡ（０℃、１０℃、３０℃）〜−０．４８ｍＡ（７０℃）の範囲に収めることができるので、モータの推力変動を抑制できることがわかる。

［実験例２］
電流検出回路は、図６に示すように、相電流（Ｉｎ＋、Ｉｎ−）が流れるシャント抵抗Ｒ１の両端に、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１（平滑回路）を介して絶縁アンプＩＣ１を接続し、その出力端子から抵抗Ｒ３及びＲ４を介して電圧Ｖｏｕｔ＋、Ｖｏｕｔ−を取り出すように構成されている。絶縁アンプＩＣ１は、入力回路と出力回路が電気的に分離された増幅器であり、電源Ｖｃｃ１はグランドＧＮＤ１に接続され、電源Ｖｃｃ２はグランドＧＮＤ１と異なるグランドＧＮＤ２に接続されている。この出力電圧は、オペアンプで増幅された後、ＰＷＭ制御回路（いずれも図示を省略）で電流指令と比較されて、スイッチング素子を有するインバータ回路に供給される。

この電流検出回路の相電流を測定した結果を図７に示す。ここで各抵抗をＲ１＝Ｒ２＝１０Ω、Ｒ３＝Ｒ４＝１０ｋΩに設定し、電源電圧をＶｃｃ１＝＋１５Ｖ、Ｖｃｃ２＝−１５Ｖに設定した。図７において、曲線Ａ、Ｂは温度特性の異なる２種類の絶縁アンプ（実験例１と同様）を単独で使用した場合の、温度と電流ドリフトの関係を示す。第１の絶縁アンプを使用した場合（曲線Ａ）は、温度変化（２５℃→０℃→８０℃→２０℃）に対して、相電流の変化は、＋５．８２ｍＡ（８０℃）〜−１．０５ｍＡ（１０℃）の範囲で変動し、第２の絶縁アンプを使用した場合（曲線Ｂ）は、温度変化（２５℃→０℃→８０℃→２０℃）に対して、相電流の変化は、＋６．０５ｍＡ（８０℃）〜−１．２６ｍＡ（１０℃）の範囲で変動することがわかる。すなわち単一の絶縁アンプを含む電流検出回路においては、絶縁アンプの入力オフセット電圧は温度により大きく変動し（最大で定格電流の０．０８％）、絶縁アンプの温度特性が直接反映されてしまうことがわかる。

このように、本発明によれば、単一の絶縁アンプを使用した電流検出回路と比べて、検出された電流の温度依存性が低減される（例えば定格電流の約０．０１％以下になる）ので、交流モータのトルク（リニアモータの場合は推力）を高精度で制御することができる。特にリニアモータの場合は、定速走行における推力変動が大幅に低減されるので、半導体製造装置に使用した場合には、極めて高精度のトルク制御を実現することができる。

本発明の実施の形態に係るモータ用ドライブ回路を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電流検出回路を示す図である。 本発明で使用するアイソレーションアンプのブロックダイアグラムを示す図である。 本発明の実施の形態２に係るドライブ回路を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る電流検出回路の出力電流と温度の関係を示す図である。 比較例の電流検出回路を示す図である。 比較例のモータ用電流検出回路の出力電流と温度の関係を示す図である。 絶縁アンプの入力オフセット電圧と温度の関係を示す図である。

符号の説明

１：ドライブ回路、２、２ａ、２ｂ、２ｃ：インバータ回路、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２、ＦＥＴ３、ＦＥＴ４、ＦＥＴ５、ＦＥＴ６：ＭＯＳＦＥＴ、３、３０：モータ、４：給電ライン、５、５ａ、５ｂ：電流検出回路

Claims (2)

1. 交流モータの巻線に給電ラインを介して正弦波電流が供給され、前記給電ラインの途中に設けられたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の電圧を非反転増幅して第１の電圧信号を出力する第１の絶縁アンプを含む非反転増幅回路と、前記シャント抵抗の電圧を反転増幅して第２の電圧信号を出力する第２の絶縁アンプを含む反転増幅回路と、前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号を加算する抵抗回路を有することを特徴とする交流モータ用電流検出回路。
2. ３相巻線を有するリニアモータに、商用交流電源を整流して得られる直流電圧をスイッチングすることにより、前記巻線に接続された給電ラインに正弦波電流を供給するスイッチング回路と、前記スイッチング回路にＰＷＭゲート信号を出力するＰＷＭ制御回路と、前記給電ラインのうち２本の給電ラインに設けられた請求項１に記載の電流検出回路と、前記電流検出回路から出力された電圧を増幅して前記ＰＷＭ制御回路に出力することを特徴とするリニアモータ用ドライブ回路。

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