WO2006093177A1

WO2006093177A1 - 直流増幅器及びそのオフセット電圧の補償方法

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Publication number: WO2006093177A1
Application number: PCT/JP2006/303842
Authority: WO
Inventors: Sumihisa Hashiguchi
Original assignee: Yamanashi University
Priority date: 2005-03-04
Filing date: 2006-03-01
Publication date: 2006-09-08
Also published as: JPWO2006093177A1

Abstract

　直流増幅器のオフセットやドリフトを、市販のＩＣアンプのレベルよりも大幅に低減させうる手段を提供する。まず、個々のアンプでランダムに存在するオフセットとドリフトに対しては、複数の増幅回路を電気的に組み合わせて、同一の入力を同時に増幅した各増幅回路の出力に重みを付けて平均化するという手段により、ほとんどオフセットの無い増幅を行うことができる。一方、同種のアンプで共通の傾向を有するオフセットとドリフトに対しては、一対の同種のアンプで反転増幅回路と非反転増幅回路を構成し、これら両回路の出力に重みを付けて、差動増幅回路の両入力端子に入力して信号の増幅を行なう。これにより、信号電圧は加算されるが、非反転及び反転回路のオフセット電圧は相殺されて、ほぼゼロにすることができる。

Description

明細書

直流増幅器及びそのオフセット電圧の補償方法

技術分野

[0001] 本発明は直流増幅器に関し、とくにオフセット電圧とドリフトを従来より飛躍的に低減することのできる直流増幅器とそのオフセット電圧の補償方法に関する。

背景技術

[0002] 直流増幅器のオフセット電圧とドリフトの主な原因には、回路素子のパラメータのばらつき、電源電圧の変動、温度変化による半導体素子の特性の変化等があげられる。従来から、直流増幅器のオフセット電圧とドリフトを低減するために多くの努力が積み重ねられてきた。その主な対策を概説すると以下のようになる。

[0003] (1)差動型の回路構成によって、半導体素子の特性変化を打ち消す方法：

この方法では、差動型を構成する 2個の半導体素子の特性を完全に揃えることができな、ので、オフセットとドリフトが残ることが避けられな!/、。

(2)負帰還により抑制する方法：

この方法では、オフセットゃドリフトの入力換算値は改善できない。出力のオフセットゃドリフトは抑制できるが、その分利得も低下し、抑制分と低下分の比率は変わらない。

(3)温度制御による方法：

増幅器の環境の温度を一定にすることによりドリフトを抑制するもので、回路の改善ではないから、オフセット電圧は改善されない。また、ドリフトを完全に抑制することも難しぐかつ環境を一定温度にするための設備の負担が大きい。

(4)熱帰還方式 (例えば、下記非特許文献 1)

増幅器初段の温度を一定に保つ方式で、信号増幅器に熱結合した同一の構成の熱帰還用増幅器の出力オフセット (信号増幅器のドリフトと同期すると期待される）に比例する熱を発生させて、両増幅器の初段の温度を制御することによって、両増幅器のオフセット電圧とドリフトを抑制するものである。この方式は、熱帰還部分の熱時定数や熱伝達時間の遅れがあるので、有効な周波数範囲が限られるという問題がある。

[0004] 非特許文献 1：橋口住久他：電子通信学会論文誌 '82/5 Vol.J65-C No.5,p399

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0005] 直流増幅器のオフセット電圧の主な原因には、回路構成要素の特性値のばらつきによって生じるものと、電源電圧の誤差又は変動によって生じるものがある。前者ではオフセット電圧の符号や大きさ力個々のアンプでランダムに相違する。これに対して、後者ではオフセット電圧の符号や大きさ力同種のアンプで共通の傾向を有している。そのため、オフセット電圧を低減する方策力この両者で根本的に相違することが多い。

[0006] 従来から、直流増幅器のオフセットゃドリフトを低減することは、種々の分野で要請されている。市販の ICアンプでも、オフセット電圧 50 V、オフセットの温度特性 1. 0 VZ°C程度のものは入手可能である。しかし、例えば精密計測の分野においては、これらの特性が計測精度を支配するから、上記のレベルより大幅に特性の優れた直流増幅器を必要とする場合が少なくなヽ。

[0007] そこで本発明の第一の課題は、個々のアンプでランダムにオフセットとドリフトが存在することを前提として、複数の増幅回路を電気的に組み合わせて、オフセットとドリフトを飛躍的に低減する手段を提供することである。

[0008] 上述のような、各アンプでランダムなオフセットゃドリフトは、同一の入力を複数のァンプで並列に増幅して、その出力を平均化することにより、全体としてオフセットやドリフトが低減された出力を得ることができる。しかし、各アンプで共通の傾向を有するォフセットゃドリフトに対しては、この方法は無効である。ゼロの周りにランダムに分散する変動は、平均化によりゼロに近付けることができるが、一定の傾向を持った変動は、平均化してもその傾向が保存されるためである。

[0009] そこで本発明の第二の課題は、同種のアンプで共通の傾向を有するオフセットゃドリフト、とくに ICアンプの正負電源電圧の変動に起因するオフセットゃドリフトを、簡単な機構で顕著に低減させることのできる手段を提供することである。

課題を解決するための手段 [0010] 上記の課題を解決するための本発明の直流増幅器の基本構成は、同一の入力を並列に増幅する複数の直流増幅回路と、

該増幅回路のそれぞれに対応して配され、その出力電圧を互に独立に所定の可変な重み係数で変化させる係数器と、

該係数器又は前記直流増幅回路それぞれの出力電圧を加算する加算器と、前記係数器の重み係数を調節する係数調節手段を備え、

該係数調節手段により前記加算器の出力オフセット電圧を 0に近づけるように、前記係数器の重み係数を調節することを特徴とするものである。

[0011] 前述した二つの課題のうち、第一課題を解決するための本発明の直流増幅器 (以下、第一発明の直流増幅器という）は、

上記の基本構成にカ卩えて、入力電圧を 0とした時の前記増幅回路それぞれのオフセット電圧を所定のタイミングでサンプリングし、その電圧値をディジタルィ匕した各増幅回路のオフセット電圧のデータセットを、メモリーに記録するオフセットデータ記録手段と、

該記録手段に記録された所定数のオフセット電圧のデータセットを用いて、入力電圧力 soの時に前記加算器の出力電圧を 0に近づけるための前記係数器の重み係数の最適組合せを計算する演算手段とを備え、

該演算手段の計算結果に基いて、前記係数調節手段により前記係数器の重み係数を調節することを特徴とするものである。

[0012] また、この増幅器においては、複数の増幅回路の増幅率がほぼ同一であることが好ましい。

[0013] 本発明の直流増幅器は上記のように構成されているので、それぞれの増幅回路のオフセット電圧特性ゃドリフト特性を予め測定し、そのデータに基ヽて係数器の重み係数を最適化することにより、各増幅回路のオフセット電圧を相殺して、全体としてォフセット電圧が 0又は 0に近い増幅出力を得ることができる。

[0014] この直流増幅器は、前記係数器として、増幅回路のそれぞれに対し第一係数器と第二係数器の各 2個の係数器を配し、前記加算器として、第一係数器の出力を加算する第一加算器と第二係数器の出力を加算する第二加算器とを設け、かつ第二カロ算器の出力を第一加算器の出力から減ずる減算器を設けるとともに、前記係数調節手段において、各増幅回路の重み係数の計算値が正の場合に、第一係数器の重み係数を該計算値としかつ第二係数器の重み係数を 0とし、各増幅回路の重み係数の計算値が負の場合には、第一係数器の重み係数を 0としかつ前記第二係数器の重み係数を該計算値の絶対値とする係数調節操作を行う構成であることが好ましい。

[0015] また、この直流増幅器は、前記加算器として、第一加算器と第二加算器とを設け、第二加算器の出力を第一加算器の出力から減ずる減算器を設け、かつ各係数器のそれぞれの後段に、その出力を第一加算器又は第二加算器のいずれかに振り分ける切り替えスィッチを配するとともに

前記係数調節手段において、各増幅回路の重み係数の計算値の絶対値を当該係数器の重み係数とし、かつ前記切り替えスィッチにより、各増幅回路の重み係数の計算値が正の場合に当該係数器の出力を前記第一加算器に入力し、各増幅回路の重み係数の計算値が負の場合に当該係数器の出力を前記第二加算器に入力する切り替え操作を行う構成であってもよ、。

[0016] このように第一加算器、第二加算器及び減算器を備えた構成にすれば、重み係数の計算値が正負いずれの場合も、係数器には正の重み係数を与えて、出力電圧の加算を行うことができる。したがって、出力の正負を反転させるために、各係数器に演算アンプを用いる必要がなくなり、この演算アンプ自体のオフセットゃドリフトの影響を除することがでさる。

[0017] また、前記第一課題を解決するための本発明のオフセット電圧の補償方法 (以下、第一発明のオフセット電圧の補償方法という）は、

前記増幅回路の個数が mである上記第一発明の直流増幅器を用い、

同一時刻に測定された前記オフセット電圧のデータセット (X , X , , X )の11 セット (ただし n≤m)のデータを、前記オフセットデータ記録手段によりメモリーにストァするステップと、

前記演算手段により、下記 (1)式で示す n個の関係式が満たされるように、各増幅回路の前記重み係数の計算値 (C , C , , C )を定めるステップと、該計算値に基づいて前記重み係数を調節するステップを具備することを特徴とするものである。

C ·χ +C ·χ + +C ·χ = 0

1 11 2 12 m lm

C ·χ +C ·χ + +C ·χ = 0

1 nl 2 n2 m nm

(1)

ここで、 xは、 i番目（i= l〜n)のデータセットの、増幅回路番号 j番目

(j = l〜m)のオフセット電圧 (入力電圧を 0とした時の出力電圧のディジタル値)で、 Cは、 j番目（j = l〜m)の増幅回路の重み係数の計算値である。

また、第一発明のオフセット電圧の補償方法は、

増幅回路の個数が mであり、各増幅回路の増幅率がほぼ同一である第一発明の直流増幅器を用い、

同一時刻に測定された前記オフセット電圧のデータセット (X , X , , X )のセット (ただし k=m— 2)のデータを、前記オフセットデータ記録手段によりメモリーにストアするステップと、

前記 (1)式で示す k個の関係式を満たし、下記 (2)式で表される総合増幅率 Aが最大

T

になり、かつ下記 (3)で表される総合のノイズ出力電圧の 2乗平均値 <v ²>が最小

nT

になるように、前記演算手段により各増幅回路の前記重み係数の計算値 (C , C ,

1 2 , C )を定めるステップと、

該計算値に基づいて前記重み係数を調節するステップを具備するものであってもよい。

A = A(C +C + +C ) (2)

Τ 1 2 m

<v ²> = A²<v ²> (C ²+C ²+ +C ²)

nT n 1 2 m

…… (3)

ここで、 Aは各増幅回路の増幅率がほぼ一様である場合のその増幅率、 <v ²>は、各増幅回路の入力換算ノイズ電圧がほぼ一様である場合のその 2乗平均値で、 Cは上記と同じである。

[0019] 第一発明のオフセット電圧の補償方法のいずれにおいても、オフセット電圧のデータセットを得るには、増幅回路立上げ時の温度変動が大きい時期に、時系列的に前記オフセット電圧のサンプリングを行、、所望セット数のオフセット電圧のデータセットを得ることが好ましヽ。

あるいは、増幅回路の電源電圧を標準値の上下所定の範囲で変動させる手段と、増幅回路の環境温度を所定の範囲で変動させる手段を設け、該バイアス電圧及び

Z又は環境温度を変動させた各条件下で、 1回又は複数回前記オフセット電圧のサンプリングを行!、、所望セット数のオフセット電圧のデータセットを得ると!、う方法によつてもよい。

[0020] 次に、第二課題を解決するための本発明の直流増幅器 (以下、第二発明の直流増幅器という）は、

前述した本発明の直流増幅器の基本構成において、

前記増幅回路として、同一の電源で作動し電源電圧の変動によるオフセット電圧の変動傾向が類似する一対のアンプを用い、該アンプにより各 1個の反転増幅回路と非反転増幅回路を構成し、

前記加算器として、これら両回路のそれぞれの出力を両入力端子に入力する差動増幅回路を用い、

前記係数器が、前記の反転増幅回路、非反転増幅回路及び差動増幅回路それぞれの入力側抵抗、接地側抵抗及び帰還抵抗の組合せから構成されており、前記数調節手段が、少なくとも前記差動増幅回路を構成する抵抗を含む前記直流増幅回路の 1以上の抵抗の抵抗値を可変にする手段であることを特徴とするものである。

また、この直流増幅器は、前記の反転増幅回路と非反転増幅回路それぞれのオフセット電圧を測定する手段を備えたものであることが好ましい。

[0021] 一般に、 ICアンプのオフセットの電源電圧依存性は、同一品種のアンプでは同じ傾向を持っている。したがって、同種の 2つのアンプを反転アンプと非反転アンプとして動作させ、その出力の差を作ることによって、信号は加算されるが、オフセット電圧は相殺されるため大幅な低減が可能になる。

さらに、上記の構成によれば、反転 ·非反転の両アンプの出力は、重み係数を乗じて加算器である差動増幅回路に入力されるので、この重み係数を最適化することにより、オフセット電圧を極めて 0に近いレベルまで低減することができる。

[0022] また、前記第二課題を解決するための本発明のオフセット電圧の補償方法 (以下、第二発明のオフセット電圧の補償方法という）は、

上記第二発明の直流増幅器を用いて、

前記一対のアンプそれぞれのオフセット電圧 V (k= l, 2)に対して、下記 (5)式で表

ik

される総合オフセット電圧の入力換算値 V がゼロになるように、同式内の K tKの

iT P N 値又はその比 κ /κを調節することを特徴とするものである。

N P

[数 2]

ここで、 V は総合オフセット電圧の入力換算値、 V は非反転増幅回路を構成するァ

iT il

ンプのオフセット電圧、 V は反転増幅回路を構成するアンプのオフセット電圧であり

i2

、 Rは非反転増幅回路の接地側抵抗又は反転増幅回路の入力側抵抗、 R は非反

I F

転増幅回路及び反転増幅回路の帰還抵抗、 R は差動増幅回路の非反転入力側抵抗、 R

23は差動増幅回路の接地側抵抗、 R

13は差動増幅回路の反転入力側抵抗、

R

F3は差動増幅回路の帰還抵抗である。

[0023] 上記の構成において、 Kとの値（この直流増幅回路を構成する各抵抗の抵抗

P N

値により (5)式で定義された値)を調節することは、差動増幅回路への 2つの入力の重み係数を変えることに相当する。（5)式の V がゼロになるように Kとの値を調節す

iT P N

れば、一対のアンプのオフセット電圧の影響を完全に相殺して、差動増幅回路からはオフセット電圧の無い出力を得ることができる。

[0024] また、第二発明のオフセット電圧の補償方法は、

上記第二発明の直流増幅器を用いて、一対のアンプそれぞれの、正又は負の電源電圧 (V 又は V )の変動によるオフセット電圧の変動係数（3 V Z 3 V 又は

CC+ CC- ik CC +

3 V Z 3 V )に対して、下記 (8)式の、ずれかの関係が満たされるように、 K /K ik CC- N の値を調節するものであってもよ、。

P

[数 5] 、 _ ( o )

ここで、 V , V は、それぞれ非反転及び反転増幅回路の正側，負側の電源電

CC+ cc- 圧で、 V , V , κ , κは上記で定義されたものと同じであり、 (κ /κ ) , (κ /κ il i2 P N N P + N P

) は、それぞれ正側，負側の電源電圧の変動に対する K /Kの適正値である。

- N P

[0025] 上記の構成において、（K /K ) が (8)式の関係を満たす場合は、正側の電源電

N P +

圧が大幅に変動しても、前述した相殺の効果により、差動増幅回路のオフセット電圧を常にゼロにすることができる。 (K /K ) が (8)式の関係を満たす場合は、負側の

N P - 電源電圧の変動に対して同じ効果が得られる。負側の電源電圧の変動の影響が大きい場合には、（K /K ) が (8)式の関係を満たすようにすることが好ましい。

N P -

[0026] (8)式における各アンプの変動係数（ 3 V

ik Z 3 V 及び 3 V

CC+ ik Z 3 V )は、アン

CC- プ単体で簡単な計測手段により容易に測定することができる。したがって、全体の回路構成に先立ってこの変動係数を測定し、（8)式の関係が満たされるように各抵抗の抵抗値を定めることができる。この変動係数は短期間で大幅に変化するようなものでないから、直流増幅回路の組立て時に各抵抗値を適正に選択することにより、恒久的に電源電圧の変動に起因するオフセット電圧を補償することができる。

[0027] さらに、第二発明のオフセット電圧の補償方法は、

上記第二発明の直流増幅器を用いて、一対のアンプの電源電圧の基準値における前記 V の正及び負の変動係数 (（ 3 V

iT iT Z 3 V )及び（ 3 V 、下

CC+ 0 iT Z 3 V ) )が

CC- 0 記 (11)式の関係を満たすように K /Κの値を調節するものであってもよい。

Ν Ρ

( 3 V / 3 ) = ( 3 V / d ) (11)

iT CC+ 0 iT CC- 0

ここで、 V ， V , V は上に定義されたものと同じであり、添字 0は電源電圧の基

iT CC+ CC- 準値における値を意味する。

[0028] (11)式の関係が満たされるように、 K /Kの値を調節すれば、正側の電源電圧の

N P

変動量 Δν と負側の電源電圧の変動量 Δν の値が等しい場合に、入力換算

CC+ cc- 総合オフセット電圧 V を常にゼロにすることができる（後記 (10)式参照)。交流電源

iT

を変圧'整流して増幅器の電源とする場合には、 AV と Δν の絶対値がほぼ

CC+ cc- 等しくなるから、（11)式に基づくこの制御方法は、交流ラインからの電源電圧の供給の場合にとくに有用である。

発明の効果

[0029] 上記第一発明の直流増幅器は、多数の安価なアンプを並列に結合し、その出力に重み係数を乗じて加算することにより、各アンプのオフセットゃドリフトを相殺させて、全体としてオフセットゃドリフトのきわめて小さい増幅出力を得ることを可能にしたものである。この発明によれば、比較的簡単な構成で、オフセット電圧やその温度係数を、もとのアンプ単体の値よりも 2桁〜 3桁以上小さくすることができる。

[0030] また、上記第二発明の直流増幅器は、同種の 2つのアンプを反転アンプと非反転アンプとして動作させ、その両出力に重み係数を乗じて、差動増幅回路に入力することによって、信号は加算されるがオフセット電圧は相殺されるという原理に基づくものである。これにより、電源電圧の変動又は回路環境の変化に基づくオフセットやドリフトを、簡単な回路構成で大幅に低減することが可能になった。

図面の簡単な説明

[0031] [図 1]第一発明の一実施例である直流増幅器の構成を示す図である。

[図 2]第一発明の他の実施例である直流増幅器の構成を示す図である。

[図 3]第一発明の第三の実施例である直流増幅器の構成を示す図である。

[図 4]第二発明の実施例で用いた直流増幅回路の構成を示す回路図である。

[図 5]オフセット電圧を入力電圧とみなしたアンプ単体の等価回路図である。

[図 6]第二発明の実施例で用いた直流増幅回路に図 5の表示を用いた等価回路図である。

[図 7]第二発明の実施例で 32個の同形式アンプのオフセット電圧の電源電圧依存性を測定した結果を示す図である。

[図 8]第二発明の実施例におけるオフセット電圧の低減効果を示す図である。

[図 9]第二発明の実施例におけるオフセット電圧の変動係数と K /Kの関係を示す

N P

図である。

[図 10]第二発明の実施例における入力換算総合オフセット電圧と K /Kの関係を

N P

示す図である。

発明を実施するための最良の形態

[0032] 以下、本発明の好ましい実施形態を、上述した第一発明に関するものと第二発明に関するものとに分けて説明する。

図 1は、第一発明の一実施例である直流増幅器の構成を示す図である。この直流増幅器は、複数の直流増幅回路 1と複数の係数器 2と加算器 3を備えている。直流増幅回路 1は、同一の入力を並列に入力して、これをそれぞれ独立に増幅する。係数器 2は、増幅回路 1のそれぞれに対応して配置されており、各増幅回路 1の出力電圧を、それぞれ独立に所定の重み係数で変化させるものである。この係数器 2の係数値は可変に設定できるようになつている。加算器 3は、全ての係数器 2の出力を同時に入力して、その出力電圧の合計を出力するものである。

[0033] また、この直流増幅器は、増幅回路 1のそれぞれの出力電圧を同時に検出するためのサンプル Zホルダー 4と、検出された電圧値をディジタルィ匕する AZD変 5 と、ディジタルィ匕したデータをメモリーに記録するパソコン 6を備えている。これにより、入力電圧を 0とした時の増幅回路 1のそれぞれの出力電圧 (オフセット電圧)を所定のタイミングでサンプリングし、その電圧値をディジタルィ匕して、メモリーに記録することができる (オフセットデータ記録手段)。このオフセットデータは、ほぼ同一時刻にサンプリングされた、増幅回路 1のそれぞれについてのデータのセットである。

[0034] また、この直流増幅器は、重み係数の最適組合せを計算する演算手段と、この演算手段の計算結果に基いて各係数器 2の重み係数を調節する係数調節手段を備えている。この演算手段は、入力電圧が 0の時に加算器 3の出力電圧を 0にし、又は 0 に近づけるための重み係数の最適組合せを計算する。この演算機能は、上述したォフセット電圧の複数のデータセットに基いて、後述するような演算をパソコン 6で行うことにより実行される。また、係数調節手段としては、通常は可変抵抗器を用いてその抵抗値を調節する方法が取られるが、これを手動で行っても、自動的に行ってもよい上記のような構成で、あら力じめオフセット電圧が 0になるように、各係数器 2の重み係数値を最適化したのち、信号を入力して加算器 3の出力を取り出せば、オフセット電圧ゃドリフトがほとんど 0の直流増幅出力を得ることができる。

[0035] 図 1のような構成では、係数器 2の重み係数値が負になった場合にどう対応するかが問題になる。すなわち、重み係数が正の場合には、可変抵抗器の抵抗値の調節のみで対応可能である。しかし、重み係数が負の場合には、一般には上記に加えて、オペアンプを用いて出力電圧の正負を反転させる必要がある。どの係数器 2の重み係数が負になるかは予測できな、から、全ての係数器 2にオペアンプを配置する必要が有り、このオペアンプ自体にオフセットゃドリフトがあるため、かかる構成では発明の目的を達成することが難しくなる。

[0036] 図 2は、第一発明の他の実施例である直流増幅器の構成を示す図で、上記の問題を解決するためのものである。この例では、増幅回路 1のそれぞれに第一係数器 2aと第二係数器 2bの各 2個の係数器が配され、各増幅回路 1の出力は両係数器に同時に入力される。また、第一加算器 3aと第二加算器 3bの 2個の加算器を備えており、第一係数器 2aの出力は、全て第一加算器 3aで加算され、第二係数器 2bの出力は全て第二加算器 3bで加算されるように構成されている。さらに、第二加算器の出力を第一加算器の出力から減ずる減算器 7が設けられている。すなわち、減算器 7では、第二加算器 3bの出力 (第二係数器 2bの出力電圧の合計)の符号を反転して、第一加算器 3aの出力（第一係数器 2aの出力電圧の合計）に加算する。

[0037] この直流増幅器でも、オフセットデータ記録手段で所望数のオフセット電圧のデータセットをパソコン 6のメモリーに記録することや、演算手段 (パソコン 6)で、入力電圧力 SOの時に、加算器 3の出力電圧が 0になるように（又は 0に近づくように）重み係数の最適組合せを計算することは、図 1の例と同様である。しかし、この例では係数調節手段の操作が図 1の例と相違する。すなわち、各増幅回路の重み係数の計算値が正の場合には、この計算値をそのまま第一係数器 2aの重み係数とするとともに、第二係数器 2bの重み係数を 0とする。一方、各増幅回路の重み係数の計算値が負の場合には、この計算値の絶対値を第二係数器 2bの重み係数値とするとともに、第一係数器 2aの重み係数を 0とする。

[0038] 上記のような構成にすれば、各係数器の重み係数は正の値になるから、符号反転のためのオペアンプを用いることなく係数器を構成することができ、オペアンプによるオフセットやドリフトの問題は生じない。第二加算器 3bの出力の符号反転して第一加算器 3aの出力に加算するには、減算器にオペアンプを用いることが避けられな、が、このアンプの利得を低く設定すれば、これによるオフセットゃドリフトの影響を最小限に抑えることができる。また、このアンプの特性が予め把握されていれば、各係数器の最適係数値を計算する際に、減算器のアンプのオフセットゃドリフトの影響をカロ味して、最適値を求めることも可能である。

[0039] 図 3は、第一発明の第三の実施例である直流増幅器の構成を示す図で、図 2の例と同様の目的を、これとやや異なる構成で達成するものである。この例では、加算器として、第一加算器 3aと第二加算器 3bの 2個の加算器を備え、かつ第二加算器 3b の出力を第一加算器 3aの出力から減ずる減算器 7が設けられている点は、図 2と同様である。しかし、この例では、係数器 3は各増幅回路 1に対応して各 1個設けられているのみで、各係数器 3の後段に切り替えスィッチ 8が設けられ、各スィッチ 8の出力は、第一加算器 3aと第二加算器 3bのいずれかを選択して入力し得るように接続されている。

[0040] この実施例では、係数調節手段で、各増幅回路の重み係数の計算値の絶対値を当該係数器の重み係数とする。切り替えスィッチ 8は、各増幅回路 1の重み係数の計算値が正の場合には、これに対応する係数器の出力を第一加算器 3aに入力し、重み係数の計算値が負の場合に係数器の出力を第二加算器 3bに入力するように、スイッチの切り替えを行う。これにより、各係数器に符号反転を目的とするオペアンプを用いる必要が無くなることは、図 2の例と同様である。

[0041] 上記のいずれの実施態様においても、各増幅回路の回路構成や増幅率が同一でなくとも、発明の目的を達成することは可能である。しかし、増幅率が各増幅回路でマチマチであると、最適係数値の演算が複雑になるので、各増幅回路の増幅率は、なるべくほぼ一定であることが好ましい。また、各増幅回路の回路構成がマチマチであると、各回路のオフセットゃドリフトの発生原因も多様になり、変化の幅も大きくなることが懸念されるので、各増幅回路の回路構成もなるベく同一であることが好ましい。

[0042] なお、上記の図 1〜図 3のいずれの場合も、係数器と加算器を分離して表示しているが、両者が一体となって回路が構成されている加算係数器のようなものであってもよい。要するに、係数器の機能と加算器の機能を具備した構成であればよい。

[0043] 次に、第一発明のオフセット電圧の補償方法について説明する。この補償方法は第一発明の直流増幅器を用いて、演算手段により各係数器の最適重み係数の計算を行い、その結果に基づいて重み係数を調節するものである。この演算の内容は、各増幅回路のオフセット電圧の一次結合を 0にする係数値を計算するもので、下記の連立方程式の解を求めることに相当する。すなわち、増幅回路 1の個数を mとし、ほぼ同一時刻に測定されたオフセット電圧のデータセット（X , X , , X )の一次結合（∑ C X (i= l〜m) )を、 nセットのデータのそれぞれにつ、て計算することができるが、これらの一次結合の値が全て 0となるように、各増幅回路の重み係数の計算値 (C , C , , C )を定めるものである。これを式で表示すれば、下記 (1)式のようになる。

[0044] C · χ +C · χ + +C · χ = 0

1 11 2 12 m lm

C · χ +C · χ + +C · χ = 0

C · χ +C · χ + + C · χ = 0

1 nl 2 n2 m nm

(1)

ここで、 x： i番目（i= l〜n)のデータセットの、増幅回路番号 j番目

(j = l〜m)のオフセット電圧（入力電圧を 0とした時の出力電圧のディジタル値）、 C

： j番目（j = l〜m)の増幅回路の重み係数の計算値である。 [0045] もし、オフセット電圧値が不変であれば、 2個の増幅回路 (m= 2)で、上記の一次結合 (すなわち加算器の出力オフセット電圧）を 0にする重み係数の組合わせ (C , C )

1 2 を得ることができる。しかし、立上げ直後の温度変動によるドリフトや、増幅回路の環境温度やバイアス電圧等の変動によるドリフトがあるから、これだけでは不十分である。これらが変化した条件下で、オフセット電圧のデータセット (X , X , , X )を複数回測定し、それらが全て 0になるように重み係数の組合せを定めておけば、ドリフトが生じた場合でも相当幅広ぐ加算器のオフセット電圧 (入力が 0の時の出力電圧）を 0にし、又は 0に近づけることが可能になると考えられる。

[0046] オフセット電圧のデータセットの個数 n力増幅回路の個数 mより大きければ、上記（ 1)式の連立方程式の解は全て 0となるから、 n≤mでなければならない。 n=mであれば、上記連立方程式の解 (C , C , , C )は一義的に定まる。 n<mであれば

、係数の組合せには自由度が残り、他の要素も加味して係数値の最適組合せを決定することができる。

[0047] 本発明者らの知見によれば、 n=m— 2として、残った自由度により、下記 (2)式で表される総合増幅率 Aが最大になり、かつ下記 (3)で表される総合のノイズ出力電圧の

T

2乗平均値く V ²>が最小になるように、係数値 (C , C , , C )の組合せを nOT 1 2 m

定めることが好ましい。

[0048] A = A (C +C + +C ) (2)

Τ 1 2 m

<v ²> = A²<v ²> (C ²+C ²+ +C ²)

nOT n 1 2 m

(3)

ここで、 A:各増幅回路の増幅率がほぼ一様である場合のその増幅率、 < ²>：各増幅回路の入力換算ノイズ電圧がほぼ一様である場合の、その 2乗平均値であり、 C は上記と同じである。

[0049] 第一発明の直流増幅器の総合入力換算ノイズ <v ²>は、下式で示すように、 (3) nT

式で与えられる総合のノイズ出力電圧の 2乗平均値 <ν ²>を総合増幅率 Αの 2 nOT Τ 乗で除した値で定義される。

<ν ²> = <ν ²>/Α ² = Κ· <ν ²> ここで、 κ = (c 1²+c2²+ +c m ²)/(c 1 +c2 + +c m )² この Kは、（増幅器の総合ノイズ) Z (各増幅回路のノイズ）に相当するもので、この値がなるベく小さくなるように、できれば κが 1以下になるように、係数値 (c 1 , c 2 ,……

· · ·, C )の組合せを定めることが好ましい。

[0050] 増幅回路 1の数 mは、最低限は 2個あればよいが、ドリフトにも幅広く対応するという観点からは、ある程度の個数例えば 10個程度以上であることが好ましい。また、 mの上限もとくに限定する必要はないが、例えば 50〜： LOO個程度あれば十分である。これがあまり多くなると、設備の負担が大きくなるとともに、計算の手間が増大して好ましくない。

なお、この第一発明の直流増幅器においては、各増幅回路として、市販のアンプの比較的安価なものを用いることができ、その個数が上記の範囲程度であれば、増幅回路のアンプを入手するための費用負担はさほど問題にならないと考えられる。

[0051] 次に、第二発明の直流増幅器について説明する。図 4は、この第二発明の実施例で用いた直流増幅回路の構成を示す図である。この直流増幅器は、 3個のアンプ 9a , 9b, 9cで構成されている。アンプ 9aと 9bは同一の電源で作動する同形式のアンプであり、アンプ 9aは非反転増幅回路を、アンプ 9bは反転増幅回路を構成している。この両アンプは、それぞれプラス入力端子（+端子）とマイナス入力端子（一端子）に同一入力 (信号電圧)が入力される。

[0052] また、アンプ 9cは、アンプ 9aとアンプ 9bの出力の差をとつて増幅する差動増幅回路を構成している。すなわち、非反転増幅のアンプ 9aの出力がアンプ 9cのプラス（+ )端子に、反転増幅されたアンプ 9bの出力がアンプ 9cのマイナス（-)端子に入力されるから、差動増幅アンプ 9cは、アンプ 9aとアンプ 9bの出力を加算して増幅することに相当する。なお、本実施例では、アンプ 9aとアンプ 9bの入力側抵抗を R、帰還抵

I

抗を Rとして、同一の抵抗値を与えているから、両アンプの増幅率は同一になる。

F

[0053] 力かる直流増幅回路のオフセット電圧について考察する際して、オフセット電圧を或る値の入力電圧に置き換えて扱うのが便利である。すなわち、オフセット電圧は、図 5に示すように入力端子の!/、ずれか一方に（この例では +端子に）電圧源 Vを付加することによって等価的に表すことができる。図 6は、図 4の回路のオフセット電圧を電圧源として等価的に表示したものである。なお、ここでは、アンプ 9aとアンプ 9bのオフセット電圧のみを問題とし、それぞれ V , Vで表示する。

il i2

[0054] 図 6の回路における出力電圧 v は、下記 (4)式で与えられる。

out

[数 1] v ：ム： F ( 23 ^R , ^Rn ヽひ + / -¾? γ

^Ώ ¾}· (4 ) ¾ RJJ +R₂₃ ?j +R_F R_D + Λ_Ώ -¾₁₃ + ¾ R'，+ R，ここで、 V ：入力電圧

in

V ：アンプ 9aのオフセット電圧

il

V ：アンプ 9bのオフセット電圧

i2

R ：アンプ 9aの接地側抵抗又はアンプ 9bの入力側抵抗

I

R ：アンプ 9a及びアンプ 9bの帰還抵抗

F

R ：アンプ 9cの非反転入力側抵抗

13

R ：アンプ 9cの接地側抵抗

23

R

13：差動増幅回路の反転入力側抵抗

R ：アンプ 9cの帰還抵抗

F3

である。

(4)式の右辺第 1項は、出力電圧のうち入力電圧 V に依存する部分を、第 2項はオフ

m

セット電圧に依存する部分を表すから、この第 2項の値を如何にして小さくするかが課題となる。

[0055] ここで、オフセット電圧の大小は、入力電圧 (信号強度）に対する比で考えるのが適切であるから、総合オフセット電圧の入力換算値 V として、（4)式の右辺第 2項を右

iT

辺第 1項の Vの係数で割った値で定義する。すなわち、 V は前記 (5)式で与えられ

in iT

る。この式は、 V 力と一 Vの一次式で与えられることを示している。したがって、

iT il i2

その係数の比 Κ /Κを適切に選択すれば、 V をゼロにすることができる。

N P iT

[0056] この第二発明のオフセット電圧の補償方法には、いくつかの実施態様がある。その実施態様の第一は、前記 (5)式で表される V がゼロになるように、 Kと Kの値又は

iT P N

その比 K /Kを調節するものである。具体的には、入力電圧 V がゼロの時のアンプ 9a及び 9bの出力電圧 (オフセット電圧) V , Vを実測し、この測定値から (5)式の V il i2 iT がゼロになるように、 κ Ζκの比を変えればよい。

Ν Ρ

[0057] Κ /Κの値を変える手段は、 R， R， R ， R ， R ， R のいずれか 1又は 2以上

N P I F 13 23 13 F3

の抵抗値を変えることである。この目的に対して、アンプ 9a及びアンプ 9bの抵抗 (R

I

, R )を変えるよりも、アンプ 9cの抵抗 (R , R , R , R )を変えることが好ましい。

F 13 23 13 F3

その理由は、アンプ 9a及びアンプ 9bは、その増幅率 (R ZR )を大きく（例えば 100

F I

以上に）するのが一般的なので、（5)式から理解されるように、 Rや Rを変えても K

I F P

とがほとんど変化しないためである。

N

[0058] また、アンプ 9cの抵抗のうち R を変えてもよいが、 R を変えることが好ましい。そ

13 23

の理由は、非反転入力に対する重みのみを変化させるので、他に影響を与えないことによる。

[0059] 本発明においては、少なくとも差動増幅回路を構成する抵抗を含む 1以上の抵抗の抵抗値を変える手段を備えていればよぐその手段を限定することを要しない。特定の抵抗に可変抵抗器を用いる方法が一般的であるが、特定の抵抗を交換可能に取り付けるという方法によってもよい。また、予めアンプの特性を把握して、回路の組立て時に適切な抵抗値のものを選択して、オフセットの補償を行うことも、本発明の範囲に含まれるものである。

[0060] オフセット電圧 V , V が常に一定であれば、 V をゼロにする K /Kの値は一義 il i2 iT N P

的に定まる。しかし、電源電圧に依存するオフセットは、電源電圧の変動量によって変化するから、できるだけ広い範囲で V をミニマムにするように、 Kと Kの比を定め iT P N

ることが望ましい。以下、その方法について説明する。

[0061] 電源電圧の変動に依存するオフセット電圧 V (k= l , 2)には、正の電源電圧 V ik CC + に依存する部分と、負の電源電圧 V に依存する部分があるから、 V =V (V ,

CC- ik ik CC+

V )と表し、電源電圧の基準値を V , V と表示する。

CC- CC+O CC-0

V は下記 (6)式で表される。

ik

[数 3] +- ^₊。)+ "( — -。)+ +。, -。)' ( 6 ) ^cc^- ^aycc- ここで、 V ：正の電源電圧

CC +

V ：負の電源電圧

cc-

V (V , V ；) :電源電圧の基準値におけるオフセット電圧

ik CC + O CC一 0

である。

[0062] 前出の (5)式の V , V に、（6)式の関係を代入して整理すれば、下記の (7)式が得ら il i2

れる。

画

( 7 )

△ cc+ - ^cc+一 ^cc+o， A V_cc— = >■ _cc一 - _cc_o . この (7)式は、変数 Δν の係数が Α=Κ (V ZV )-Κ (V /V )であり、変

CC+ N il CC+ P i2 CC +

数 Δν の係数が B=K (V /V ) -K (V /V )であり、定数項が C=K V

CC- N il CC- P i2 CC一 N i

(V ， V )-K V (V , V )であることを示している。

1 CC + O CC— 0 P i2 CC + O CC— 0

[0063] 正の電源電圧の変動 Δν に対するオフセット電圧をゼロにするには、上記の A

CC +

をゼロにすればよい。一方、負の電源電圧の変動 Δν に対するオフセット電圧を

CC- ゼロにするには、上記の Βをゼロにすればよい。すなわち、前記 (8)式のいずれかが満たされるように、 Κと Κの比を定めればよい。

Ρ Ν

[0064] そこで、本発明のオフセット電圧補償方法の実施態様の第二は、各アンプ（9a, 9b )の電源電圧の変動に対するオフセット電圧の変動係数 (V /V ) (以下、単に正 ik CC士

又は負の変動係数という）を把握して、前記 (8)式の関係が満たされるように、 K /K

N P

の値を調節するものである。なお、上記の変動係数は、使用する各アンプについて、簡単な計測手段により容易に測定することができる。したがって、全体の回路構成に先立って、この変動係数を測定し、（8)式の関係が満たされるように各抵抗値の値を定めればよい。

[0065] 上記の変動係数は、短期間で大幅に変化するようなものでないから、直流増幅回路の組立て時に、各抵抗値を適正に選択しておけば、恒久的に (8)式の関係を満たすことができ、本発明の原理によるオフセット電圧の抑制を行うことができる。なお、本発明においては、何らかの手段でこの変動係数の値が得られていればよぐ変動係数の値を求める手段を特に限定する必要はな、。

[0066] 正の電源電圧も負の電源電圧も、いずれも電源電圧の変動が起こりうる。この場合は、（8)式の 2つの式をともに満足することは、一般には不可能であるから、正負いずれかの変動係数を用いて、 K /Kの比を定める必要がある。後記実施例に示すよう

N P

に、負の変動係数の値がより大きい場合には、これがオフセット電圧に与える影響が大きいので、負の変動係数を用いて K /Kの比を定めることが好ましい。

P N

[0067] また、電源電圧の変動は、正負の変動分が互いに関連する場合が多い。例えば、商用の交流ラインカゝら整流 *変圧して電源電圧を供給する場合には、下式に示すように、正負の変動分の絶対値が同じになる。

Δν = - Δν (9)

cc+ cc-

[0068] 一方、入力換算総合オフセット電圧 V は近似的に下式で表されるから、

iT

V =(V /V ) · Δν + (V /V ) · Δν

iT iT CC+ 0 CC+ iT CC一 0 CC—

(10)

ここで、（v

iT Zv ) , (V /V )は、それぞれ電源電圧の基準値における V の CC+ 0 iT CC- 0 iT 正、負の変動係数である。

(9)式と (10)式から、 V =0にするには、下記 (11)式の関係を満たすことが必要であ

iT

る。

(V /V ) =(V /V ) (11)

[0069] 詳しい説明は省略するが、 X=(V /V ) , Y=(V /V )はともに (Κ /Κ )

iT CC+ 0 iT CC- 0 N P の一次式として表され、後記実施例に見られるように、 K /K >0の領域で X=Yと

Ν Ρ

なる。

すなわち、本発明のオフセット電圧補償方法の実施態様の第三は、電源電圧の変動に対する入力換算オフセット電圧 V の正負の変動係数 (V /V ) (基準電圧

iT iT CC士 0

における値)を把握して、（11)式の関係が満たされるように K /Kの値を調節するものである。

[0070] 上記の変動係数 (X又は Y)は直接測定することも容易であるし、また、各アンプ（9a , 9b)のオフセット電圧の変動係数 (V /V ) (k= l, 2)から算定することもできる

ik CC士

。したがって、直流増幅回路の組立て前に、使用するアンプのオフセット電圧特性を測定しておき、回路の組立て時に各抵抗値を適正に選択すれば、恒久的に (11)式の関係を満たすことが可能になる。この第三の方法は、交流ラインから整流'変圧して増幅回路の電源電圧を供給する場合にとくに有効である。

[0071] 本発明において、アンプ 9aと 9bは必ずしも同形式（同一構造）のものでなくともよい。電源電圧の変動に対する両アンプのオフセット電圧の変動傾向が類似 (変動係数の正負が同じ)ものであれば、本発明によるオフセット電圧の低減効果を得ることができる。また、上記実施例においては、アンプ 9aと 9bの入力側抵抗 Rと帰還抵抗 Rに

I F

は、抵抗値が同じものを用いている力この抵抗値の一方又は双方が相違していても差し支えない。

[0072] 上記実施例においては、アンプ 9cは一般的な差分増幅回路を構成しているが、その構成を図 4のものに限る必要は無ぐアンプ laと lbの出力を正負の両入カ端子に入力して、両者の電圧値に重み係数を掛けて、減算する機能を有するものであればよい。本発明において「差分増幅回路」の語は、力かる機能を有する回路の総称である。なお、本発明においてアンプ 9cの増幅率は、 1に近いものであることが好ましい。この増幅率が大きいと、このアンプに起因するオフセットの影響が大きくなつて、本発明の目的に適合しないからである。

実施例 1

[0073] 第一発明の直流増幅器の実施例として、同じ形式の市販のアンプ（LM741, Natio nal Semiconductor社製）を 32個用い、いずれも増幅率 100倍（40db)に設定して、図 2に示すような一次結合を形成するとともに、アンプの環境条件を広範囲に変えて、各アンプのオフセット電圧のデータセットをパソコンのメモリーに記録し、本発明に基！、て一次結合の重み係数の最適組合せを求めた。

[0074] 環境条件として、負側の電源電圧（一 V )を—10, - 11, - 12, —13, —14Vの

5水準に変え、その各水準で正側の電源電圧（+V )も 10, 11, 12, 13, 14Vの 5 水準に変えた計 25水準 (環境温度は 25°C—定)で、 32個のアンプのオフセット電圧 (入力を 0としたときの出力電圧）のデータセット (X , X , , X )を得た。

1 2 32

[0075] また、正負の電源電圧を標準値（± 12V)とし、環境温度を 0, 10, 25, 40, 50°C の 5水準に変えて、同様にオフセット電圧を測定し、上記とあわせてセット数 n= 30個のデータセットを取得した。

[0076] これら 30個のデータセットについて、前記 (1)式の関係を満たし、（2)式の総合増幅率 Aが最大になり、かつ (3)の総合のノイズ出力電圧の 2乗平均値く V ²>が最小

T nOT になるように、重み係数 (C , c , , C )の組合せを試行的に定めた結果を表

1 2 32

1に示す

[0077] [表 1]

[0078] この重み係数を用い、各水準におけるオフセット電圧のデータセットから、予想される減算器の出力電圧を計算した結果を、表 2の A欄に示す。この値は、増幅器の総合の出力オフセット電圧に相当するが、環境条件が大幅に変化した場合でも、ほぼ 1 mV以下であることが知れる。この値は測定限界 (本測定の分解能は 2mV)以下になつている。なお、前記 (2)式で計算される総合増幅率は、約 460倍 (単体アンプの 4. 6倍)であるから、オフセット電圧の入力換算値は、出力値の 1/460である。

[0079] [表 2]

[0080] 本発明によるオフセット電圧とドリフトの低減効果を理解するために、以下のように設定して比較してみる。本実施例の増幅器の総合出力オフセット電圧を最も悲観的に見て、 ±2mVとし、温度 0〜50°Cでのドリフト幅を 4mVとする。この場合のオフセット電圧の入力換算値は、 2mV/460=4. 3 /z Vで、入力オフセット電圧の温度係数は、 4mV/460/50 = 0. VZ°Cと計算される。もとの単体アンプ（LM741)の入力オフセット電圧及びその温度計数は、それぞれ 6mv, VZ°Cであるから、本発明により、入力オフセット電圧で 1/1400倍、その温度係数で 1/88倍の低減効果が得られることになる。

[0081] 市販の ICアンプで、オフセット及びドリフト特性のとくに優れたもの、例えばリニアテクノロジー (株)の LT1097では、入力オフセット電圧は 50 V、その温度係数は 1. 0 VZ°C程度であるが、本発明によれば、安価な単体アンプを用いて、オフセットやドリフトをこれよりも 1桁小さくできることが知れる。また、もとの単体アンプに、 LM741 より特性の良いものを用いれば、さらにオフセットゃドリフト特性を改善しうることは言うまでもない。

[0082] なお、本発明の一つの問題点は、多数の単体アンプの並列結合により、アンプ相互間でオフセットゃドリフトを相殺することの代償として、総合のノイズが大きくなるおそれがあることである。例えば、総合の入力換算ノイズく V ²>と単体アンプの入力 nT

換算ノイズく V ²>との比く V ²>/<ν ²>は、前記の Κで与えられる力本実施例 n nT η

の場合には Κ= 1. 7となり、総合のノイズが単体アンプの 1. 7倍になることが知れる。

[0083] 本発明の直流増幅器において、係数器 2, 2a, 2bには、通常は可変抵抗器が用いられるので、係数値設定の精度はあまり高くない。そこで、係数値設定の精度が、ォフセットゃドリフト特性に如何なる影響を及ぼすかをシミュレーションした結果を以下に説明する。表 1に示した重み係数の有効数字を 1桁とした場合 (2桁目を四捨五入) と、 2桁とした場合（3桁目を四捨五入）について、先に示した表 2の A欄と同様に、環境条件の異なるオフセット電圧のデータセットから、予想される減算器の出力電圧を計算した結果を、表 2に併せて示す。この表の A欄力重み係数の全桁有効とした場合、 B欄が 1桁有効とした場合、 C欄が 2桁有効とした場合である。

[0084] 有効数字 1桁の B欄の場合、出力オフセット電圧の最大値は 58mVであり、（2)式で計算される総合増幅率は約 550倍 (単体アンプの 5. 5倍）となる。これらの数値から入力換算のオフセット電圧とその温度係数を計算すると、それぞれ 106 V, 0. 24 VZ°Cとなる。この値をもとの単体アンプ LM741と比較すると、入力オフセット電圧で 1Z57倍、その温度係数で 1Z63倍に改善されている。しかし、特性の優れた LT 1097と比較すると、入力オフセット電圧は約 2倍、温度係数は 1Z4倍程度にとどまり、やや改善効果が不十分といえる。 [0085] 一方、有効数字 2桁の C欄の場合、出力オフセット電圧の最大値は 9. 8mVであり、 (2)式で計算される総合増幅率は約 480倍 (単体アンプの 4. 8倍）となる。これらの数値から入力換算のオフセット電圧とその温度係数を計算すると、それぞれ 20. 5 V , 0. 11 VZ°Cとなる。この値をもとの単体アンプ LM741と比較すると、入力オフセット電圧で 1Z292倍、その温度係数で 1Z136倍に改善されている。 LT1097と比較しても、入力オフセット電圧で 1Z2. 4倍、その温度係数で 1Z9倍になっており、ほぼ満足しうる改善効果が得られる。なお、詳細は省略するが、有効数字を 3桁とした場合についても検討したが、有効数字 2桁の場合に比してさほど顕著には改善されない。したがって、本発明においては、係数器の重み係数設定の精度は、有効数字 2桁程度であれば良、ことが知れる。

実施例 2

[0086] 第二発明の直流増幅器の実施例として、市販の汎用オペアンプを用いて、本発明によるオフセット電圧の低減効果を検討した。用いたアンプは National Semiconducto r社製の LM741NCである。まず、同形式のアンプ 32個について、正負の電源電圧を変えて、オフセット電圧の入力換算値を測定した。測定結果を図 7に示す。このァンプの基準電源電圧は + 12Vと— 12Vである。図 7(a)は、正側電源電圧を 12Vとし、負側電源電圧を— 14〜― 10Vの範囲で変えた場合を示し、図 7(b)は、負側電源電圧を— 12Vとし、正側電源電圧を 10〜14Vの範囲で変えた場合を示す。

[0087] 図に見られるように、オフセット電圧 (入力換算値)の絶対値は、各アンプでまちまちであるが、その変動の勾配は、正負の電源電圧の変動で、それぞれにほぼ一定であることが知れる。

[0088] そこで、上記の 32個のアンプの中でオフセット電圧の絶対値の大きいもの（オフセットを低減する必要性の高いもの）として、図 7の上部にプロットされた 2つのアンプ（ # 29と # 21)を選んだ。図 7のデータから、この 2つのアンプのオフセット電圧の正負の変動係数並びに基準電源電圧におけるオフセット電圧の値を読取ると下記のようになる。

(V /V ) = -5.09 X 10

i29 CC+ 12V "V/V

(V /V ) =22.2 X 10"V/V V (12,-12) = 1.34 X 10" V

i29

(V /V ) = -5.80 X 10"⁶V/V

i21 CC+ 12V

(V /V ) = 18.1 X 10"⁶V/V

i21 CC 12V

V (12,-12) = 1.14 X 10"³V そこで、 # 21を非反転増幅回路に、 # 29を反転増幅回路に用いて、図 4に示した直流増幅回路を構成すれば、前記の (8)式における (K /K ) の値は下式のように

N P士

なる。

(K /K ) =(V /V )/(V /V ) = 5.09/5.80 = 0.88

N P + i29 CC+ i21 CC +

(K /K ) =(V /V )/(V /V ) = 22.2/18.1 = 1.23

N P - i29 CC- i21 CC-

(K /K )の値を上記のように調整した場合の、差動増幅回路のオフセット電圧 (入

N P

力換算値) V は、先の (9)式にこの (Κ ZK )の値を代入して計算することができる。

iT N P

[0090] 図 8には、このようにして計算した V の値（(Κ ΖΚ ) = 0· 88と 1. 23の場合）を示 iT N P

す。なお、図 8(a)は正側電源電圧を固定し、負側電源電圧を変えた場合、図 8(b)は負側電源電圧を固定し、正側電源電圧を変えた場合を示す。図中には、 # 21及び # 29の単体アンプのオフセット電圧 (入力換算値)を併せて示して、るが、これと比較して V の値が顕著に小さくなつていることが知れる。とくに (K ZK ) = 1. 23にし iT N P - た時の改善効果が大きい。

[0091] の時には、（V /V ) = - -44..11 X X 1丄0 U" V/V, (V /V ) = - 12.7 X 10" iT CC+ 12V iT CC 12V

⁹VZV、 V (12,-12) = 24 X 10^_eVとなり、この値は # 29アンプでの値の、それぞれ 0 iT

. 8、 0. 0005、 0. 018倍である。この結果力ら、本発明の方法により、電源電圧の変動に起因するオフセット電圧を、顕著に低減し得ることが分力る。

[0092] また、本実施例において、前記の (11)式の関係を満たすように K /Kの値を調節

N P

した場合の、 V の低減効果について検討した結果を以下に示す。図 9は、 X=(V iT iT

/V ) 又は Y=(V /V ) tK /Kの関係を示す図である。図に見られ

CC+ 12V iT CC 12V N P

るように、 Xは K /Kに対し右下がりの直線に、 Yは右上がりの直線になり、両者は

N P

K /K = 1. 14の付近で交差して、（11)式の関係が満たされる。また、図 10は V と

N P iT

(κ Ζκ )の関係を示す図で、 Κ /Κ = 1. 14付近で V がゼロに近付くことが知れる。

[0093] K /Κ = 1. 14に調節した時には、（V ZV ) = -0.76 X 10"⁶V/V, (V /

N P iT CC+ 12V iT

V ) =— 0.82 X 10^_6VZV、 V (12,- 12)=— 24 X 10^_6Vとなる。これらは、 # 2

CC 12V iT

9アンプでの値の、それぞれ 0. 05、 0. 037、 0. 018倍である。した力て、（11)式の関係を満たすように K /Kの値を調節した場合にも、電源電圧の変動に起因する

N P

オフセット電圧を顕著に低減し得ることが分かる。

[0094] 本明細書は、 2005年 3月 4日出願の特願 2005— 060565および 2005年 9月 13 曰出願の特願 2005— 264989【こ基づく。この内容 ίますべてここ【こ含めておく。

Claims

請求の範囲

[1] 同一の入力を並列に増幅する複数の直流増幅回路と、

該係数調節手段により、前記加算器の出力オフセット電圧を 0に近づけるように、前記係数器の重み係数を調節することを特徴とする直流増幅器。

[2] 請求項 1に記載の構成にカ卩えて、

入力電圧を 0とした時の前記増幅回路それぞれのオフセット電圧を所定のタイミングでサンプリングし、その電圧値をディジタルィ匕した各増幅回路のオフセット電圧のデータセットを、メモリーに記録するオフセットデータ記録手段と、

該演算手段の計算結果に基いて、前記数調節手段により前記係数器の重み係数を調節することを特徴とする直流増幅器。

[3] 前記複数の増幅回路の増幅率がほぼ同一である請求項 2に記載の直流増幅器。

[4] 前記係数器として、前記増幅回路のそれぞれに第一係数器と第二係数器の各 2個の係数器を配し、

前記加算器として、前記第一係数器の出力を加算する第一加算器と前記第二係数器の出力を加算する第二加算器とを設け、

力つ前記第二加算器の出力を前記第一加算器の出力から減ずる減算器を設けるとともに、

前記係数調節手段において、各増幅回路の重み係数の計算値が正の場合に、前記第一係数器の重み係数を該計算値としかつ前記第二係数器の重み係数を 0とし、各増幅回路の重み係数の計算値が負の場合には、前記第一係数器の重み係数を 0 としかつ前記第二係数器の重み係数を該計算値の絶対値とする係数調節操作を行うことを特徴とする請求項 2又は 3に記載の直流増幅器。

[5] 前記加算器として、第一加算器と第二加算器とを設け、

前記第二加算器の出力を前記第一加算器の出力から減ずる減算器を設け、かつ前記各係数器のそれぞれの後段に、その出力を前記第一加算器又は前記第二加算器のいずれか〖こ振り分ける切り替えスィッチを配するとともに

前記係数調節手段において、各増幅回路の重み係数の計算値の絶対値を当該係数器の重み係数とし、

かつ前記切り替えスィッチにより、各増幅回路の重み係数の計算値が正の場合に当該係数器の出力を前記第一加算器に入力し、各増幅回路の重み係数の計算値が負の場合に当該係数器の出力を前記第二加算器に入力する切り替え操作を行うことを特徴とする請求項 2又は 3に記載の直流増幅器。

[6] 前記増幅回路の個数が mである請求項 2から 5の、ずれかに記載の直流増幅器を用い、

前記演算手段により、下記 (1)式で示す n個の関係式が満たされるように、各増幅回路の前記重み係数の計算値 (C , C , , C )を定めるステップと、該計算値に基づいて前記重み係数を調節するステップを具備することを特徴とするオフセット電圧の補償方法。

C ·χ +C ·χ + +C ·χ = 0

1 11 2 12 m lm

C ·χ +C ·χ + +C ·χ = 0

1 nl 2 n2 m nm

(1)

ここで、 x.. :i番目（i= l〜n)のデータセットの、増幅回路番号 j番目（j = l〜m)のオフセット電圧 (入力電圧を 0とした時の出力電圧のディジタル値）

C ： j番目（j = l〜m)の増幅回路の重み係数の計算値

[7] 前記増幅回路の個数が mである請求項 3から 5の、ずれかに記載の直流増幅器を用い、

T

になり、かつ下記 (3)で表される総合のノイズ出力電圧の 2乗平均値 <v ²>が最小 nT になるように、前記演算手段により各増幅回路の前記重み係数の計算値 (C , C ,

1 2 , C )を定めるステップと、

該計算値に基づいて前記重み係数を調節するステップを具備することを特徴とするオフセット電圧の補償方法。

A = A(C +C + +C ) (2)

Τ 1 2 m

<v ²> = A²<v ²> (C ² + C ²+ +C ²)

nT n 1 2 m

…… (3)

ここで、 A:各増幅回路の増幅率がほぼ一様である場合のその増幅率

<v_n ²> :各増幅回路の入力換算ノイズ電圧がほぼ一様である場合の、その 2乗平均値

で、 Cは上記と同じである。

[8] 前記増幅回路立上げ時の温度変動が大きい時期に、時系列的に前記オフセット電圧のサンプリングを行、、所望セット数のオフセット電圧のデータセットを得ることを特徴とする請求項 6又は 7に記載のオフセット電圧の補償方法。

[9] 前記増幅回路の電源電圧を標準値の上下所定の範囲で変動させる手段と、該増幅回路の環境温度を所定の範囲で変動させる手段を設け、該バイアス電圧及び Z 又は環境温度を変動させた各条件下で、 1回又は複数回前記オフセット電圧のサンプリングを行、、所望セット数のオフセット電圧のデータセットを得ることを特徴とする請求項 6又は 7に記載のオフセット電圧の補償方法。

[10] 前記増幅回路として同一の電源で作動し電源電圧の変動によるオフセット電圧の変動傾向が類似する一対のアンプを用い、該アンプにより各 1個の反転増幅回路と非反転増幅回路を構成し、

前記係数器が、前記の反転増幅回路、非反転増幅回路及び差動増幅回路それぞれの入力側抵抗、接地側抵抗及び帰還抵抗の組合せから構成されており、前記数調節手段が、少なくとも前記差動増幅回路を構成する抵抗を含む前記直流増幅回路の 1以上の抵抗の抵抗値を可変にする手段である請求項 1記載の直流増幅器。

[11] 前記の反転増幅回路と非反転増幅回路それぞれのオフセット電圧を測定する手段を備えたことを特徴とする請求項 10記載の直流増幅器。

[12] 請求項 10又は 11に記載の直流増幅器を用いて、

ik

iT P N 値又はその比 κ /κを調節することを特徴とする直流増幅回路のオフセット電圧の

N P

補償方法。

[数 2]

^Va― 5 D η 一 ^-N iI― ^ΛΡ ί2

一 1 ⁿ )

R₁₃ +¾ R^ +R_F ¾ + -R_F3 .「

¾ . ( ⁵ )

K - ¾ 13

I 3 F _t 3

ここで、 V ト

iT：総合オフセッ電圧の入力換算値

V ：非反転増幅回路を構成するアンプのオフセット

il 電圧

V

i2：反転増幅回路を構成するアンプのオフセット電圧

R ：非反転増幅回路の接地側抵抗又は反転増幅回路の入力側抵抗非反転増幅回路及び反転増幅回路の帰還抵抗

R

13差動増幅回路の非反転入力側抵抗

R

23差動増幅回路の接地側抵抗

R

13：差動増幅回路の反転入力側抵抗

R

F3：差動増幅回路の帰還抵抗

である。

[13] 請求項 10又は 11に記載の直流増幅器を用いて、

前記一対のアンプそれぞれの、正又は負の電源電圧 (V 又は V )の変動による

CC +

オフセット電圧の変動係数（ 3 V / d V 又は 3 V Z 3 V )に対して、下記 (8) ik CC+ ik CC- 式のいずれかの関係が満たされるように、 κ /κの値を調節することを特徴とする

Ν Ρ

オフセット電圧の補償方法。

[数 5]

ここで、 V ：非反転及び反転増幅回路の正側電源電圧

CC +

V ：非反転及び反転増幅回路の負側電源電圧

cc-

V , V , Κ , K ：前記 (5)式で定義されたものと同じ

il i2 P N

(κ /K ) ：正側電源電圧の変動に対する適正値

N P +

(κ /κ ) ：負側電源電圧の変動に対する適正値

N P - である。

[14] 請求項 10又は 11に記載の直流増幅器を用いて、

前記一対のアンプの電源電圧の基準値における前記 V の正及び負の変動係数 (（ iT

3 V Z 3 V )及び（ 3 V Z 3 V ) )が、下記 (11)式の関係を満たすように K iT CC+ 0 iT CC- 0 N

/Kの値を調節することを特徴とするオフセット電圧の補償方法。

ρ

( 3 V / 3 ) =( 3 V / d ) (11)

iT CC+ 0 iT CC- 0

ここで、 V ， V , V は上に定義されたものと同じであり、添字 0は電源電圧の基 iT CC+ CC- 準値における値を意味する。