JPH02307070A - Ｐｗｍインバータの電流検出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明は直流電圧をスイッチングして出力電圧を所望値
に制御するＰＷＭインバータの出力電流を検出する方法
、特にその出力電流の脈動成分の影響を除去し基本波成
分を高精度に検出するＰＷＭインバータの電流検出方法
に関するものである。

［従来の技術］ 従来、パルス幅変調（以下ＰＷＭと略記する）インバー
タの出力電流を検出する方法として、例えば特開昭５８
−１９８１８５号公報に示されているように、三角波の
搬送波信号か最大振幅値に達した時点でＰＷＭインバー
タの電流を検出を行なう方法があった。

第３図は、前記特開昭５８−１９８１８５号公報に示さ
れた方法を示す従来のＰ　Ｗ　Ｍインバータのブロック
図である。

第３図において、（１）は矩形状のタイミング信号ＩＴ
を出力するタイミング信号発生回路、（２）はタイミン
グ信号ＩＴを１／２に分周しデユーティ５０％の方形波
信号ＲＥＣを出力する分周回路、（３）は方形波信号Ｒ
ＥＣと同じ周波数で正負の最大振幅点が方形波信号ＲＥ
Ｃの立ち下がりと立ち上がりに一致する三角波の搬送波
信号ＣＲＹを発生する搬送波信号発生回路、（４）は交
流電圧指令信号＊　　　本 Ｖｕ　　、Ｖｖ　　、Ｖν＊を発生する交流電圧指令信
号発生回路、（５ａ）〜（５ｃ）はＶｕ　　、Ｖｖ＊。

＊ Ｖｗ’と搬送波信号ＣＲＹを比較してＰＷＭ信号Ｍ　ｕ
ｐ、　Ｍ　ｖｐ、　Ｍ　ｗｐを発生するＰＷＭ変調器、
（６ａ）〜（Ｂｅ）はＰＷＭ信号Ｍ　ｕｐ、　Ｍ　ｖｐ
、　Ｍ　ｖｐの反転信号Ｍ　ｕｎ、　Ｍ　ｖｎ、　Ｍｖ
ｎを出力するインバータ、（７ａ）　〜（７１’）ｌ；
ＢＨ［］の上側アームのトランジスタと下側アームのト
ランジスタがスイッチング時に同時にオンしないように
ＰＷＭ信号Ｍｕｐ−Ｍｗｎのそれぞれの立ち上がり時点
を上下アーム短絡防止時間Ｔｄだけ遅延させたゲート信
号Ｇ　ｕｐ、　Ｇ　ｖｐ、　Ｇ　ｖｐ。

Ｇ　ｕｎ、　　Ｇ　ｖｎ、　　Ｇ　ｖｎを出力するオン
ディレィ回路、（８ａ）　〜＜８［’）はＧｕｐ−Ｇｖ
ｔ＋がそれぞれノ１イの時にオンされるトランジスタ、
（９ａ）〜（９ｆ）はトランジス９　（ｌｌａ）〜（８
ｒ）のコレクタ〜エミッタ間に並列に接続されたダイオ
ード、（１０）はトランジスタ（８ａ）。

（８ｃ）、　　（８ｅ）のコレクタと、トランジスタ（
８ｂ）。

（８ｄ）、　　（８ｒ）のエミッタ間に接続された直流
電圧源、（１１）はトランジスタ（８ａ）−（８ｆ）と
ダイオード（９ａ）〜（９ｒ）および直流電圧源（１０
）から構成されるＰＷＭインバータ、（１２）はトラン
ジスタ（８ａ）と（８ｂ）、　　（８ｃ）と（８ｄ）、
　　（８ｅ）とく８ｒ）の接続点に接続された３相の交
流電動機、（１３ａ）　、　（Ｌ３ｂ）　、　　（１３
ｃ）は３相交流電動機（１２）の電流ｉυ、ｉｖ、ｉｖ
を検出する電流検出器、（１４ａ）　、　　（１，４ｂ
）　、　　（１４ｅ）は電流検出器（１３ａ）〜（１３
ｃ）の出力信号をサンプルホールドするサンプルホール
ド回路（以下、Ｓ／Ｈ回路と略記する）である。

第４図は第３図の動作を説明するだめの波形図である。

第３図の動作について説明する。

タイミング信号発生器（１）は、第４図の波形（ａ）に
示されるような一定周波数の矩形波状のタイミング信号
ＩＴを発生し、分周回路（２）及びＳ／Ｈ回路（１４ａ
）〜（１４ｃ）のそれぞれに供給する。分周回路（２）
は入力するタイミング信号ＩＴを１／２に分周し、第４
図の波形（ｂ）に示されるような方形波信号ＲＥＣを出
力し、搬送波信号発生回路（３）に供給する。搬送波信
号発生回路（３）は、入力する方形波信号ＲＦＣと同一
周波数の三角波で、第４図の波形（Ｃ）に示されるよう
に、その三角波の正負の最大振幅点が方形波信号ＲＥＣ
の立ち下がりと立ち上がりにそれぞれ一致する三角波の
搬送波信号ＣＲＹを発生し、ＲＷ　Ｍ変調器（５ａ）〜
（５ｃ）の一方の入力にそれぞれ供給する。また−交流
電圧指令信号発生回路４から出力される交流電圧指令本
　　　　　　　　　　　＊ 信号Ｖｕ　　、Ｖｖ　　、Ｖｖ”は、ＰＷＭ変調器（５
ａ）〜（５ｃ）の他方の人力に供給される。各ＰＷＭ変
調器（５ａ）〜（５Ｃ）は、それぞれの一方の入力に供
給される前記交流電圧指令信号Ｖｕ　　、Ｖｖ本。

本 Ｖｖ’の１つと、それぞれの他方の入力に供給される前
記三角波の搬送波信号ＣＲＹとを比較して、ＰＷＭ信号
Ｍｕｐ（この信号Ｍｕｐは第４図の波形（ｄ）に示され
る。）　、　Ｍｖｐ、　Ｍ’ｄｐをそれぞれ発生し、直
接オンディレィ回路（７ａ）、　　（７ｃ）、　　（７
ｅ）の入力に供給するとともに、インベータ（６ａ）、
　（Ｂｂ）、　（８ｃ）を介して反転されてＰＷＭ信号
Ｍｕｐ、　Ｍｖｐ、　Ｍｖｐの反転信号Ｍｕｎ（この信
号Ｍｕｎは第４図の波形（ｅ）に示される。）　、　　
Ｍｖｎ、　　Ｍｖｎをオンディレィ回路ｃ７ｂ）、　（
７ｄ）、　　（７ｒ）の入力に供給する。オンディレィ
回路（７ａ）〜（７１’）はトランジスタ（８ａ）と（
８ｂ）。

（８ｃ）と（８ｄ）、　　（８ｅ）とく８ｒ）の上下ア
ームのトランジスタが同時にオンして短絡しないように
ＰＷ〜１信号Ｍｕｐ−Ｍｙｎの各信号の立ち上がりだけ
を上下アーム短絡防止時間Ｔｄたけ遅延させたゲート信
号Ｇｕｐ（この信号Ｇｕｐは第４図の波形＜ｎに示され
る。）、Ｇｕｎ（この信号Ｇｕｎは第４図の波形（ｇ）
に示される。　）　、　　Ｇｖｐ、　　Ｇｖｎ、　　Ｇ
ｖｐ、　　Ｇｖｎをそれぞれ出力する。このオンディレ
ィ回路（７ａ）〜（７ｒ）から出力されるゲート信号Ｇ
ｕｐ−Ｇｖｎは相補的な３相信号であり、トランジスタ
（８ａ）〜（８ｒ）を逐次オン・オフして３相交流電動
機（１２）に電流ｉｕ。

ｉｖ、ｉｖを供給する。Ｓ／Ｈ回路（１４ａ）　〜（１
，４ｃ）はこの電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｖを、タイミング信
号発生回路（１）から供給されるタイミング信号により
サンプルオールドし、それぞれ検出電流■ｕ２Ｉｖ、Ｉ
ｖを出力する。

次に、第４図の動作波形をＵ相について説明する。

第４図において、波形（ｊ）　、　（１）は電流ｉｕが
それぞれ正および負の場合のｔ目７Ｔ：　、Ｅ　Ｖ　ｕ
Ｎを示す。

波形（ｋ）　、　（１）は電流ｉｕがそれぞれ正および
負の場合の電流ｉｕを実線で示し、その基本波成分を破
線で示したものである。また波形（ｈ）　、　（１）は
第３図のトランジスタ（８ａ）、　（８ｂ）のオン・オ
フ状態を仮想的に表す信号Ｑ　ｕｐｒ　Ｑ　ｕｎの波形
である。

Ｑ　ｕｐ、　　Ｑ　ｕｎがハイのときトランジスタ（８
ａ）、　（８ｂ）はオン、Ｑｕｐ、　Ｑｕｎがローのと
きトランジスタ（８ａ）、　　（８ｂ）はオフであるこ
とを示す。

第３図において、交流電圧指令信号Ｖｕ’はＰＷＭ変調
器（５ａ）によって搬送波信号ＣＲＹと比較されＰＷＭ
信号Ｍｕｐになる。ＰＷＭ信号Ｍｕｐとインバータ（６
ａ）でＮ１υｐを反転した信号Ｍｕｎは、オンディレィ
回路（７ａ）、　＜７ｂ）に入力され、それぞれ立ち上
がりが上下アーム短絡防止時間Ｔｄだけ遅れたゲート信
号Ｇ　ｕｌｌＬ　Ｇ　ｕｎとなる。第４図の波形（（’
）　、　（ｇ）　Ｉ：このゲート信号Ｇ　ｕｐ、　Ｇ　
ｕｎがそれぞれ示されている。

トランジスタ（８ａ）、　（８ｂ）はゲート信号ｃ　ｕ
ｐ。

Ｇｕｎによってそれぞれスイッチングされるが、トラン
ジスタ（８ａ）、　　（ｇｂ）の実際のオン、オフ状態
を表す信号Ｑ　ｕｌ）、　　Ｑ　ｕｎはゲート信号Ｇ　
ｕｐ、　　に　ｕｎに対して、トランジスタ（８ａ）、
　　（８ｂ）のオン遅れ時間Ｔ　ｏｎ、オフ遅れ時間Ｔ
ｏｆｆの存在によって立ち上がりが１０口だけ遅れ、立
ち下がりがＴｏｆｒだけ遅れる。第４図の波形（ｈ）　
、　（＋）にこの信号Ｑ　ｕｐ。

Ｑｕｎがそれぞれ示されている。

さて、電流ｉｕが正の場合、第４図に示されるタイミン
グのＴ、Ｔ３．Ｔ５期間のように第３■ 図のトランジスタ（８ａ）、　　（８ｂ）がそれぞれオ
ン、オフ状態（信号Ｑ　ｕｐｒ　Ｑ　ｕｎがそれぞれハ
イ、ロー）ならば、Ｕ相の電位は直流電圧源（ｌＯ）の
正側に導通されトランジスタ（８ａ）を介して電流ｉｕ
はその絶対値が増加するように流れる。また、Ｔ　２　
。

Ｔ４期間のようにトランジスタ（８ａ）がオフ、トラン
ジスタ（８ｂ）かオフまたはオン（信号Ｑｕｐがロー、
Ｑｕｐかローまたはハイ）ならば、３相交流電動機（１
２）の１次巻線のインダクタンス分による誘導作用によ
り電流ｉｕはダイオード（９ｂ）を介してその絶対値が
減少するように流れ、Ｕ相の電位は直流電圧源（１０）
の負側に導通される。

次に、電流ｉｕが負の場合、第４図に示されるタイミン
グのＴ、Ｔ９期間のように第３図のトランジスタ（８ａ
）、　　（８ｂ）がそれぞれオフ、オン状態（信号Ｑ　
ＩＩ）、　　Ｑ　ｕｎがそれぞれロー、ハイ）ならば、
Ｕ相の電位は直流電圧源（１０）の負側に導通されトラ
ンジスタ（８ｂ）を介して電流ｉｕはその絶対値が増加
するように流れる。また、Ｔ　　、Ｔ　ｇ　、　Ｔ　ｌ
。

期間のようにトランジスタ（８ａ）がオンまたはオフ、
トランジスタ（８ｂ）がオフ（信号Ｑｕｐがハイまたは
ロー、Ｑｕｎがロー）ならば、３相交流電動機（１２）
の１次巻線のインダクタンス分による誘導作用により電
流ｉｕはダイオード（９ａ）を介してその絶対値が減少
するように流れ、Ｕ相の電位は直流電圧Ｒ（１０）の正
側に導通される。

このとき、電流ｆｕは、第４図の波形（ｋ）あるいは（
＋ｅ）の実線に示すような脈動成分を含んだ波形となる
。

電流ｉｕの検出は、第４図の波形（ｅ）に示される三角
波の搬送波信号ＣＲＹの最大振幅点Ｐ１〜Ｐ３に達した
時点Ｃ２〜Ｃ６の電流値がＳ／Ｈ回路（ｔ４ａ）にホー
ルドされて電流ｌυの検出値１ｕとなる。このとき電流
検出時点Ｃ１〜ｃ６は電流ｉｕの変曲点８１〜Ｂ８のそ
れぞれの中点に＋目当していないため脈動成分の影響を
受け、第４図の波形（ｋ）あるいは（ｍ）の破線に示す
基本波成分を検出していないことがわかる。

以上の動作は他の■相、Ｗ相についても同様であるので
説明を省略する。

また上記の問題を生じる原因は、上下アーム短絡防止時
間Ｔｄ並びにトランジスタのオン遅れ時間とオフ遅れ時
間の存在を考慮に入れていないためである。

［発明が解決しようとする課題］ 従来のＰＷＭインバータの電流検出方法は、以上のよう
に構成されているので、第４図の波形（ｋ）および（ｉ
）に示したように電流の検出時点がＰＷＭインバータの
電流の変曲点の中点に一致しないため、その検出値は脈
動成分の影響を受け、ＰＷＭインバータの電流の基本波
成分のみを検出することができないという問題があった
。

また、電流制御系を構成した場合、高精度な電流制御が
実現できないという問題もあった。

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、脈動成分の影響を受けずにＰＷ〜１インバー
タの出力電流の基本波成分の検出値が得られるＰＷＭイ
ンバータの電流検出方法を提供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明に係るＰＷＭインバータの電流検出方法は、変
調信号である出力電圧指令信号と三角波の搬送波信号と
を比較して得られるパルス幅変調信号によってスイッチ
ング制御されるＰＷＭインバータの出力電流を、前記搬
送波信号が最大振幅値に達した時点から一定時間後で、
前記ＰＷＭインバータの出力電流に含まれる脈動成分の
変曲時点間をほぼ２等分する中間時点に検出するように
したものである。

［作用］ この発明においては、変調信号である出力電圧指令信号
と三角波の搬送波信号とを比較して得られるパルス幅変
調信号によってスイッチング制御されるＰＷＭインバー
タの出力電流の検出時点を、前記三角波の搬送波信号か
最大振幅に達した時点カラ、前記ｐ　Ｗ　Ｍインバータ
のスイッチング回路素子であるトランジスタのオン遅れ
時間Ｔｏｎとオフ遅れ時間Ｔｏｆｒ及び上下アーム短絡
防止時間Ｔｄの合計時間の１／２の時間だけ遅れた時点
近傍に設定することにより、前記ＰＷＭインバータの出
力電流に含まれる脈動成分の変曲点間のほぼ中点の電流
値が検出され、ＰＷ〜１インバータの出力電流のほぼ基
本波成分を検出する。

［実施例］ 第１図はこの発明に係るＰＷＦＶ１インバータ装置の一
実施例を示すブロック図であり、（１）〜（３）。

（５ａ）〜（１４ｃ）は上記従来装置と全く同一のもの
である。

第１図において、（１５）はタイミング信号ＩＴを（１
）式（後述）で設定された時間Ｔｃｄだけ遅延させタイ
ミング信号ＩＴｄを出力するディレィ回路、（１６）は
制御処理演算を行なうマイクロコンピュータ（以下、マ
イコンと略記）　、（１７）はマイコン（１６）に速度
指令信号Ｎｒ’を与える速度指令信号発生回路、（１８
ａ）　、　（１８ｂ）　、　（１８ｃ）はマイコン（１
Ｂ）からのデータに基づいて交流電圧指令信号Ｖｕ　”
　、　Ｖｖ　”　、　Ｖｖ　本を発生するＤ／Ａ変換器
、（１９）はＡ／Ｄ変換器、（２０）はＡ／Ｄ変換すべ
きＳ／Ｈ回路（１４ａ）　〜（１４ｃ）の出力信号１ｕ
、Ｉｖ。

Ｉｖを選択するマルチプレクサ、（２１）は３相交流電
動機（１２）に直結されたパルスエンコーダ、（２２）
はパルスエンコーダ（２１）の出力パルス信号を計数す
るカウンタ回路である。

第２図は第１図の動作を説明するための波形図である。

第１図の動作について説明する。

まず本発明に係わるＰＷＭインバータの電流検出方法は
、三角波の搬送波信号が最大振幅値に達した時点からＰ
ＷＭインバータを構成するトランジスタのオン遅れ時間
Ｔｏｎとオフ遅れ時間Ｔｏｆ’ｆ。

及びゲート信号に含まれる上下アーム短絡防止時間Ｔｄ
の合計時間の１７２の時間すなわち次のく１）式で示さ
れる時間Ｔｃｄだけ遅れた時点近傍でＰＷＭインバータ
の出力電流を検出するようにしたものである。

Ｔｃｄ　−（Ｔｏｎ＋Ｔｏｒｆ　＋Ｔｄ　）　／２　　
・・−（１）従って、ディレィ回路（１５）はタイミン
グ信号発生回路（１）から発生されるタイミング信号Ｉ
Ｔを上記（１）式で設定された遅延時間Ｔｃｄだけ遅延
させたタイミング信号ＩＴｄを発生し、マイコン（１６
）及びＳ／Ｈ回路（１４ａ）　〜（１４ｃ）のそれぞれ
に供給する。第２図の波形（ａ）　、　　（ｂ）にこの
タイミング信号ＩＴ、ＩＴｄがそれぞれ示されている。

タイミング信号発生器（１）は、第１図の波形（ａ）に
示されるような一定周波数の矩形波状のタイミング信号
ＩＴを発生し、分周回路（２）及びディレィ回路（１５
）にそれぞれ供給する。分周回路（２）は入力するタイ
ミング信号ＩＴを１／２に分周し、方形波信号ＲＥＣを
出力し、搬送波信号発生回路（３）に供給する。搬送波
信号発生回路（３）は、入力する方形波信号ＲＥＣと同
一周波数の三角波で、第１図の波形（Ｃ）に示されるよ
うに、その三角波の正負の最大振幅点が方形波信号ＲＥ
Ｃの立ち下がりと立ち上がりにそれぞれ一致する三角波
の搬送波信号ＣＲＹを発生し、ＰＷＭ変調器（５ａ）　
〜（５ｃ）の一方の入力にそれぞれ供給する。

また、３相交流電動機（１２）の回転数に比例したパル
ス信号が、パルスエンコーダ（２１）から発生され、カ
ウンタ回路（２２）に人力される。カウンタ回路（２２
）は入力パルス信号を計数する。

マイコン（Ｉ６）はカウンタ回路（２２）の計数値を一
定時間毎に読み込んで３相交流電動機（１２）の速度Ｎ
「を演算し、速度指令信号発生回路（１７）から読み込
んだ速度指令値Ｎｒ＊と速度Ｎｒとを比較して、３相交
流電動機（１２）の速度Ｎｒが速度指令値Ｎｒ’の追従
するように速度制御処理を実行し、３相交流電動機（１
２）に供給すべき電流指令値零　　　＊ ｆｕ　　、Ｉｖ　　、Ｉｗ”を演算する。

タイミング信号ＩＴｄがハイからローに立ち下がると、
Ｓ／Ｈ回路（１４ａ）　〜（１４ｃ）はサンプルモード
からホールドモードに移行するとともに、マイコン（１
６）に電流制御演算を開始させるための割り込みを発生
させる。割り込みが発生するとマイコン（１６）はＳ／
Ｈ回路（１４ａ）　〜（１４ｃ）にホールドされた電流
検出器（１３ａ）〜（１３ｃ）の出力信号のうちＡ／Ｄ
変換器（１９）に入力すべきＵ相に対応するアドレス信
号ＡＤＲをマルチプレクサ（２０）に出力するとともに
、Ａ／Ｄ変換器（１９）に変換開始信号Ｃ３Ｔを出力す
る。Ａ／Ｄ変換器（■９）から終了信号ＥＯＣが出力さ
れると、マイコン（１Ｂ）はＡ／Ｄ変換器（１９）から
電流の検出値Ｉｕを読み込む。■相、Ｗ相についても同
様の処理を順次行い電流検出値１ｖ、Ｉｖを読み込む。

次に、マイコン（１６）は電流指令値１０本。

Ｉｖ、Ｉｗ＊に電流検出値ＩＵ、Ｉｖ、Ｉｖが＊ 追従するように電流制御処理を実行し、３相交流電動機
（１２）に印加すべき交流電圧指令Ｖｕ　＊。

＊ ｖｖ、ｖｖ＊をＤ／Ａ変換器（１８ａ）　〜（１８ｃ）
を介して出力し、ＰＷＭ変調器（５ａ）〜（５ｃ）の他
方の入力にそれぞれ供給する。各ＰＷＭ変調器（５ａ）
〜（５Ｃ）は、それぞれの一方の入力に供給される前記
交流電圧指令信号Ｖｕ”、ＶＶ　　、Ｖｗ”の１っ＊ と、それぞれの他方の入力に供給される前記三角波の搬
送波信号ＣＲＹとを比較して、ＰＷＭ信号Ｍｕｐ（この
信号Ｍｕｐは第１図の波形（ｄ）に示される。）　、　
Ｍｖｐ、　Ｍｖｐをそれぞれ発生し、直接オンディレィ
回路（７ａ）、　　（７ｃ）、　　（７ｅ）の入力に供
給するとともに、インバータ（６ａ）、　（６ｂ）、　
（６ｃ）を介して反転されてＰＷＭ信号Ｍ　ｕｐ、　Ｍ
　ｖｐ、　Ｍ　ｖｐの反転信号Ｍｕｎ（この信号Ｍｕｎ
は第１図の波形（ｅ）に示される。）　、　　Ｍｖｎ、
　　Ｍｖｎをオンディレィ回路（７ｂ）。

（７ｄ）、　　（’Ｉｆ）の入力に供給する。オンディ
レィ回路（７ａ）　〜（’Ｈ）はトランジスタ（８ａ）
と（８ｂ）、　　（８ｃ）と（８ｄ）、　　（８ｅ）と
く８ｒ）の上下アームのトランジスタが同時にオンして
短絡しないようにＰＷＭ信号Ｍｕｐ〜Ｍｗｎの各信号の
立ち上がりだけを上下アーム短絡防止時間Ｔｄだけ遅延
させたゲート信号Ｇｕｐ（この信号Ｇｕｐは第１図の波
形（「）に示される。）、Ｇｕｎ（この信号Ｇｕｎは第
１図の波形（ｇ）に示される。）　、　　Ｇｖｐ、　Ｇ
ｖｎ、　Ｇｗｐ、　　Ｇｖｎをそれぞれ出力する。この
オンディレィ回路（７ａ）〜（７ｒ）から出力されるゲ
ート信号Ｇｕｐ−Ｇｖｎは相補的な３相信号であり、ト
ランジスタ（８ａ）〜（８ｆ）を逐次オン・オフして３
相交流電動機（１２）に電流ｉｕ。

ｉｖ、ｉｖを供給し、速度Ｎ「が速度指令値Ｎｒ＊に追
従するように速度制御が行なわれる。

次に、第２図の動作波形をＵ相について説明する。

第２図において、波形（ｊ）　、　（Ｉ）は電流ｉｕが
それぞれ正および負の場合のＵ相電圧ＶｕＮを示す。

波形（ｋ）　、　（ｎ＋）は電流ｉｕがそれぞれ正およ
び負の場合の電流ｉｕを実線で示し、その基本波成分を
破線で示したものである。また波形（ｈ）　、　（１）
は第１図のトランジスタ＜８ａ）、　　＜８ｂ）のオン
・オフ状態を仮想的に表す信号Ｑ　ｕｐ、　Ｑ　ｕｎの
波形である。

Ｑ　ｕｌ）、　　Ｑ　ｕｎがハイのときトランジスタ（
８ａ）、　　（８ｂ）はオン、Ｑｕｐ、　Ｑｕｎがロー
のときトランジスタ（ｌｌａ）、　（８ｂ）はオフであ
ることを示す。

第１図において、交流電圧指令信号ＶＵ＊はＰＷＭ変調
器（５ａ）によって搬送波信号ＣＲＹと比較されＰＷＭ
信号Ｍｕｐになる。ＰＷＭ信号Ｍｕｐとインバータ（６
ａ）でＭｕｐを反転した信号Ｍｕｎは、オンディレイ回
路（７ａ）、　　（７ｂ）に入力され、それぞれ立ち上
がりが上下アーム短絡防止時間Ｔｄだけ遅れたゲート信
号Ｇ　ｕｐ、　Ｇ　ｕｎとなる。第１図の波形（ｒ）　
、　（ｇ）にこのゲート信号Ｇ　ｕｐ、　Ｇ　ｕｎがそ
れぞれ示されている。

トランジスタ＜８ａ）、　（８ｂ）はゲート信号Ｇ　ｕ
ｐ。

Ｇｕｎによってそれぞれスイッチングされるが、トラン
ジスタ（８ａ）、　（８ｂ）の実際のオン、オフ状態を
表す信号Ｑ　ｕｐ、　Ｑ　ｕｎはゲート信号Ｇ　ｕｐ、
　Ｇ　ｕｎに対して、トランジスタ（８ａ）、　（８ｂ
）のオン遅れ時間Ｔ　ｏｎ、オフ遅れ時間Ｔｏｆ’「の
存在によって立ち上がりかＴｏｎだけ遅れ、立ち下がり
がＴｏｆ’ｆ’だけ遅れる。第１図の波形（ｈ）、　（
１）にこの信号Ｑ　ｕｐ。

Ｑｕｎがそれぞれ示されている。

さて、電流ｉｕが正の場合、第２図に示されるタイミン
グのＴ、ＴＴ　　期間のように第１１１１３″　　１５ 図のトランジスタ（８ａ）、　　（８ｂ）がそれぞれオ
ン、オフ状態（信号Ｑ　ｕｐ、　　Ｑ　ｕｎがそれぞれ
ハイ、ロー）ならば、Ｕ相の電位は直流電圧源（１０）
の正側に導通されトランジスタ（８ａ）を介して電流ｉ
ｕはその絶対値が増加するように流れる。また、Ｔ１２
、”１４期間のようにトランジスタ（８ａ）がオフ、ト
ランジスタ（８ｂ）がオフまたはオン（信号Ｑｕｐがロ
ー、Ｑｕｎがローまたはハイ）ならば３泪交ｆｆｌ　？
動機（１２）の１次巻線のインダクタンス分による誘導
作用により電流ｉｕはダイオード（９ｂ）を介してその
絶対値が減少するように流れ、Ｕ相の電位は直流電圧源
り１０）の負側に導通される。

次に、電流ｉｕが負の場合、第２図に示されるタイミン
グのＴＴ　　期間のように第１図のト１７″　　１９ ランジスタ（８ａ）、　　（８ｂ）がそれぞれオフ、オ
ン状、聾（信号Ｑ　ｕｐ、　　Ｑ　ｕｎがそれぞれロー
、ハイ）ならば、Ｕ相の電位は直流電圧源（１０）の負
側に導通されトランジスタ（８ｂ）を介して電流ｉｕは
その絶対値が増加するように流れる。また、ＴＴ、Ｔ１
６°　　１８２０ 期間のようにトランジスタ（８ａ）がオンまたはオフ、
トランジスタ（８ｂ）がオフ（信号Ｑｕｐがハイまたは
ロー、Ｑｕｎがロー）ならば、３相交流電動［（１２）
の１次巻線のインダクタンス分による誘導作用により電
流ｉｕはダイオード（９ａ）を介してその絶対値が減少
するように流れ、Ｕ泪の電位は直流電圧源（ｌＯ）の正
側に導通される。

このとき、電流ｉｕは、第２図の波形（ｋ）あるいは（
Ｉｌりのような脈動成分を含んだ波形となる。

電流ｉｕの検出は、第１図の波形（ｃ）に示される三角
波の搬送波信号ＣＲＹの最大振幅点Ｐ４〜Ｐ　の時刻１
，４〜ｔ、６から、それぞれ（１）式で設定された遅れ
時間ＴＱｄだけ遅れた時点０７〜Ｃ１２の電流ｉｕの値
がＳ／Ｈ回路（１４ａ）にホールドされることにより行
なわれる。

さて、第２図において、波形（ｃ）に示される三角波の
搬送波信号ＣＲＹの周波数は交流電圧指令信号Ｖｕ’の
周波数よりも十分高いので、交流電圧指令信号Ｖｕ＊の
傾きβは、搬送波信号ＣＲＹの傾きαに比べて十分小さ
い。したがって、搬送波信号ＣＲＹと交流電圧指令信号
Ｖｕ＊の交差点Ａ　−Ａ２と搬送波信号ＣＲＹの最大振
幅点Ｐ　によって形成される三角形Ａ　　、Ａ　　、Ｐ
４　　　　　　　　　　　　　　ｌ　　２　４は、線分
Ａ　　、Ａ２を底辺とする二等辺三角形とみなすことが
できる。そのため、搬送波信号ＣＲＹの最大振幅点Ｐ４
の時刻ｔｐ４は搬送波信号ＣＲＹと交流電圧指令信号Ｖ
ｕ本の交差点Ａ　。

Ａ２の時刻ｔＡ工とｔＡ２のほぼ中点に相当することが
わかる。したがって次の＜２）式が成り立つ。

１＝（１＾、＋　ｔ　７＋２）／　２　　　　　・・・
　（２）次に、波形（ｋ）に示される電流１ｕの変曲点
Ｂ、Ｂ、ｏ間の中点Ｍ７の時刻ｔＭ７は次の（３）〜（
５）式で表される。

ｔ　　−（ｔ　　＋ｔ　　　）／２　　　　・・・　（
３）８７　　　８９　　　Ｂ１．０ ここで ｔ　Ｂ９−ｔ　Ａｌ＋　Ｔ　ｏｆｆ’　　　　　　　　
　　＋＋＋　　（４）ｔ　　　　−ｔ　　　＋Ｔｏｎ＋
Ｔｄ　　　　　　　・＝　　（５）ＢＩＯＡ２ であるので、（３）式に（４）　、　＜５）式を代入し
整理すると次の（６）式となる。

ｔＭ７″″（ｔＡ１＋ｔＡ２）／２ ＋　（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｒ　＋Ｔｄ　）　／２・・・　（
６） ここで、（６）式に（２）　、　（１）式を代入すると
次の（７）式となる。

ｔ　Ｍｙ”ｉ　ｔ　Ｐ４　＋　Ｔ　ｃｄ　　　　　　山
（７）すなわち、電流ｉｕの変曲点Ｂ９．Ｂ１゜間の中
点Ｆｖ１　　は、搬送波信号ＣＲＹの最大振幅点Ｐ４の
時刻ｔ　よりほぼＴｃｄだけ遅れた時点であることがわ
かる。

ところで、電流検出点Ｃの時刻ｔ。７は、搬送波信号Ｃ
ＲＹの最大振幅点Ｐ　の時刻ｔＰ４より（１）式で設定
された時間Ｔｃｄだけ遅れた時刻、すなわち ｔ　ａ７７　ｉ　Ｐ４　＋　Ｔ　ｃｄ　　　　　　　　
　　　’・・（８）である。

したがって、（７）　、　　（８）式より、電流検出点
Ｃの時刻ｔ。７は、電流ｉｕの変曲点Ｂ９．Ｂ１゜間の
中点Ｎ１　　の時刻ｔＭ７にほぼ一致することがわかる
。

その他の電流検出点Ｃ−ＣについてもそれぞれＣと同様
にして、電流ｉｕの変曲点間の中点Ｍ　　−Ｍ　　にほ
ぼ一致する。

よって、搬送波信号ＣＲＹの振幅が最大値１こ達した時
点より、式（１）で設定された時間Ｔｃｄだけ遅れた時
点近傍で検出したＰＷＭインノく一夕の電流値は、脈動
成分の影響を受けずに基本波成分を検出していることに
なる。

〔発明の効果］ 以上のように本発明によれば搬送波信号の最大振幅時点
から、トランジスタのオン遅れ時間とオフ遅れ時間およ
び上下アーム短絡防止時間の合計時間の２分の１だけ遅
れた時点近傍で電流を検出するようにしたので、脈動成
分の影響がなくＰＷＭインバータの出力電流の基本波成
分を表す電流検出を得ることができる。

このような電流検出方法により交流電動機に流れる電流
を検出し電流制御を行なうことによって、高精度な電流
制御が実現できる。従ってＰ　Ｗ　ｋｉインバータの制
御性能向上の効果が得られている。

また、搬送波の最大振幅時点から一定時間後毎の離散的
な処理を前提としており、マイコンを用いたディジタル
制御装置に用いると好適である。

従って本発明の適用可能な装置が増大する効果が得られ
ている。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るＰＷＭインバータの一実施例を示
すブロック図、第２図は第１図の動作を説明するだめの
波形図、第３図は従来のＰＷＭインバータのブロック図
、第４図は第３図の動作を説明するための波形図である
。 図において、（１〉はタイミング信号発生回路、（２）
は分周回路、（３）は搬送波信号発生回路、（４）は交
ｔＴ？、電圧指令信号発生回路、（５ａ）〜（５ｃ）は
ＰＷＭ変調回路、（６ａ）〜（Ｂｅ）はインバータ、（
７ａ）〜（７ｃ）はオンディレィ回路、（８ａ）〜（８
ｒ）はトランジスタ、（９ａ）〜（９ｒ）はダイオード
、（１０）は直流電圧源、（１１）はＰＷＭインバータ
、（１２）は３相交流電動機、（１３ａ）　〜（１３ｃ
）は電流検出器、（１４ａ）　〜（１４ｃ）はサンプル
ホールド回路、（１５）はディレィ回路、（１６）はマ
イクロコンピュータ、（１，７）は速度指令信号発生回
路、（Ｌ８ａ）　〜（１８ｃ）はＤ／Ａ変換器、（１９
）はＡ／Ｄ変換器、（２０）はマルチプレクサ、（２１
）はパルスエンコーダ、（２２）はカウンタ回路である
。 なお、図中、同一符号は同−又は相当部分を表す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 変調信号である出力電圧指令信号と三角波の搬送波信号
   とを比較して得られるパルス幅変調信号によってスイッ
   チング制御されるＰＷＭインバータの出力電流を、前記
   搬送波信号が最大振幅値に達した時点から一定時間後で
   、前記ＰＷＭインバータの出力電流に含まれる脈動成分
   の変曲時点間をほぼ２等分する中間時点に検出するよう
   にしたことを特徴とするＰＷＭインバータの電流検出方
   法。