JP6292021B2 - マトリックスコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、マトリックスコンバータに関する。

交流電力を直流電力に変換せず直接に交流電力に変換する電力変換器は、一般的に、マトリックスコンバータとして知られている。マトリックスコンバータは、電力変換が１段で行われる。これにより、コンバータ及びインバータを組み合わせた電力変換器に比べて、変換効率を高くすることができ、直流中間回路が無いことから、平滑用のコンデンサも不要で装置寿命を長くでき、信頼性を高くすることができる。

特許文献１には、マトリックスコンバータ内に仮想整流器と仮想インバータとを想定し、仮想整流器に対するＰＷＭパルスと、仮想インバータに対するＰＷＭパルスとを合成してマトリックスコンバータの各スイッチング素子に与えるパルスを生成することが記載されている。ここで、仮想インバータ制御にベクトル制御を適用している。これにより、特許文献１によれば、仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式の交流交流直接変換器を用いて電動機のベクトル制御を実現することができるとされている。

特開２００６−１４１１７５号公報

特許文献１に記載の制御手法では、仮想整流器のＰＷＭパルスを生成する際に電圧ベクトルを電流ベクトルにマトリックスで変換する処理等が必要であるため、演算量が多く複雑な処理が必要である。すなわち、特許文献１に記載の制御手法では、マトリックス演算のような複雑な演算が必須になる。

また、特許文献１に記載の制御手法では、仮想インバータのＰＷＭパルスを生成する際に、仮想インバータの還流モードを仮想整流器に均等に分配するために、三角波キャリアを変調したり、直流のリップルを考慮してインバータの制御信号に補正をかける処理等が必要であるため、やはり演算量が多く複雑な処理が必要である。

また、特許文献１に記載のベクトル制御は、位置検出器及び速度検出器を用いた構成であり、位置検出器や速度検出器のようなセンサを用いないセンサレス構成におけるマトリックスコンバータによる電動機のベクトル制御については記載されていない。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、簡易な処理でセンサレスベクトル制御が可能なマトリックスコンバータを得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の第１の側面にかかるマトリックスコンバータは、入力された３相交流電力を３相交流電力に直接変換して電動機を駆動するマトリックスコンバータであって、前記入力された３相交流電力の前記電動機への供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、出力側の相に対応した電圧指令に基づき前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御するスイッチング制御部と、前記電動機に流れる電流及び前記入力された３相交流電力における各相の電圧に基づき前記電圧指令を生成する際に、前記電動機に流れる電流をｑ軸電流とｄ軸電流とに分解して前記電動機のセンサレスベクトル制御を行うセンサレスベクトル制御部と、を備え、前記センサレスベクトル制御部は、前記入力された３相交流電力における線間電圧から直流相当電圧を算出する直流相当電圧算出部を備え、前記直流相当電圧により規格化された前記電圧指令を生成し、前記直流相当電圧算出部は、前記線間電圧の実効値に対し、前記３相交流電力における交流電圧を全波整流したときの直流電圧リップルを低減するための係数を乗じた値を用いて、前記直流相当電圧を算出することを特徴とする。

また、本発明の第２の側面にかかるマトリックスコンバータは、本発明の第１の側面にかかるマトリックスコンバータにおいて、前記直流相当電圧算出部は、前記入力された３相交流電力における各相間に挿入された前記双方向スイッチ回路を構成するスイッチング素子のオン電圧分を、前記線間電圧の実効値から差し引いた値を用いて、前記直流相当電圧を算出することを特徴とする。

また、本発明の第３の側面にかかるマトリックスコンバータは、本発明の第１から第２のいずれかの側面にかかるマトリックスコンバータにおいて、前記スイッチング制御部は、前記入力された３相交流電力に対して、前記入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択し、選択された２相の線間電圧に対し、前記複数のモードに応じて異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成することを特徴とする。

本発明によれば、簡易な処理でセンサレスベクトル制御が可能なマトリックスコンバータを得ることができる。

図１は、実施の形態にかかるマトリックスコンバータの一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態における双方向スイッチの構成を示す図である。 図３は、実施の形態における複数のモードを示す図である。 図４は、実施の形態における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を示す図である。 図５は、実施の形態にかかる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理における電圧相の選択の考え方を示す図である。 図６は、実施の形態における仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示す図である。 図７は、実施の形態におけるマトリックスコンバータの動作を示す波形図である。 図８は、実施の形態におけるセンサレスベクトル制御部の内部構成例を示す図である。 図９は、実施の形態におけるスイッチング制御部の第１の内部構成例を示す図である。 図１０は、実施の形態におけるスイッチング制御部の第１から第３の内部構成例における共通部分を示す図である。 図１１は、実施の形態におけるスイッチング制御部の第２の内部構成例を示す図である。 図１２は、実施の形態におけるスイッチング制御部の第３の内部構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかるマトリックスコンバータの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態）
実施の形態にかかるマトリックスコンバータ１について図１，２を用いて説明する。図１は、実施の形態にかかるマトリックスコンバータの一構成例を示す図である。図２は、実施の形態における双方向スイッチの構成を示す図である。

マトリックスコンバータ１は、３相交流電源ＰＳから３相の電力線Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔを介して３相交流電力が入力され、入力された３相交流電力を、一旦直流電力に変換することなく、３相交流電力に直接変換して３相の電力線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ経由で電動機である負荷ＬＤに出力する。入力される３相交流電力と出力される３相交流電力とは、電圧及び周波数が互いに異なる。入力された３相交流電力は、例えば、Ｒ相の交流電力、Ｓ相の交流電力、Ｔ相の交流電力を含む。３相交流電力は、例えば、Ｕ相の交流電力、Ｖ相の交流電力、Ｗ相の交流電力を含む。

具体的には、マトリックスコンバータ１は、３相リアクトル４０、入力コンデンサ５０、電流検出部６０、双方向スイッチ回路１０、スイッチング制御部２０、及びセンサレスベクトル制御部３０を備える。

３相リアクトル４０は、例えば、複数のリアクトル４１〜４３を有する。リアクトル４１は、例えば、Ｒ相の電力線Ｌｒに直列に挿入されている。リアクトル４２は、例えば、Ｓ相の電力線Ｌｓに直列に挿入されている。リアクトル４３は、例えば、Ｔ相の電力線Ｌｔに直列に挿入されている。３相リアクトル４０は、例えば、３相の電流・電圧のリップルを低減する。

入力コンデンサ５０は、例えば、複数のコンデンサ５１〜５３を有する。コンデンサ５１は、例えば、一端がＲ相の電力線Ｌｒに接続され、他端がコンデンサ５２，５３に接続されている。コンデンサ５２は、例えば、一端がＳ相の電力線Ｌｓに接続され、他端がコンデンサ５１，５３に接続されている。コンデンサ５３は、例えば、一端がＴ相の電力線Ｌｔに接続され、他端がコンデンサ５１，５２に接続されている。入力コンデンサ５０は、例えば、３相の電流・電圧のリップルを低減する。

電流検出部６０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を検出する。具体的には、電流検出部６０は、電流センサ６１、電流センサ６２、及び電流センサ６３を含む。電流センサ６１は、Ｕ相の電流ｉｕを検出しセンサレスベクトル制御部３０へ供給する。電流センサ６２は、Ｖ相の電流ｉｖを検出しセンサレスベクトル制御部３０へ供給する。電流センサ６３は、Ｗ相の電流ｉｗを検出しセンサレスベクトル制御部３０へ供給する。電流センサ６１、電流センサ６２、及び電流センサ６３は、それぞれ、電流値をＡＤ変換してデジタルコンピュータで制御可能な信号としてセンサレスベクトル制御部３０へ供給しても良い。なお、電流検出部６０は、例えば、カレントトランスであってもよいし、シャント抵抗を用いる等、他の電流検出手段であってもよい。また、図１に示す例では、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する例を示したが、３相のうち何れか２相の電流（例えば、ｉｕ，ｉｗ）を検出し、後段のセンサレスベクトル制御部３０において残る１相（例えば、ｉｖ）を算出するようにしてもよい。

スイッチング制御部２０は、出力側の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応した電圧指令ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗに基づき双方向スイッチ回路１０をスイッチング制御する。また、センサレスベクトル制御部３０は、負荷ＬＤに流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ及び３相交流電源ＰＳの各相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに基づき電圧指令ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗを生成して負荷ＬＤのベクトル制御を行う。これらスイッチング制御部２０及びセンサレスベクトル制御部３０の内部構成及び動作については後述する。

双方向スイッチ回路１０は、入力された３相交流電力を３相交流電力へ変換するように、入力された３相交流電力の負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦする。例えば、双方向スイッチ回路１０は、９つの双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶ，ＳＲＷ，ＳＳＷ，ＳＴＷを有する。双方向スイッチ回路１０は、スイッチング制御部２０による制御のもと、９つの双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷがそれぞれ所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦすることで、入力された３相交流電力を出力する３相交流電力へ変換する。

双方向スイッチＳＲＵは、例えば、Ｒ相の交流電力からＵ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＲＵは、例えば、スイッチング制御部２０からスイッチング信号φＳＲＵを受けて、スイッチング信号φＳＲＵに応じて、Ｒ相の電力線ＬｒとＵ相の電力線Ｌｕとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＳＵは、例えば、Ｓ相の交流電力からＵ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＳＵは、例えば、スイッチング制御部２０からスイッチング信号φＳＳＵを受けて、スイッチング信号φＳＳＵに応じて、Ｓ相の電力線ＬｓとＵ相の電力線Ｌｕとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＴＵは、例えば、Ｔ相の交流電力からＵ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＴＵは、例えば、スイッチング制御部２０からスイッチング信号φＳＴＵを受けて、スイッチング信号φＳＴＵに応じて、Ｔ相の電力線ＬｔとＵ相の電力線Ｌｕとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵは、Ｕ相の電力線Ｌｕに共通に接続されており、双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵから供給されたＵ相の交流電力の成分は、Ｕ相の電力線Ｌｕ上で合成されＵ相の交流電力として負荷ＬＤへ供給される。

双方向スイッチＳＲＶは、例えば、Ｒ相の交流電力からＶ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＲＶは、例えば、スイッチング制御部２０からスイッチング信号φＳＲＶを受けて、スイッチング信号φＳＲＶに応じて、Ｒ相の電力線ＬｒとＶ相の電力線Ｌｖとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＳＶは、例えば、Ｓ相の交流電力からＶ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＳＶは、例えば、スイッチング制御部２０からスイッチング信号φＳＳＶを受けて、スイッチング信号φＳＳＶに応じて、Ｓ相の電力線ＬｓとＶ相の電力線Ｌｖとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＴＶは、例えば、Ｔ相の交流電力からＶ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＴＶは、例えば、スイッチング制御部２０からスイッチング信号φＳＴＶを受けて、スイッチング信号φＳＴＶに応じて、Ｔ相の電力線ＬｔとＶ相の電力線Ｌｖとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶは、Ｖ相の電力線Ｌｖに共通に接続されており、双方向スイッチＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶから供給されたＶ相の交流電力の成分は、Ｖ相の電力線Ｌｖ上で合成されＶ相の交流電力として負荷ＬＤへ供給される。

双方向スイッチＳＲＷは、例えば、Ｒ相の交流電力からＷ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＲＷは、例えば、スイッチング制御部２０からスイッチング信号φＳＲＷを受けて、スイッチング信号φＳＲＷに応じて、Ｒ相の電力線ＬｒとＷ相の電力線Ｌｗとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＳＷは、例えば、Ｓ相の交流電力からＷ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＳＷは、例えば、スイッチング制御部２０からスイッチング信号φＳＳＷを受けて、スイッチング信号φＳＳＷに応じて、Ｓ相の電力線ＬｓとＷ相の電力線Ｌｗとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＴＷは、例えば、Ｔ相の交流電力からＷ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＴＷは、例えば、スイッチング制御部２０からスイッチング信号φＳＴＷを受けて、スイッチング信号φＳＴＷに応じて、Ｔ相の電力線ＬｔとＷ相の電力線Ｌｗとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＲＷ，ＳＳＷ，ＳＴＷは、Ｗ相の電力線Ｌｗに共通に接続されており、双方向スイッチＳＲＷ，ＳＳＷ，ＳＴＷから供給されたＷ相の交流電力の成分は、Ｗ相の電力線Ｌｗ上で合成されＷ相の交流電力として負荷ＬＤへ供給される。

各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷは、例えば、図２（ａ）に示すスイッチＳと等価である。図２（ａ）に示すスイッチＳは、スイッチング制御部２０から制御端子ＣＴ経由でスイッチング信号を受け、ＯＮして端子Ｔ１と端子Ｔ２とを接続したり、ＯＦＦして端子Ｔ１と端子Ｔ２とを開放したりする。スイッチＳは、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間で双方向に電流が流れ得る。

図２（ａ）に示すスイッチＳは、理想的なスイッチである。実際にスイッチを構成する素子は、スイッチング時間が存在するため、転流する時の開放モード、短絡モードを考慮して、例えば、図２（ｂ）、又は図２（ｃ）に示すように接続されて構成されていてもよい。図２（ｂ）に示す構成は、例えば、逆阻止機能を有する素子ＥＬ１，ＥＬ２を並列接続して実現された構成である。逆阻止機能を有する素子ＥＬ１，ＥＬ２は、例えば、逆阻止絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（逆阻止ＩＧＢＴ）でもよい。端子Ｔ１’，Ｔ２’は、それぞれ、図２（ａ）に示す端子Ｔ１，Ｔ２に対応しており、制御端子ＣＴ１’，ＣＴ２’は、図２（ａ）に示す制御端子ＣＴに対応している。

あるいは、図２（ｃ）に示す構成は、例えば、逆阻止機能が無い素子ＥＬ１１，ＥＬ１２を直列接続して実現された構成である。逆阻止機能が無い素子ＥＬ１１，ＥＬ１２は、例えば、還流ダイオードが両端に接続された絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）でもよいし、又は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）でもよい。端子Ｔ１”は、図２（ａ）に示す端子Ｔ１に対応している。端子Ｔ２”は、図２（ａ）に示す端子Ｔ２に対応している。制御端子ＣＴ１”，ＣＴ２”は、図２（ａ）に示す制御端子ＣＴに対応している。

つぎに、実施の形態における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理について、図３及び図４を参照して説明する。図３は、実施の形態における複数のモードを示す図である。また、図４は、実施の形態における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を示す図である。

センサレスベクトル制御部３０は、出力側の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応した電圧指令（第２の制御信号）ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗを発生させてスイッチング制御部２０へ供給する。電圧指令ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗは、本実施の形態では、正弦波である。電圧指令ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）である。電圧指令ＣＳｖは、負荷ＬＤに供給すべきＶ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）である。例えば、電圧指令ＣＳｗは、負荷ＬＤに供給すべきＷ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）である。

スイッチング制御部２０は、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷのスイッチングパターンを生成する。例えば、スイッチング制御部２０は、双方向スイッチ回路１０が入力された３相交流電力に対して仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターン（すなわち、スイッチング信号のパターン）を生成する。以下において、「仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行う」とは、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を仮想的に行うことを意味し、「仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行う」とは、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を仮想的に行うことを意味しているものとする。

このとき、スイッチング制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモード（例えば、図３に示すモードＩ〜ＶＩ）について互いに異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。

具体的には、スイッチング制御部２０は、入力交流電圧（例えば、Ｒ相の交流電圧）を検出し、検出された入力交流電圧から、入力交流電圧のゼロクロス点を検出する。スイッチング制御部２０は、検出されたゼロクロス点に基づいて（例えば、検出されたゼロクロス点を基準として入力側の各相の位相を推定することにより）、入力側の各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧を第１の制御信号として推定するとともに、推定された各相の交流電圧の大小関係に応じてそのときのモードが複数のモードにおけるどのモードであるかを認識する。

このとき、スイッチング制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、複数のモードに対し異なる第１のキャリア波形パターン（例えば、図４に示す鋸歯状波１，２）を用いて仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行うようなスイッチング信号を仮想的に発生する。すなわち、スイッチング制御部２０は、認識されたモードに応じて、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンを決定し、決定された第１のキャリア波形パターンと入力側の相に対応した第１の制御信号（例えば、変調波形１，２ａ，２ｂ，３）とを比較して、比較結果に応じて仮想的に各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷが直流電力を発生させるような仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を発生させる。それとともに、スイッチング制御部２０は、仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）のレベル（Ｈｉｇｈ、Ｌｏｗ）の組み合わせに応じた複数の線間電圧発生区間（例えば、図４（ａ）に示す区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３）を求める。言い換えると、スイッチング制御部２０は、直流電力を発生させるような仮想的なスイッチング動作を各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷが行うように制御し、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷに仮想的にＡＣ／ＤＣ変換処理（仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）を行わせる。

なお、仮想的なスイッチング動作とは、実際に各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷが行うものとは異なるスイッチング動作であるが、仮想ＡＣ／ＤＣ変換→仮想ＤＣ／ＡＣ変換の途中段階における仮想的な直流電力を発生させることを考えるために各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷが仮想的に行っているものとみなすスイッチング動作である。途中段階における仮想的な直流電力を発生させる処理は、あくまで仮想的なものであって、実際にその処理自体が行われるわけではない。

また、スイッチング制御部２０は、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモード（例えば、図３に示すモードＩ〜ＶＩ）について互いに異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターン（すなわち、スイッチング信号のパターン）を制御する。

具体的には、スイッチング制御部２０は、複数のモードに応じて異なる第２のキャリア波形パターン（例えば、図６に示す第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６）を用いて仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように双方向スイッチ回路１０を制御する。すなわち、スイッチング制御部２０は、認識されたモードに応じて、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いる複数の線間電圧発生区間に対応した第２のキャリア波形パターンを生成する。このとき、複数の線間電圧発生区間は、仮想的な複数のスイッチング信号のレベルの組み合わせに応じたものとなっている。つまり、スイッチング制御部２０は、認識されたモードと、仮想的に各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷが直流電力を発生させるような複数のスイッチング信号のレベルの組み合わせとに応じて、第２のキャリア波形パターンを生成する。

また、スイッチング制御部２０は、電圧指令ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗを出力側の相に対応した（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形に応じた正弦波の振幅に対応して大きさが変化する）第２の制御信号としてセンサレスベクトル制御部３０から受ける。スイッチング制御部２０は、生成された第２のキャリア波形パターンと出力側の相に対応した第２の制御信号ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗとを比較して、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＷを生成する。このとき、各第２の制御信号ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗは、負荷ＬＤに供給すべき交流電力に応じた３相交流波形である。これにより、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、各第２の制御信号ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗに応じた３相交流の交流電力が出力されるように制御できる。言い換えると、スイッチング制御部２０は、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷに仮想的にＤＣ／ＡＣ変換処理（仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）を行わせる。

つぎに、スイッチング制御部２０により認識される複数のモードについて図３を用いて説明する。図３は、複数のモードＩ〜ＶＩを示す図である。

スイッチング制御部２０は、推定された各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧の大小関係に応じて、例えば図３に示すような６つのモードＩ〜ＶＩを認識する。

モードＩでは、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、スイッチング制御部２０は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードＩであると認識する。

モードＩＩでは、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、スイッチング制御部２０は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードＩＩであると認識する。

モードＩＩＩでは、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、スイッチング制御部２０は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードＩＩＩであると認識する。

モードＩＶでは、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、スイッチング制御部２０は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードＩＶであると認識する。

モードＶでは、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、スイッチング制御部２０は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードＶであると認識する。

モードＶＩでは、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、スイッチング制御部２０は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードＶＩであると認識する。

つぎに、複数のモードＩ〜ＶＩのそれぞれにおける仮想的なＡＣ／ＤＣ変換処理（仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）について、図４を用いて説明する。図４（ａ）〜（ｆ）は、それぞれ、複数のモードＩ〜ＶＩにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を示す。以下では、説明の簡略化のため、直流電圧設定値（変換目標となる仮想的な直流電圧）に応じて決定した直流電圧設定ゲインが１である場合について例示的に説明する。

モードＩでは、スイッチング制御部２０が、図４（ａ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンとして、立ち下がりの鋸歯状波１と立ち上がりの鋸歯状波２とを有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１１を決定する。以下では、「立ち下がりの鋸歯状波」とは、時間の経過に応じて振幅が直線的に減少していく負の傾きを持った鋸歯状波を指し、「立ち上がりの鋸歯状波」とは、時間の経過に応じて振幅が直線的に増加していく正の傾きを持った鋸歯状波を指すものとする。

そして、スイッチング制御部２０は、例えば、上記のように検出されたゼロクロス点に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。例えば、スイッチング制御部２０は、検出されたゼロクロス点を基準として、あるタイミングでのＲ相、Ｓ相、Ｔ相の位相を推定し、推定されたＲ相、Ｓ相、Ｔ相の位相に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、それぞれ、相電圧を「−１」と「１」の間に規格化したものである。このとき、図４（ａ）に示す区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。

モードＩにおける各相のパルスについて説明する。モードＩでは、Ｒ相が最大電圧相、Ｔ相が最小電圧相、Ｓ相が中間電圧相となる。最大電圧相と最小電圧相では、パルスはそれぞれの電位に比例する時間ＯＮとなる。したがって、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜となる。ここで、Ｒ相パルスがＯＮとなるタイミング（区間ＴＳ１１が終わるタイミング）は、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波１との交点から求められる。これにより、Ｒ相パルスが得られる。Ｔ相パルスがＯＦＦとなるタイミング（区間ＴＳ１１＋区間ＴＳ１２が終わるタイミング）は、Ｔ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波２との交点から求められる。これにより、Ｔ相パルスが得られる。中間相パルスは、最大電圧相又は最小電圧相のパルスのどちらかがＯＦＦのときにＯＮする。したがって、Ｓ相パルスは、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波１との交点、およびＴ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波２との交点から求められる。

また、区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３の幅は、それぞれ、Ｔ×（１−｜ａ｜）、Ｔ×（｜ａ｜＋｜ｃ｜−１）、Ｔ×（１−｜ｃ｜）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの区間ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。

スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×Ｔ×（１−ａ）＋（ａ−ｃ）×Ｔ×（ａ−ｃ−１）＋（ａ−ｂ）×Ｔ×（１＋ｃ）｝／Ｔ
＝ａ^２＋ｃ^２−ｂ（ａ＋ｃ）・・・数式１

ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、数式１は下記の数式２に変形できる。

スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２・・・数式２

さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、数式２は下記の数式３に変形できる。

スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２・・・数式３

数式３に示されるように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。

モードＩにおける入力電流について説明する。Ｒ相の入力電流は、Ｒ相電圧ａの時間に比例する正の電流が流れる。Ｔ相の入力電流は、Ｔ相の電圧の大きさ｜ｃ｜に比例する負の電流が流れる。Ｓ相の入力電流は、区間ＴＳ１１で正の電流が流れ、区間ＴＳ１３で負の電流が流れる。したがって、流れる電流は、Ｔ×（１−ａ）−Ｔ×（１＋ｃ）−Ｔ（−ａ−ｃ）＝Ｔｂとなり、スイッチング周期Ｔで除すると、Ｓ相電圧ｂとなる。したがって、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相には、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに比例する電流が流れることになり、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。

モードＩＩでは、スイッチング制御部２０が、図４（ｂ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンとして、立ち上がりの鋸歯状波２を有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１２を決定する。そして、スイッチング制御部２０は、例えば、上記のように検出されたゼロクロス点に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、それぞれ、相電圧を「−１」と「１」の間に規格化したものである。このとき、図４（ｂ）に示す区間（線間電圧発生区間）ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ｂ−ａとなる。

モードＩＩにおける各相のパルスについて説明する。モードＩＩでは、Ｓ相が最大電圧相、Ｔ相が最小電圧相、Ｒ相が中間電圧相となる。Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ，ＯＦＦ順序を変えずに、最大電圧相と最小電圧相でそれぞれの電位に比例する時間をＯＮとするため、モードＩＩでは、変調波形３、２Ｂと鋸歯状波２を用いて、図４（ｂ）に示す各相パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを得る。

また、区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３の幅は、それぞれ、Ｔ×（｜ｂ｜＋｜ｃ｜−１）、Ｔ×（１−｜ｂ｜）、Ｔ×（１−｜ｃ｜）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、以下のように表すことができる。

スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×Ｔ×（−ｃ＋ｂ−１）＋（ａ−ｃ）×Ｔ×（−ｂ＋１）＋（ｂ−ａ）×Ｔ×（１＋ｃ）｝／Ｔ
＝ｂ^２＋ｃ^２−ａ（ｂ＋ｃ）・・・数式４

ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、数式４は下記の数式５に変形できる。

スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２・・・数式５

さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、数式５は下記の数式６に変形できる。

スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２・・・数式６

数式６に示されるように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。

モードＩＩにおける入力電流について説明する。モードＩＩでは、Ｓ相が最大電圧相で、Ｔ相が最小電圧相なので、Ｓ相はＳ相電圧ｂの時間に比例する正の電流が流れ、Ｔ相は、Ｔ相電圧ｃの時間に比例する負の電流が流れる。Ｒ相は区間ＴＳ２２で負の電流が流れ、区間ＴＳ２３で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、Ｔ×（１−ｂ）−Ｔ×（１＋ｃ）＝Ｔａとなり、スイッチング周期Ｔで除するとＲ相電圧ａとなる。従って、電圧に比例する電流が各相に流れ、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。

モードＩＩＩでは、スイッチング制御部２０が、図４（ｃ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンとして、立ち下がりの鋸歯状波１を有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１３を決定する。そして、スイッチング制御部２０は、例えば、上記のように検出されたゼロクロス点に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、それぞれ、相電圧を「−１」と「１」の間に規格化したものである。このとき、図４（ｃ）に示す区間（線間電圧発生区間）ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｃ−ｂ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。

モードＩＩＩにおける各相のパルスについて説明する。モードＩＩＩでは、Ｓ相が最大電圧相、Ｒ相が最小電圧相、Ｔ相が中間電圧相となる。Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ、ＯＦＦ順序を変えずに、最大電圧相と最小電圧相でそれぞれの電位に比例する時間ＯＮとするため、モードＩＩＩでは、変調波形１，２Ａと鋸歯状波１を用いて、図４（ｃ）に示す各パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを得る。

また、区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３の幅は、それぞれ、Ｔ×（１−｜ａ｜）、Ｔ（１−｜ｂ｜）、Ｔ×（｜ａ｜−｜ｂ｜−１）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、以下のように表すことができる。

スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｃ−ｂ）×Ｔ×（１−ａ）＋（ａ−ｃ）×Ｔ×（ｂ＋１）＋（ａ−ｂ）×Ｔ×（ａ−ｂ−１）｝／Ｔ
＝ａ^２＋ｂ^２−ｃ（ａ＋ｂ）・・・数式７

ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、数式７は下記の数式８に変形できる。

スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２・・・数式８

さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、数式８は下記の数式９に変形できる。

スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２・・・数式９

数式９に示されるように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。

モードＩＩＩにおける入力電流について説明する。最大電圧相のＳ相には、Ｓ相電圧ｂの時間に比例する正の電流が流れる。最小電圧相のＲ相には、Ｒ相電圧ａの時間に比例する負の電流が流れる。Ｔ相は、区間ＴＳ３１で負の電流が流れ、区間ＴＳ３２で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、Ｔ×（１−ａ）−Ｔ×（１＋ｂ）＝Ｔｃとなり、スイッチング周期Ｔで除するとＴ相電圧ｃとなる。従って、電圧に比例する電流が各相に流れ、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。

モードＩＶにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図４（ｄ）に示すように、モードＩにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図４（ａ）参照）と同様である。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ４１、ＴＳ４２、ＴＳ４３も、モードＩと同様にして求められる。

モードＶにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図４（ｅ）に示すように、モードＩＩにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図４（ｂ）参照）と同様である。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ５１、ＴＳ５２、ＴＳ５３も、モードＩＩと同様にして求められる。

モードＶＩにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図４（ｆ）に示すように、モードＩＩＩにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図４（ｃ）参照）と同様である。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ６１、ＴＳ６２、ＴＳ６３も、モードＩＩＩと同様にして求められる。

つぎに、複数のモードＩ〜ＶＩのそれぞれにおける仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理について、図１、図５、及び図６を用いて説明する。図５は、実施の形態にかかる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理における電圧相の選択の考え方を示す図である。また、図６は、実施の形態における仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示す図である。図６（ａ）〜（ｆ）は、それぞれ、複数のモードＩ〜ＶＩにおける仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示す。なお、図６における各区間ＴＳ１１〜ＴＳ６３は、図４における各区間ＴＳ１１〜ＴＳ６３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４から変えてある。以下では、第２の制御信号がＵ相の電圧指令ＣＳｕである場合について例示的に説明するが、第２の制御信号がＶ相の電圧指令ＣＳｖ又はＷ相の電圧指令ＣＳｗである場合についても同様である。

まず、電圧相の選択の考え方を説明する。仮に、図５（ａ）〜（ｃ）に示すように、「スイッチング周期Ｔの直流電圧＝Ｐ相電圧−Ｎ相電圧」である場合を考える。このとき、線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とすると、Ｐ相が＋側相であり、Ｎ相が−側相である。

例えば、図５（ａ）に示すように、スイッチング周期Ｔにおけるキャリア波形パターンが下山形のキャリア波形パターンＣＷ１であるとき、スイッチング制御部２０は、キャリア波形パターンＣＷ１とＵ相の電圧指令ＣＳｕとを比較する。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕがキャリア波形パターンＣＷ１より上側にある場合（例えば、図５（ａ）に示す区間ＴＳ２の場合）、＋側相すなわちＰ相を選択し、Ｐ相選択信号をＯＮレベルにするとともにＮ相選択信号をＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕがキャリア波形パターンＣＷ１より下側にある場合（例えば、図５（ａ）に示す区間ＴＳ１，ＴＳ３の場合）、−側相すなわちＮ相を選択し、Ｎ相選択信号をＯＮレベルにするとともにＰ相選択信号をＯＦＦレベルにする。

あるいは、例えば、図５（ｂ）に示すように、スイッチング周期Ｔにおけるキャリア波形パターンが立ち下がりの鋸歯状のキャリア波形パターンＣＷ２であるとき、スイッチング制御部２０は、キャリア波形パターンＣＷ２とＵ相の電圧指令ＣＳｕとを比較する。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕがキャリア波形パターンＣＷ２より上側にある場合（例えば、図５（ｂ）に示す区間ＴＳ５の場合）、＋側相すなわちＰ相を選択し、Ｐ相選択信号をＯＮレベルにするとともにＮ相選択信号をＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕがキャリア波形パターンＣＷ２より下側にある場合（例えば、図５（ｂ）に示す区間ＴＳ４の場合）、−側相すなわちＮ相を選択し、Ｎ相選択信号をＯＮレベルにするとともにＰ相選択信号をＯＦＦレベルにする。

あるいは、例えば、図５（ｃ）に示すように、スイッチング周期Ｔにおけるキャリア波形パターンが立ち上がりの鋸歯状のキャリア波形パターンＣＷ３であるとき、スイッチング制御部２０は、キャリア波形パターンＣＷ３とＵ相の電圧指令ＣＳｕとを比較する。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕがキャリア波形パターンＣＷ３より上側にある場合（例えば、図５（ｃ）に示す区間ＴＳ６の場合）、＋側相すなわちＰ相を選択し、Ｐ相選択信号をＯＮレベルにするとともにＮ相選択信号をＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕがキャリア波形パターンＣＷ３より下側にある場合（例えば、図５（ｃ）に示す区間ＴＳ７の場合）、−側相すなわちＮ相を選択し、Ｎ相選択信号をＯＮレベルにするとともにＰ相選択信号をＯＦＦレベルにする。

つぎに、各モードＩ〜ＶＩについて説明する。後述するように、第２のキャリア波形パターンは、複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有するように決定される。また、第２のキャリア波形パターンは、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうち電圧値の大きい電圧相を＋側相とし電圧値の小さい電圧相を−側相とするとき、モードが切り換わる際に＋側相及び−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つのモードに跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、モードが切り換わる際に＋側相及び−側相で反転する相がある場合、切り換わる２つのモードの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有するように決定される。

図６（ａ）に示すように、モードＩでは、スイッチング制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３に順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２１を決定する。そして、スイッチング制御部２０は、例えば、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕをセンサレスベクトル制御部３０から受ける。なお、図６（ａ）に示す区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３は、図４（ａ）に示す区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４（ａ）から変えてある。

このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３において、それぞれ、Ｓ相，Ｒ相，Ｒ相が＋側相であり、Ｔ相，Ｔ相，Ｓ相が−側相である。

スイッチング制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１とＵ相の電圧指令ＣＳｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１１において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ１１の前半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ１１の後半の場合）、−側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１２において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ１２の前半の場合）、−側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ１２の後半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１３において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ１３の前半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ１３の後半の場合）、−側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

モードＩにおける各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。Ｒ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ａ）参照）を、Ｕ相の電圧指令（すなわち、Ｕ相電圧の振幅に対応して大きさが変化する信号）ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｘとなる。Ｓ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ａ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。Ｔ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ａ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。

また、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式１０

上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、数式１０は数式１１に変形できる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ（ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２）・・・数式１１

さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、数式１１は下記の数式１２に変形できる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ×３／２・・・数式１２

数式１２に示されるように、スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例したものとすることができる。すなわち、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。

図６（ｂ）に示すように、モードＩＩでは、スイッチング制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ＴＳ２１，ＴＳ２２，ＴＳ２３に順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２２を決定する。そして、スイッチング制御部２０は、例えば、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕをセンサレスベクトル制御部３０から受ける。なお、図６（ｂ）に示す区間ＴＳ２１，ＴＳ２２，ＴＳ２３は、図４（ｂ）に示す区間ＴＳ２１，ＴＳ２２，ＴＳ２３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４（ｂ）から変えてある。

このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ＴＳ２１，ＴＳ２２，ＴＳ２３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＳＲ間電圧＝ｂ−ａとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ＴＳ２１，ＴＳ２２，ＴＳ２３において、それぞれ、Ｓ相，Ｒ相，Ｓ相が＋側相であり、Ｔ相，Ｔ相，Ｒ相が−側相である。

スイッチング制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２とＵ相の電圧指令ＣＳｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ２１において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ２１の前半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ２１の後半の場合）、−側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ＴＳ２２において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ２２の前半の場合）、−側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ２２の後半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ＴＳ２３において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ２３の前半の場合）、−側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ２３の後半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

モードＩＩにおける各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。Ｒ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｂ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベル（すなわち、Ｕ相電圧の振幅に対応して大きさが変化する信号）ｈに比例して縮めたｈｘとなる。Ｓ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｂ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。Ｔ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｂ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。

また、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式１３

上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、数式１３は数式１４に変形できる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ（ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２）・・・数式１４

さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、数式１４は下記の数式１５に変形できる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ×３／２・・・数式１５

数式１５に示されるように、スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例したものとすることができる。すなわち、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。

図６（ｃ）に示すように、モードＩＩＩでは、スイッチング制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ＴＳ３１，ＴＳ３２，ＴＳ３３に順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２３を決定する。そして、スイッチング制御部２０は、例えば、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕをセンサレスベクトル制御部３０から受ける。なお、図６（ｃ）における各区間ＴＳ３１，ＴＳ３２，ＴＳ３３は、図４（ｃ）における各区間ＴＳ３１，ＴＳ３２，ＴＳ３３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４（ｃ）から変えてある。

このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ＴＳ３１，ＴＳ３２，ＴＳ３３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＴＲ間電圧＝ｃ−ａ、ＳＲ間電圧＝ｂ−ａとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ＴＳ３１，ＴＳ３２，ＴＳ３３において、それぞれ、Ｓ相，Ｔ相，Ｓ相が＋側相であり、Ｔ相，Ｒ相，Ｒ相が−側相である。

スイッチング制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３とＵ相の電圧指令ＣＳｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ３１において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ３１の前半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ３１の後半の場合）、−側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ＴＳ３２において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ３２の前半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ３２の後半の場合）、−側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ＴＳ３３において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ３３の前半の場合）、−側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ３３の後半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

モードＩＩＩにおける各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。Ｒ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｃ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベル（すなわち、Ｕ相電圧の振幅に対応して大きさが変化する信号）ｈに比例して縮めたｈｘとなる。Ｓ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｃ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。Ｔ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｃ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。

また、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式１６

上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、数式１６は数式１７に変形できる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ（ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２）・・・数式１７

さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、数式１７は下記の数式１８に変形できる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ×３／２・・・数式１８

数式１８に示されるように、スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例したものとすることができる。すなわち、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。

図６（ｄ）に示すように、モードＩＶでは、スイッチング制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ＴＳ４１，ＴＳ４２，ＴＳ４３に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２４を決定する。そして、スイッチング制御部２０は、例えば、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕをセンサレスベクトル制御部３０から受ける。なお、図６（ｄ）における各区間ＴＳ４１，ＴＳ４２，ＴＳ４３は、図４（ｄ）における各区間ＴＳ４１，ＴＳ４２，ＴＳ４３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４（ｄ）から変えてある。

このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ＴＳ４１，ＴＳ４２，ＴＳ４３の直流電圧は、それぞれ、ＴＳ間電圧＝ｃ−ｂ、ＴＲ間電圧＝ｃ−ａ、ＳＲ間電圧＝ｂ−ａとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ＴＳ４１，ＴＳ４２，ＴＳ４３において、それぞれ、Ｔ相，Ｔ相，Ｓ相が＋側相であり、Ｓ相，Ｒ相，Ｒ相が−側相である。

スイッチング制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４とＵ相の電圧指令ＣＳｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ４１において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ４１の前半の場合）、−側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ４１の後半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ＴＳ４２において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ４２の前半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ４２の後半の場合）、−側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ＴＳ４３において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ４３の前半の場合）、−側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ４３の後半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

モードＩＶにおける各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。Ｒ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｄ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベル（すなわち、Ｕ相電圧の振幅に対応して大きさが変化する信号）ｈに比例して縮めたｈｘとなる。Ｓ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｄ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。Ｔ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｄ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。

また、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式１９

上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、数式１９は数式２０に変形できる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ（ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２）・・・数式２０

さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、数式２０は下記の数式２１に変形できる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ×３／２・・・数式２１

数式２１に示されるように、スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例したものとすることができる。すなわち、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。

図６（ｅ）に示すように、モードＶでは、スイッチング制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ＴＳ５１，ＴＳ５２，ＴＳ５３に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２５を決定する。そして、スイッチング制御部２０は、例えば、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕをセンサレスベクトル制御部３０から受ける。なお、図６（ｅ）における各区間ＴＳ５１，ＴＳ５２，ＴＳ５３は、図４（ｅ）における各区間ＴＳ５１，ＴＳ５２，ＴＳ５３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４（ｅ）から変えてある。

このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ＴＳ５１，ＴＳ５２，ＴＳ５３の直流電圧は、それぞれ、ＴＳ間電圧＝ｃ−ｂ、ＴＲ間電圧＝ｃ−ａ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ＴＳ５１，ＴＳ５２，ＴＳ５３において、それぞれ、Ｔ相，Ｔ相，Ｒ相が＋側相であり、Ｓ相，Ｒ相，Ｓ相が−側相である。

スイッチング制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５とＵ相の電圧指令ＣＳｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ５１において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ５１の前半の場合）、−側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ５１の後半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ＴＳ５２において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ５２の前半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ５２の後半の場合）、−側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ＴＳ５３において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ５３の前半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ５３の後半の場合）、−側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

モードＶにおける各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。Ｒ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｅ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベル（すなわち、Ｕ相電圧の振幅に対応して大きさが変化する信号）ｈに比例して縮めたｈｘとなる。Ｓ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｅ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。Ｔ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｅ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。

また、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式２２

上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、数式２２は数式２３に変形できる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ（ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２）・・・数式２３

さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、数式２３はつぎの数式２４に変形できる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ×３／２・・・数式２４

数式２４に示されるように、スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例したものとすることができる。すなわち、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。

図６（ｆ）に示すように、モードＶＩでは、スイッチング制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ＴＳ６１，ＴＳ６２，ＴＳ６３に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２６を決定する。そして、スイッチング制御部２０は、例えば、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕをセンサレスベクトル制御部３０から受ける。なお、図６（ｆ）における各区間ＴＳ６１，ＴＳ６２，ＴＳ６３は、図４（ｆ）における各区間ＴＳ６１，ＴＳ６２，ＴＳ６３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４（ｆ）から変えてある。

このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ＴＳ６１，ＴＳ６２，ＴＳ６３の直流電圧は、それぞれ、ＴＳ間電圧＝ｃ−ｂ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ＴＳ６１，ＴＳ６２，ＴＳ６３において、それぞれ、Ｔ相，Ｒ相，Ｒ相が＋側相であり、Ｓ相，Ｔ相，Ｓ相が−側相である。

スイッチング制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６とＵ相の電圧指令ＣＳｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ６１において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ６１の前半の場合）、−側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ６１の後半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ＴＳ６２において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ６２の前半の場合）、−側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ６２の後半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ＴＳ６３において、スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ６３の前半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。スイッチング制御部２０は、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ６３の後半の場合）、−側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

モードＶＩにおける各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。Ｒ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｆ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベル（すなわち、Ｕ相電圧の振幅に対応して大きさが変化する信号）ｈに比例して縮めたｈｘとなる。Ｓ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｆ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。Ｔ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｆ）参照）を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。

また、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式２５

上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、数式２５は数式２６に変形できる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ（ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２）・・・数式２６

さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より、数式２６は下記の数式２７に変形できる。

スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ×３／２・・・数式２７

数式２７に示されるように、スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均を、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕの信号レベルｈに比例したものとすることができる。すなわち、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、Ｕ相の電圧指令ＣＳｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。

このようにして、図６に示すように、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＵのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＵが生成される。図６に示されるように、各スイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＵが整然とつながるようにＵ相の電圧指令ＣＳｕが所定のキャリア波形パターンで変調されるとともに、パルス幅がスイッチング素子のスイッチング時間より長く確保されているため、転流の失敗を抑制できる。なお、図６では、スイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＵについて説明しているが、他の双方向スイッチＳＲＶ〜ＳＴＶ，ＳＲＷ〜ＳＴＷの各スイッチング信号φＳＲＶ〜φＳＴＶ，φＳＲＷ〜φＳＴＷについても同様である。

例えば、スイッチング素子（例えば、図２（ｂ），（ｃ）に示す素子ＥＬ１，ＥＬ２，ＥＬ１１，ＥＬ１２）のスイッチング時間に比べて十分大きなパルス幅のスイッチングパターンを有するスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＷでスイッチングされる。

つぎに、入力電流及び出力電圧をそれぞれ３相交流波形（例えば、正弦波）にできる原理について、図３、図４、図６、及び図７を参照して説明する。図７は、実施の形態におけるマトリックスコンバータの動作を示す波形図である。

入力された交流電力に対して、図３に示す６個のモードＩ〜ＶＩのそれぞれについて図４（ａ）〜（ｆ）に示す仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行う。図４（ａ）〜（ｆ）に示す仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理では、下記の１），２）が成り立つ。

１）各スイッチング周期の出力電圧の平均は常に一定である。

２）直流電流は、入力電圧の比で入力電流に分配される。また、出力電力が一定の時、この入力電流は、３相交流波形（例えば、正弦波）となる。

そして、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、図３に示す６個のモードＩ〜ＶＩのそれぞれについて図６（ａ）〜（ｆ）に示す仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行う。図４の異なる３種のパルス（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）のそれぞれを出力電圧の変調信号（Ｕ相の電圧指令、Ｖ相の電圧指令、Ｗ相の電圧指令）で変調することを考える。例えば、Ｕ相の電圧指令の信号レベルをｈ（０〜１）とすると３種類の区間の選択幅は、それぞれｈｘ、ｈｙ、ｈｚとなるので、キャリア区間の平均電圧は、ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）となり、上記で１）よりｘ＝Ｔ｜ａ｜、ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であり、ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚは、一定であるので、ｈに比例した電圧となる。Ｕ相の電圧指令の信号レベルｈは、３相交流波形（例えば、正弦波）で変化するので、出力は、電圧指令と同様な３相交流波形（例えば、正弦波）で出力できることになる。直流電流の分配について考える。ｘ、ｙ、ｚのパルス幅の時、直流電流は、入力電圧の比で入力電流に分配される事から、同じように、パルス幅は、ｈｘ、ｈｙ、ｈｚの場合、直流電流は、入力電圧の比で入力電流に分配される。仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理による交流電圧が一定の場合（例えば、正弦波電圧出力で負荷が線形負荷の時等）、３相交流波形（例えば、正弦波）となる。
まとめると、下記の（１），（２）が得られる。

（１）仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における入力電流は、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理による出力電圧が一定である時、３相交流波形（例えば、正弦波）とすることができる。通常、短時間（１秒程度）では、電力は一定である。

（２）仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理による出力電圧は、変調信号（第２の制御信号）と同様な信号で得ることができる。

上記の（１），（２）は、例えば、図７（ａ）〜（ｄ）に示すように高負荷の場合に成り立つだけでなく、図７（ｅ）〜（ｈ）に示すように低負荷の場合にも成り立つ。図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は、それぞれ、高負荷時における双方向スイッチ回路１０の入力電圧、入力電流、出力電圧、出力電流の波形を示す。例えば、図７（ｂ）と図７（ｆ）とを比較することで、高負荷時及び低負荷時のいずれにおいても、入力電流を正弦波にできることが分かる。また、例えば、図７（ｃ）と図７（ｇ）とを比較することで、高負荷時及び低負荷時のいずれにおいても、出力電圧を正弦波にできることが分かる。

つぎに、スイッチング回数を抑制できる原理について説明する。

上記のように、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理では、１つのキャリア波形パターンの間（スイッチング周期Ｔ）に入力側の３種類のパルス（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を３種類の区間ごとに出力側の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に変調することになる。

仮に、１つのキャリア波形パターンを３種類の区間ごとに同様の三角波で構成する場合、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷについてスイッチング周期Ｔごとに３回のスイッチング回数が必要となる。

それに対して、本実施の形態では、図６に示すように、それぞれの入力電圧相の選択をみるとＲ、Ｓ、Ｔ相が、１つのキャリア波形パターンについて重なりを持ちながら現れる。すなわち、図６（ａ）〜（ｆ）に示す複数の第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６のそれぞれは、複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有する。なお、各モードＩ〜ＶＩは、複数のスイッチング周期Ｔを含む。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、区間ＴＳ１１及び区間ＴＳ１２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、区間ＴＳ１２及び区間ＴＳ１３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、区間ＴＳ２１及び区間ＴＳ２２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、区間ＴＳ２３及び区間ＴＳ２１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、区間ＴＳ３２及び区間ＴＳ３３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、区間ＴＳ３３及び区間ＴＳ３１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、区間ＴＳ４２及び区間ＴＳ４３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、区間ＴＳ４１及び区間ＴＳ４２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、区間ＴＳ５３及び区間ＴＳ５１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、区間ＴＳ５１及び区間ＴＳ５２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、区間ＴＳ６３及び区間ＴＳ６１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有し、区間ＴＳ６２及び区間ＴＳ６３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

より具体的には、各第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６は、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうち電圧値の大きい電圧相を＋側相とし電圧値の小さい電圧相を−側相とするとき、区間が切り換わる際に＋側相及び−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つの区間に跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、区間が切り換わる際に＋側相及び−側相で反転する相がある場合、切り換わる２つの区間の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、区間ＴＳ１１及び区間ＴＳ１２について−側相に共通するＴ相があるので、区間ＴＳ１１及び区間ＴＳ１２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、区間ＴＳ１２及び区間ＴＳ１３について＋側相に共通するＲ相があるので、区間ＴＳ１２及び区間ＴＳ１３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２１は、区間ＴＳ１３及び区間ＴＳ１１について＋側相及び−側相で反転するＳ相があるので、区間ＴＳ１３及び区間ＴＳ１１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、区間ＴＳ２１及び区間ＴＳ２２について−側相に共通するＴ相があるので、区間ＴＳ２１及び区間ＴＳ２２に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、区間ＴＳ２２及び区間ＴＳ２３について＋側相及び−側相で反転するＲ相があるので、区間ＴＳ２２及び区間ＴＳ２３の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２２は、区間ＴＳ２３及び区間ＴＳ２１について＋側相に共通するＳ相があるので、区間ＴＳ２３及び区間ＴＳ２１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、区間ＴＳ３１及び区間ＴＳ３２について＋側相及び−側相で反転するＴ相があるので、区間ＴＳ３１及び区間ＴＳ３２の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、区間ＴＳ３２及び区間ＴＳ３３について−側相に共通するＲ相があるので、区間ＴＳ３２及び区間ＴＳ３３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２３は、区間ＴＳ３３及び区間ＴＳ３１について＋側相に共通するＳ相があるので、区間ＴＳ３３及び区間ＴＳ３１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、区間ＴＳ４１及び区間ＴＳ４２について＋側相に共通するＴ相があるので、区間ＴＳ４１及び区間ＴＳ４２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、区間ＴＳ４２及び区間ＴＳ４３について−側相に共通するＲ相があるので、区間ＴＳ４２及び区間ＴＳ４３に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２４は、区間ＴＳ４３及び区間ＴＳ４１について＋側相及び−側相で反転するＳ相があるので、区間ＴＳ４３及び区間ＴＳ４１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、区間ＴＳ５１及び区間ＴＳ５２について＋側相に共通するＴ相があるので、区間ＴＳ５１及び区間ＴＳ５２に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、区間ＴＳ５２及び区間ＴＳ５３について＋側相及び−側相で反転するＲ相があるので、区間ＴＳ５２及び区間ＴＳ５３の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２５は、区間ＴＳ５３及び区間ＴＳ５１について−側相に共通するＳ相があるので、区間ＴＳ５３及び区間ＴＳ５１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、区間ＴＳ６１及び区間ＴＳ６２について＋側相及び−側相で反転するＴ相があるので、区間ＴＳ６１及び区間ＴＳ６２の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、区間ＴＳ６２及び区間ＴＳ６３について＋側相に共通するＲ相があるので、区間ＴＳ６２及び区間ＴＳ６３に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。第２のキャリア波形パターンＣＷ２６は、区間ＴＳ６３及び区間ＴＳ６１について−側相に共通するＳ相があるので、区間ＴＳ６３及び区間ＴＳ６１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

また、各第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６は、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とするとき、モードが切り換わる際に＋側相及び−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つのモードに跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、モードが切り換わる際に＋側相及び−側相で反転する相がある場合、切り換わる２つのモードの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、モードＩからモードＩＩに切り換わる際に、区間ＴＳ１３及び区間ＴＳ２１について＋側相及び−側相で反転するＳ相があるので、区間ＴＳ１３及び区間ＴＳ２１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、モードＩＩからモードＩＩＩに切り換わる際に、区間ＴＳ２３及び区間ＴＳ３１について＋側相に共通するＳ相があるので、区間ＴＳ２３及び区間ＴＳ３１に跨って下側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、モードＩＩＩからモードＩＶに切り換わる際に、区間ＴＳ３３及び区間ＴＳ４１について＋側相及び−側相で反転するＳ相があるので、区間ＴＳ３３及び区間ＴＳ４１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、モードＩＶからモードＶに切り換わる際に、区間ＴＳ４３及び区間ＴＳ５１について＋側相及び−側相で反転するＳ相があるので、区間ＴＳ４３及び区間ＴＳ５１の境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。

例えば、モードＶからモードＶＩに切り換わる際に、区間ＴＳ５３及び区間ＴＳ６１について−側相に共通するＳ相があるので、区間ＴＳ５３及び区間ＴＳ６１に跨って上側に山型にレベルが変化するパターンを有する。

このように、立ち上がりと立ち下がりの鋸歯状波を組み合わせて１つのキャリア波形パターン（第２のキャリア波形パターン）を構成することで、各スイッチング周期Ｔにおける各相の選択が１回になるようにすることができる。すなわち、最大電圧相は、必ず＋側相であり、最小電圧相は、必ず−側相である。中間電圧相は、最大電圧相に対しては、−側相となり、最小電圧相に対しては、＋側相になる。＋側相は、第２の制御信号（例えば、Ｕ相の電圧指令）が第２のキャリア波形パターンより上側になる期間を選択し、−側相は、第２の制御信号（例えば、Ｕ相の電圧指令）が第２のキャリア波形パターンより下側になる期間を選択するようにする。この場合、下側に山型になるように立ち下がりの鋸歯状波と立ち上がりの鋸歯状波とを連続させると最大電圧相の選択は１回で済む。また、上側に山型になるように立ち上がりの鋸歯状波と立ち下がりの鋸歯状波とを連続させると最小電圧相の選択は１回で済む。これにより、各モード内において、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷについてスイッチング周期Ｔごとに１回のスイッチング回数を実現できる。また、モードが切り換わる際においても、実質的に、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷについてスイッチング周期Ｔごとに１回のスイッチング回数を実現できる。言い換えると、各モード内とモード間の切り換わりとで、同様の制御を実現できるので、切り替わりに伴う断続により発生する出力電圧の揺らぎ（デッドタイム等による揺らぎ）を低減でき、切り替わり目のショックも低減できる。

また、複数の線間電圧発生区間に跨って各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＵのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＵをＯＮレベルに維持できるので、図６に示すように、双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＵのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＵのパルス幅を広く確保できる（双方向スイッチＳＲＶ〜ＳＴＶ，ＳＲＷ〜ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＶ〜φＳＴＶ，φＳＲＷ〜φＳＴＷについても同様）。すなわち、パルス幅を低負荷時でもデッドタイムに比べて大きく確保できるので、低負荷時における波形の歪率を高負荷時と同等程度に抑制できる。例えば、図７（ｃ）、（ｄ）（高負荷時）と図７（ｇ）、（ｈ）（低負荷時）とを比較することで、低負荷時における波形の歪率を高負荷時と同等程度に抑制できることが分かる。

つぎに、スイッチング制御部２０及びセンサレスベクトル制御部３０の内部構成例、すなわち仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うための内部構成例について説明する。以下では、センサレスベクトル制御部３０の内部構成例、及び、スイッチング制御部２０の第１の内部構成例〜第３の内部構成例について例示的に説明する。なお、仮想的な直流電圧を生成する処理はあくまで仮想的な処理であって実際にその処理自体が行われるわけではない。

まず、実施の形態におけるセンサレスベクトル制御部３０の内部構成例について、図８を参照して説明する。図８は、実施の形態におけるセンサレスベクトル制御部の内部構成例を示す図である。

電動機である負荷ＬＤが例えばＰＭＳＭ（永久磁石同期電動機）である場合、ロータの回転とステータコイルが発生する回転磁界を同期させる必要があるため、ロータの位置（回転位置）に同期して駆動制御を行う必要があるが、電動機が位置検出用のセンサを持たないセンサレス同期モータの場合は、ロータの位置（回転位置）を推定し、その推定したロータ位置に同期して駆動制御を行う。

例えば、永久磁石同期電動機をベクトル制御により駆動制御する場合、所謂位置センサレスベクトル制御を行う。この位置センサレスベクトル制御を用いて、正弦波駆動により永久磁石同期電動機を駆動する場合は、ステータ巻線の各相に流れる相電流を検出することによって、ロータの位置を推定してロータの回転を制御する。

また、マトッリクスコンバータにおいては、入力された交流電力を出力する交流電力に直接変換する構成であるため、構造上、直流中間回路が存在しない。このため、マトリックスコンバータにおいて位置センサレスベクトル制御を適用する場合、位置センサレスベクトル制御において必要となる直流電圧に相当する直流相当電圧を求める必要がある。

従って、本実施の形態では、センサレスベクトル制御部３０は、３相交流電源ＰＳの各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の電圧を検出し、各線間電圧から直流相当電圧Ｖｄｃを算出する直流相当電圧算出部７０を有している。なお、図８に示す例では、各相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを検出する例を示したが、３相のうち何れか２相の電圧（例えば、Ｖｒ，Ｖｔ）を検出して線間電圧を得る構成としてもよい。

センサレスベクトル制御部３０は、負荷ＬＤである電動機の速度指令ωｍ＊を外部（例えば、上位のコントローラ）から受け、３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを電流検出部６０（図１参照）から受ける。センサレスベクトル制御部３０は、速度指令ωｍ＊、３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、及び直流相当電圧算出部７０により算出される直流相当電圧Ｖｄｃに基づいて、３相の電圧指令ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗを生成する。例えば、センサレスベクトル制御部３０は、電動機におけるロータが速度指令ωｍ＊に従って回転するように、３相の電圧指令ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗを生成する。

このとき、センサレスベクトル制御部３０は、相電流を永久磁石トルクに比例する「トルク電流成分」（ｑ軸成分）、及び、磁束の大きさを変える「励磁電流成分」（ｄ軸成分）に分離して扱うことで、制御性の向上（高効率、高速応答など）を実現可能にする。

交流の場合、３相固定座標系で取り扱うと各相の電圧や電流は定常状態であっても常に変化するので、制御器によって対象物を指令値に追従させるのは難しい。例えば、一般的に電流制御器はＰＩ（比例積分）制御器が用いられるが、比例制御ゲインを大きくして追従を良くさせようとすると制御が不安定になったりしてしまう。

このような場合に広く用いられている座標系として、ｄｑ座標系がある。これは、ロータの磁石方向を基準としており、ロータの回転に合わせて座標軸も回転する回転座標系である。固定座標系で交流量である電圧、電流は、この回転座標系では直流量として扱うことができ、定常状態では一定値となる。また、ＰＩ制御器を用いたとしても、定常偏差のない電流制御が実現できる。例えば、磁石のＳ→Ｎ極方向へｄ軸、ｄ軸から回転方向へ電気角９０［ｄｅｇ］ずらしてｑ軸を取ったものを用いる。

具体的には、センサレスベクトル制御部３０は、上述した直流相当電圧算出部７０に加え、ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３１、位置・速度推定器３２、１／Ｐｎ変換器３３、減算器３４、減算器３５、速度制御器３６、減算器３７、ｄ軸ｑ軸電圧設定器３８、及びｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３９を有する。

ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３１は、３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを電流検出部６０（図１参照）から受け、固定座標系（ＵＶＷ座標系）に対する回転座標系（ｄｑ座標系）の位相角θｄｑを位置・速度推定器３２から受ける。ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３１は、位相角θｄｑを用いて、固定座標系の電流ベクトル（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を回転座標系の電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）へ座標変換する。ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３１は、変換されたｄ軸電流ｉｄを位置・速度推定器３２、及び減算器３５へ出力し、変換されたｑ軸電流ｉｑを位置・速度推定器３２、及び減算器３７へ出力する。

位置・速度推定器３２は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑをｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３１から受け、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊をｄ軸ｑ軸電圧設定器３８から受ける。位置・速度推定器３２は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に基づいて、電圧ベクトルの電気角で表される推定角速度ωｅ及び回転座標系の位相角θｄｑをそれぞれ推定する。位置・速度推定器３２は、推定角速度ωｅを１／Ｐｎ変換器３３へ出力し、位相角θｄｑをｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３１及びｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３９へ出力する。

１／Ｐｎ変換器３３は、推定角速度ωｅを位置・速度推定器３２から受ける。１／Ｐｎ変換器３３は、例えば推定角速度ωｅに１／Ｐｎ（Ｐｎは極対数）を乗算することにより、推定角速度ωｅをモータＭにおけるロータの機械角で表される推定角速度ωｍに変換する。１／Ｐｎ変換器３３は、推定角速度ωｍを減算器３４へ出力する。

減算器３４は、推定角速度ωｍを１／Ｐｎ変換器３３から受け、速度指令ωｍ＊を外部（例えば、上位のコントローラ）から受ける。減算器３４は、速度指令ωｍ＊から推定角速度ωｍを減算して速度偏差Δωを求め、求められた速度偏差Δωを速度制御器３６へ出力する。

減算器３５は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を外部（例えば、上位のコントローラ）から受け、ｄ軸電流ｉｄをｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３１から受ける。減算器３５は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊からｄ軸電流ｉｄを減算してｄ軸電流偏差Δｉｄを求め、求められたｄ軸電流偏差Δｉｄをｄ軸ｑ軸電圧設定器３８へ出力する。

速度制御器３６は、速度偏差Δωを減算器３４から受ける。速度制御器３６は、速度偏差Δωがゼロに近づくようなｑ軸電流指令ｉｑ＊を求める。速度制御器３６は、求められたｑ軸電流指令ｉｑ＊を減算器３７へ出力する。

減算器３７は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を速度制御器３６から受け、ｑ軸電流ｉｑをｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３１から受ける。減算器３７は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊からｑ軸電流ｉｑを減算してｑ軸電流偏差Δｉｑを求め、求められたｑ軸電流偏差Δｉｑをｄ軸ｑ軸電圧設定器３８へ出力する。

ｄ軸ｑ軸電圧設定器３８は、ｄ軸電流偏差Δｉｄを減算器３５から受け、ｑ軸電流偏差Δｉｑを減算器３７から受ける。ｄ軸ｑ軸電圧設定器３８は、ｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑに応じて（例えば、ｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑがそれぞれゼロに近づくように）、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊をそれぞれ求める。ｄ軸ｑ軸電圧設定器３８は、求められたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を位置・速度推定器３２及びｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３９へ出力する。

ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３９は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊をｄ軸ｑ軸電圧設定器３８から受け、直流相当電圧Ｖｄｃを直流相当電圧算出部７０から受け、固定座標系（ＵＶＷ座標系）に対する回転座標系（ｄｑ座標系）の位相角θｄｑを位置・速度推定器３２から受ける。ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３９は、位相角θｄｑを用いて、回転座標系の電圧ベクトル（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を固定座標系の電圧ベクトル（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）へ座標変換する。

また、ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３９は、規格化器３９ａを有する。規格化器３９ａは、直流相当電圧Ｖｄｃを用いてＶｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅の絶対値を規格化して、規格化された３相の電圧指令ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗとしてそれぞれスイッチング制御部２０に出力する。

ここで、直流相当電圧算出部７０により算出される直流相当電圧Ｖｄｃについて説明する。

直流相当電圧算出部７０は、上述したように、３相交流電源ＰＳの各線間の電圧から直流相当電圧Ｖｄｃを算出する。

直流相当電圧Ｖｄｃは、下記の数式２８で算出することができる。

Ｖｄｃ＝（線間電圧実効値）×（√２×（√３／２））
＝（線間電圧波高値）×（√３／２）・・・数式２８

図１に示す構成において、例えば、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷを図２（ｃ）に示す構成として、２つのＩＧＢＴあるいはＦＥＴのオン電圧による電圧低下分を考慮すると、１つのＩＧＢＴあるいはＦＥＴのオン電圧をＸとしたとき、数式２８は数式２９に変形できる。

Ｖｄｃ＝（線間電圧実効値−２Ｘ）×（√２×（√３／２））
・・・数式２９

さらに、３相交流電源ＰＳの全波整流のリップルを考慮し、直流電圧リップルを低減するための係数をＹ（規格化制御電圧、つまり、電圧指令ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗの最大値、例えば０．９８）としたとき、数式２９は下記の数式３０に変形できる。

Ｖｄｃ＝（線間電圧実効値−２Ｘ）×Ｙ×（√２×（√３／２））
・・・数式３０

なお、３相交流電源ＰＳの電圧が安定している場合には、線間電圧実効値として３相交流電源ＰＳの公称電圧値を用いてもよいし、あるいは、直流相当電圧Ｖｄｃを固定値としてもよい。

つぎに、実施の形態におけるスイッチング制御部の第１の内部構成例について、図９及び図１０を参照して説明する。図９は、実施の形態におけるスイッチング制御部の第１の内部構成例を示す図である。また、図１０は、実施の形態におけるスイッチング制御部の第１から第３の内部構成例における共通部分を示す図である。なお、後述する図１１において、実施の形態におけるスイッチング制御部の第２の内部構成例を示し、同様に、後述する図１２において、実施の形態におけるスイッチング制御部の第３の内部構成例を示している。

図９のスイッチング制御部２０において、図６に示す第２のキャリア波形パターン（ＣＷ２１〜ＣＷ２６）を予め生成し、これら第２のキャリア波形パターンと第２の制御信号（Ｕ相電圧指令ＣＳｕ、Ｖ相電圧指令ＣＳｖ、Ｗ相電圧指令ＣＳｗ）とをコンパレートし、コンパレート結果φＵＨ〜φＷＬ及び現在どの区間であるかを示すデータφＰ１〜φＰ１８を図１０に示す回路２９へ出力し、この図１０に示す回路２９で各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＷを生成する。

具体的には、スイッチング制御部２０において、入力電圧をゼロクロス検出器２１により検出し、カウンタ２３を初期化してカウンタ２３をスタートする。カウンタ２３は、キャリア用クロック発生器２２で発生されたキャリアクロックに同期して、ゼロクロス点をカウントする。ＲＯＭ２４は、入力電圧の１スイッチング周期Ｔの第２のキャリア波形パターンごとのデータを格納している。コンパレータ２５〜２７及び位相データ発生器２８は、カウンタ２３のデータ（第１のキャリア波形パターン）に応じて、キャリアクロック単位のＲＯＭ２４からキャリアデータを読み出すことによって図６（ａ）〜（ｆ）の１スイッチング周期Ｔごとのキャリアデータ（第２のキャリア波形パターン）がコンパレータ２５〜２７及び位相データ発生器２８へ出力される。

スイッチング制御部２０において、コンパレータ２５〜２７は、それぞれ、センサレスベクトル制御部３０から入力されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令（第２の制御信号）ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗと第２のキャリア波形パターンとをコンパレートし、コンパレート結果φＵＨ，φＶＨ，φＷＨを図１０に示す回路２９へ出力する。コンパレート結果φＵＨは、例えば、Ｕ相電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンより上側にあれば、アクティブレベル（例えば、「１」）であり、Ｕ相電圧指令ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンより下側にあれば、ノンアクティブレベル（例えば、「０」）である。コンパレート結果φＶＨは、例えば、Ｖ相電圧指令ＣＳｖが第２のキャリア波形パターンより上側にあれば、アクティブレベル（例えば、「１」）であり、Ｖ相電圧指令ＣＳｖが第２のキャリア波形パターンより下側にあれば、ノンアクティブレベル（例えば、「０」）である。コンパレート結果φＷＨは、例えば、Ｗ相電圧指令ＣＳｗが第２のキャリア波形パターンより上側にあれば、アクティブレベル（例えば、「１」）であり、Ｗ相電圧指令ＣＳｗが第２のキャリア波形パターンより下側にあれば、ノンアクティブレベル（例えば、「０」）である。

また、インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３は、それぞれ、コンパレート結果φＵＨ，φＶＨ，φＷＨを論理反転させたコンパレート結果φＵＬ，φＶＬ，φＷＬを生成し図１０に示す回路へ出力する。

位相データ発生器２８は、第２のキャリア波形パターンを受けて、第２のキャリア波形パターンに応じて現在の区間がどの区間であるのかを示すデータφＰ１〜φＰ１８を発生させて図１０に示す回路２９へ出力する。例えば、位相データ発生器２８は、現在の区間が区間ＴＳ１１であると認識した場合、区間ＴＳ１１用データφＰ１をアクティブレベル（例えば、「１」）にし、他のデータφＰ２〜φＰ１８をノンアクティブレベル（例えば、「０」）にして、図１０に示す回路２９へ出力する。

図１０に示す回路２９は、例えば、コンパレート結果φＵＨ〜φＷＬと、現在どの区間であるかを示すデータφＰ１〜φＰ１８とを用いて論理演算を行い、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＷを生成する。

例えば、双方向スイッチＵＲＰは、Ｒ相とＵ相との間に接続された双方向スイッチである。図６（ａ）〜（ｆ）の中で、Ｒ相を正側として選択するのは、区間ＴＳ１２，ＴＳ１３，ＴＳ２２，ＴＳ５３，ＴＳ６２，ＴＳ６３である。図１０に示す回路では、この区間ＴＳ１２，ＴＳ１３，ＴＳ２２，ＴＳ６２，ＴＳ５３，ＴＳ６３用のデータφＰ２，φＰ３，φＰ５，φＰ１５，φＰ１７，φＰ１８をＯＲゲートＯＲ１〜ＯＲ３でＯＲ演算し、そのＯＲ演算の結果とコンパレート結果φＵＨとをＡＮＤゲートＡＮＤ１でＡＮＤ演算する。

また、図６（ａ）〜（ｆ）の中で、Ｒ相を負側として選択するのは、区間ＴＳ２３，ＴＳ３２，ＴＳ３３，ＴＳ４２，ＴＳ４３，ＴＳ５２である。図１０に示す回路では、この区間ＴＳ２３，ＴＳ３２，ＴＳ３３，ＴＳ４２，ＴＳ４３，ＴＳ５２用のデータφＰ６，φＰ８，φＰ９，φＰ１１，φＰ１２，φＰ１４をＯＲゲートＯＲ４〜ＯＲ６でＯＲ演算し、そのＯＲ演算の結果とコンパレート結果φＵＬとをＡＮＤゲートＡＮＤ２でＡＮＤ演算する。

そして、ＡＮＤゲートＡＮＤ１の出力とＡＮＤゲートＡＮＤ２の出力とをＯＲゲートＯＲ７でＯＲ演算してその演算結果がスイッチング信号φＵＲＰとして双方向スイッチＵＲＰへ出力される。

このような演算について、ＯＲ演算を＋で表し、ＡＮＤ演算を＊で表すと、スイッチング信号φＵＲＰは、下記の数式３１で表される。

φＵＲＰ＝φＵＨ＊（φＰ２＋φＰ３＋φＰ５＋φＰ１５＋φＰ１７＋φＰ１８）＋φＵＬ＊（φＰ６＋φＰ８＋φＰ９＋φＰ１１＋φＰ１２＋φＰ１４）・・・数式３１
同様にして、下記の数式３２〜数式３９が得られる。

φＶＲＰ＝φＶＨ＊（φＰ２＋φＰ３＋φＰ５＋φＰ１５＋φＰ１７＋φＰ１８）＋φＶＬ＊（φＰ６＋φＰ８＋φＰ９＋φＰ１１＋φＰ１２＋φＰ１４）・・・数式３２

φＷＲＰ＝φＷＨ＊（φＰ２＋φＰ３＋φＰ５＋φＰ１５＋φＰ１７＋φＰ１８）＋φＷＬ＊（φＰ６＋φＰ８＋φＰ９＋φＰ１１＋φＰ１２＋φＰ１４）・・・数式３３

φＵＳＰ＝φＵＨ＊（φＰ１＋φＰ４＋φＰ６＋φＰ７＋φＰ９＋φＰ１２）＋φＵＬ＊（φＰ３＋φＰ１０＋φＰ１３＋φＰ１５＋φＰ１６＋φＰ１８）・・・数式３４

φＶＳＰ＝φＶＨ＊（φＰ１＋φＰ４＋φＰ６＋φＰ７＋φＰ９＋φＰ１２）＋φＶＬ＊（φＰ３＋φＰ１０＋φＰ１３＋φＰ１５＋φＰ１６＋φＰ１８）・・・数式３５

φＷＳＰ＝φＷＨ＊（φＰ１＋φＰ４＋φＰ６＋φＰ７＋φＰ９＋φＰ１２）＋φＷＬ＊（φＰ３＋φＰ１０＋φＰ１３＋φＰ１５＋φＰ１６＋φＰ１８）・・・数式３６

φＵＴＰ＝φＵＨ＊（φＰ８＋φＰ１０＋φＰ１１＋φＰ１３＋φＰ１４＋φＰ１６）＋φＵＬ＊（φＰ１＋φＰ２＋φＰ４＋φＰ５＋φＰ７＋φＰ１７）・・・数式３７

φＶＴＰ＝φＶＨ＊（φＰ８＋φＰ１０＋φＰ１１＋φＰ１３＋φＰ１４＋φＰ１６）＋φＶＬ＊（φＰ１＋φＰ２＋φＰ４＋φＰ５＋φＰ７＋φＰ１７）・・・数式３８

φＷＴＰ＝φＷＨ＊（φＰ８＋φＰ１０＋φＰ１１＋φＰ１３＋φＰ１４＋φＰ１６）＋φＷＬ＊（φＰ１＋φＰ２＋φＰ４＋φＰ５＋φＰ７＋φＰ１７）・・・数式３９

数式３１〜数式３９は、図１０に示す回路の構成を示す式であるとみなすこともできる。

第１の内部構成例では、図９によって、ゼロクロスを起点として１スイッチング周期の第２のキャリア波形パターンがＲＯＭから読み出され、コンパレータ２５〜２７により第２の制御信号と第２のキャリア波形パターンとがコンパレートされてそのコンパレート結果φＵＨ〜φＷＬが出力され、位相データ発生器２８から１８個の区間信号（φＰ１〜φＰ１８）が出力される。そして、図１０に示す回路２９において、上述した論理演算を行い、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＷを生成し、図１の双方向スイッチをＯＮ・ＯＦＦさせる。これにより、入力電流が正弦波となり、出力電圧が正弦波となる。

つぎに、実施の形態にかかるスイッチング制御部の第２の内部構成例について、図１１を参照して説明する。図１１は、実施の形態におけるスイッチング制御部の第２の内部構成例を示す図である。

第１の内部構成例では、第２の制御信号ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗとコンパレートすべき第２のキャリア波形パターンをＲＯＭデータとして予め用意しているが、ＲＯＭデータは、キャリアクロック毎のデータとなる為、ＲＯＭ容量は大きくなる。

そこで、図１１に示す第２の内部構成例では、第２の制御信号ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗとコンパレートすべき第２のキャリア波形パターンのデータを回路で生成することで、ＲＯＭ容量を低減する。

具体的には、図１１に示す正弦波用ＲＯＭ１２１は、正弦波のデータを格納している。コンパレータ１２２は、カウンタ２３のデータ（第１のキャリア波形パターン）と正弦波用ＲＯＭ１２１から読み出した正弦波のデータとをコンパレートすることで時間を計測する。キャリア波形生成器１２３は、コンパレータ１２２で計測された測定値より傾きを演算し、第２の制御信号ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗとコンパレートすべきキャリア波形（第２のキャリア波形パターン）を生成する。

第２の内部構成例では、コンパレータ１２２により区間の切換り目の時間計測を行い、第２のキャリア波形パターンが生成され、コンパレータ２５〜２７により第２の制御信号と第２のキャリア波形パターンとがコンパレートされてそのコンパレート結果φＵＨ〜φＷＬが出力され、位相データ発生器２８から１８個の区間信号（φＰ１〜φＰ１８）が出力される。そして、図１０に示す回路２９において、図９に示す第１の内部構成例と同様の論理演算を行い、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＷを生成し、図１の双方向スイッチをＯＮ・ＯＦＦさせる。これにより、入力電流が正弦波となり、出力電圧が正弦波となる。

つぎに、実施の形態にかかるスイッチング制御部の第３の内部構成例について、図１２を参照して説明する。図１２は、実施の形態におけるスイッチング制御部の第３の内部構成例を示す図である。

図１２に示す第３の内部構成例では、スイッチング制御部２０において、コンパレータ１２２は、カウンタ２３のデータ（第１のキャリア波形パターン）と正弦波用ＲＯＭ１２１から読み出した正弦波のデータとをコンパレートすることで、スイッチング周期Ｔにおける３区間（例えば、図６（ａ）に示すモードＩにおけるＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３）を演算で求めて乗算器２２１−１〜２２１−９へ出力する。

乗算器２２１−１〜２２１−３は、それぞれ、スイッチング周期Ｔにおける３区間のうち対応する区間のデータと、Ｕ相電圧指令ＣＳｕとを乗算する。乗算器２２１−１〜２２１−３は、それぞれ、乗算結果をコンパレータ２２３−１〜２２３−３へ出力する。

乗算器２２１−４〜２２１−６は、それぞれ、スイッチング周期Ｔにおける３区間のうち対応する区間のデータと、Ｖ相電圧指令ＣＳｖとを乗算する。乗算器２２１−４〜２２１−６は、それぞれ、乗算結果をコンパレータ２２３−４〜２２３−６へ出力する。

乗算器２２１−７〜２２１−９は、それぞれ、スイッチング周期Ｔにおける３区間のうち対応する区間のデータと、Ｗ相電圧指令ＣＳｗとを乗算する。乗算器２２１−７〜２２１−９は、それぞれ、乗算結果をコンパレータ２２３−７〜２２３−９へ出力する。

カウンタ２２２は、スイッチング周期Ｔにおける３区間のデータに応じて、キャリア用クロック発生器２２で発生されたキャリアクロックを積算し、キャリアクロックの積算値をコンパレータ２２３−１〜２２３−９へ出力する。

コンパレータ２２３−１〜２２３−３は、乗算器２２１−１〜２２１−３の乗算結果とキャリアクロックの積算値とをコンパレートし、コンパレート結果を合成器２２４−１へ出力する。合成器２２４−１は、コンパレート結果と位相データ発生器２８から出力される１８個の区間信号（φＰ１〜φＰ１８）とを合成して、合成されたコンパレート結果φＵＨを図１０に示す回路へ出力する。

コンパレータ２２３−４〜２２３−６は、乗算器２２１−４〜２２１−６の乗算結果とキャリアクロックの積算値とをコンパレートし、コンパレート結果を合成器２２４−２へ出力する。合成器２２４−２は、コンパレート結果と位相データ発生器２８から出力される１８個の区間信号（φＰ１〜φＰ１８）とを合成して、合成されたコンパレート結果φＶＨを図１０に示す回路へ出力する。

コンパレータ２２３−７〜２２３−９は、乗算器２２１−７〜２２１−９の乗算結果とキャリアクロックの積算値とをコンパレートし、コンパレート結果を合成器２２４−３へ出力する。合成器２２４−３は、コンパレート結果と位相データ発生器２８から出力される１８個の区間信号（φＰ１〜φＰ１８）とを合成して、合成されたコンパレート結果φＷＨを図１０に示す回路へ出力する。

第３の内部構成例では、コンパレータ１２２により区間の切換り目の時間計測を行い、第２の制御信号と時間計測した数値とを乗算し、時間を加味した第２の制御信号とキャリアクロックの積算時間とをコンパレートして、コンパレート結果を出力している。

すなわち、第２の内部構成例が第２の制御信号のレベルでコンパレートしたのに対して、第３の内部構成例では、第２の制御信号を時間領域の値に換算して、時間領域でコンパレートしている。第２の内部構成例及び第３の内部構成例は、コンパレートの方法が異なるが、得られるコンパレート結果としては同等のものになる。そして、コンパレート結果、及び、１８個の区間信号（φＰ１〜φＰ１８）が出力される。そして、図１０に示す回路２９において、図９に示す第１の内部構成例及び図１１に示す第２の内部構成例と同様の論理演算を行い、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＷを生成し、図１の双方向スイッチをＯＮ・ＯＦＦさせる。これにより、入力電流が正弦波となり、出力電圧が正弦波となる。

以上のように、実施の形態では、出力側の相に対応した電圧指令に基づき双方向スイッチ回路１０をスイッチング制御するスイッチング制御部２０と、電動機（負荷ＬＤ）に流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ及び入力された３相交流電力における各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに基づき電圧指令ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗを生成する際に、電動機に流れる電流をｑ軸電流とｄ軸電流とに分解して電動機のセンサレスベクトル制御を行うセンサレスベクトル制御部３０とを備え、スイッチング制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードＩ〜ＶＩに応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモードＩ〜ＶＩに応じて異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。具体的には、センサレスベクトル制御部３０は、３相交流電源ＰＳの各相の電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを検出し、各相間の電圧から直流相当電圧Ｖｄｃを算出する直流相当電圧算出部７０（図８参照）を有し、直流相当電圧Ｖｄｃにより規格化された電圧指令ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗを生成する。また、スイッチング制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、複数のモードＩ〜ＶＩに応じて異なる第１のキャリア波形パターンＣＷ１１〜ＣＷ１３（図４参照）を用いて仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモードＩ〜ＶＩに応じて異なる第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６（図６参照）を用いて仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。これにより、位置検出器や速度検出器のようなセンサを用いないセンサレス構成で交流電力を交流電力に直接変換できるマトリックスコンバータを得ることができ、また、マトリックス演算のような複雑な演算を行うことなく、簡易な処理でセンサレスベクトル制御が可能となる。

また、実施の形態では、スイッチング制御部２０は、複数のモードＩ〜ＶＩのそれぞれにおいて、第１のキャリア波形パターンＣＷ１１〜ＣＷ１３と入力側の相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）に対応した第１の制御信号（例えば、図４に示す変調波形１，２Ａ，２Ｂ，３）とを比較して、複数の線間電圧発生区間ＴＳ１１〜ＴＳ６３を求める。そして、スイッチング制御部２０は、複数の線間電圧発生区間ＴＳ１１〜ＴＳ６３に対応した第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６を生成し、生成された第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６と出力側の相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応した第２の制御信号（電圧指令）ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗとを比較して、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。これにより、複雑なマトリックス演算を行うことなく、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を簡易に行うことができる。

また、実施の形態では、スイッチング制御部２０は、入力された３相交流電力における最大電圧相、最小電圧相、及び中間電圧相を認識する。そして、スイッチング制御部２０は、１スイッチング周期Ｔ中の複数の線間電圧発生区間を、中間電圧相及び最小電圧相に対応した第１の区間と、最大電圧相及び最小電圧相に対応した第２の区間と、最大電圧相及び中間電圧相に対応した第３の区間とに分けて求める。第１の区間は、例えば、図６に示す区間ＴＳ１１，ＴＳ２２，ＴＳ３２，ＴＳ４３，ＴＳ５３，ＴＳ６１を含む。第２の区間は、例えば、図６に示す区間ＴＳ１２，ＴＳ２１，ＴＳ３３，ＴＳ４２，ＴＳ５１，ＴＳ６３を含む。第３の区間は、例えば、図６に示す区間ＴＳ１３，ＴＳ２３，ＴＳ３１，ＴＳ４１，ＴＳ５２，ＴＳ６２を含む。従って、１スイッチング周期Ｔ中に最大−最小、最大−中間、中間−最小の３種類の線間電圧を仮想的に発生でき、電流の引き算等の物理現象を利用してその仮想的な線間電圧により仮想的な直流電圧を略一定にすることができ、略一定の仮想的な直流電圧から、各々の電圧区間で作成する第２のキャリア波形パターンと第２の制御信号とをコンパレートしてスイッチング信号を生成できる。これにより、第１の制御信号及び第２の制御信号をそれぞれ正弦波とすることで、マトリックスコンバータ１の入力電流及び出力電圧をそれぞれ容易に正弦波とすることができる。

また、実施の形態では、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６（図６参照）は、複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有する。これにより、各スイッチング周期Ｔにおけるスイッチング回数を低減できるので、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷのスイッチング損失を低減できる。

また、実施の形態では、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６（図６参照）が複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有するので、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＷのパルス幅を容易に広く確保できるので、例えば低負荷時における電流・電圧の波形の歪率を高負荷時と同等程度に抑制できる。これにより、転流の失敗を低減できるので、負荷ＬＤ（例えば、モータ、アクチュエータ等）の故障を抑制できる。また、電力の変換効率を向上できる。

また、実施の形態では、スイッチング制御部２０は、入力された３相交流電力における最大電圧相、最小電圧相、及び中間電圧相を認識する。スイッチング制御部２０により生成される第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６は、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とするとき、モードが切り換わる際に＋側相及び−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つのモードに跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、モードが切り換わる際に＋側相及び−側相で反転する相がある場合、切り換わる２つのモードの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有する。これにより、モードが切り換わる際においても、実質的に、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷについてスイッチング周期Ｔごとに１回のスイッチング回数を実現できる。言い換えると、各モード内とモード間の切り換わりとで、同様の制御を実現できるので、切り替わり目のショックも低減できる。

また、実施の形態では、入力交流電圧のゼロクロス点を演算し、ゼロクロス点を同期信号として各相の入力交流電圧を推定するので、各相の入力交流電圧を検出する場合に比べて、簡易にマトリックスコンバータを構成できる。

また、実施の形態では、第２の制御信号は、他の物理量と演算することなく入力できる。これにより、第２の制御信号を、負荷に供給すべき交流電力と同様のものとすることができ、出力電圧を正弦波とすることが容易である。

なお、上記の実施の形態では、入力された３相交流電力のうち１つの相の交流電力を検出し、検出された交流電力のゼロクロス点を演算し、そのゼロクロス点を起点として入力側の各相の交流電圧を推定しているが、入力された３相交流電力をそれぞれ検出することで認識してもよい。

以上のように、本発明にかかるマトリックスコンバータは、３相交流電力の３相交流電力への直接変換に有用である。

１ マトリックスコンバータ
１０ 双方向スイッチ回路
２０ スイッチング制御部
３０ センサレスベクトル制御部
４０ ３相リアクトル
５０ 入力コンデンサ
６０ 電流検出部
７０ 直流相当電圧算出部
ＬＤ 負荷
ＰＳ ３相交流電源

Claims (3)

1. 入力された３相交流電力を３相交流電力に直接変換して電動機を駆動するマトリックスコンバータであって、
   前記入力された３相交流電力の前記電動機への供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、
   出力側の相に対応した電圧指令に基づき前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御するスイッチング制御部と、
   前記電動機に流れる電流及び前記入力された３相交流電力における各相の電圧に基づき前記電圧指令を生成する際に、前記電動機に流れる電流をｑ軸電流とｄ軸電流とに分解して前記電動機のセンサレスベクトル制御を行うセンサレスベクトル制御部と、
   を備え、
   前記センサレスベクトル制御部は、前記入力された３相交流電力における線間電圧から直流相当電圧を算出する直流相当電圧算出部を備え、前記直流相当電圧により規格化された前記電圧指令を生成し、
   前記直流相当電圧算出部は、前記線間電圧の実効値に対し、前記３相交流電力における交流電圧を全波整流したときの直流電圧リップルを低減するための係数を乗じた値を用いて、前記直流相当電圧を算出することを特徴とするマトリックスコンバータ。
2. 前記直流相当電圧算出部は、前記入力された３相交流電力における各相間に挿入された前記双方向スイッチ回路を構成するスイッチング素子のオン電圧分を、前記線間電圧の実効値から差し引いた値を用いて、前記直流相当電圧を算出することを特徴とする請求項１に記載のマトリックスコンバータ。
3. 前記スイッチング制御部は、前記入力された３相交流電力に対して、前記入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択し、選択された２相の線間電圧に対し、前記複数のモードに応じて異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成することを特徴とする請求項１または２に記載のマトリックスコンバータ。

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