JP2019115120A - マトリックスコンバータおよび電力変換システム - Google Patents

Abstract

【課題】入力側の力率を調整する。【解決手段】マトリックスコンバータは、双方向スイッチ回路、同期信号生成部、位相調整部、制御部を有する。同期信号生成部は、入力された３相交流電力に基づく３相交流電圧と同期する３相同期信号を生成する。位相調整部は、３相同期信号の位相を調整する。制御部は、入力された３相交流電力に対して、位相調整部により３相同期信号の位相が調整された３相位相調整後信号における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行う。また、制御部は、入力された３相交流電力のうち２相を選択し、選択した２相の線間電圧に対し、複数のモードに応じて異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、入力された３相交流電力の負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成する。【選択図】図１

Description

本発明は、マトリックスコンバータおよび電力変換システムに関する。

交流電力を交流電力へ直接変換する電力変換器は、一般的に、マトリックスコンバータとして知られている。マトリックスコンバータは、変換するスイッチング素子が１段である。これにより、マトリックスコンバータは、コンバータおよびインバータを組合せた電力変換器に比べて、効率を高めることができる。また、マトリックスコンバータは、直流電圧を扱う回路を有さないことから、平滑用のコンデンサも不要であり、装置寿命が長く、信頼性が高いというメリットがある。

例えば特許文献１には、マトリックスコンバータの変調方法が開示されている。特許文献１では、入力された３相交流電力の位相区間を、この３相交流電力の電圧の大小関係に基づいて６個のモードへ区分する。そして、電圧の最大値を１へ規格化した３相交流電力の電圧から、モードに応じて２相を選択し、選択した２相の電圧をインバータの直流母線ＰＮとみなす。そして、直流母線ＰＮを電圧源とした鋸歯状波のキャリアを生成するとともに、インバータ同様に制御信号をキャリアで変調することでＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成し、ＰＷＭ信号をフィルタにより復調することで制御信号を再現する。特許文献１によれば、マトリックスコンバータにおいても、インバータ同様の電力変換が、簡易な構成および処理により可能であることが示されている。

また、例えば非特許文献１には、マトリックスコンバータの入力側に発電機を接続し、発電機側の力率を調整する技術が開示されている。

特許第５６７２３１９号公報

春名 順之介、伊東 淳一、「発電機を電源とするマトリックスコンバータの制御法」、電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）、一般社団法人電子学会、２００９年５月１日、Vol. 129(2009) No. 5, P. 482 - 489.

しかし、上述の特許文献１に開示されている従来技術では、入力された３相交流電力の電圧位相と電流位相とが一致している。このため、入力された３相交流電力の電流位相と電圧位相とに位相差をもうけ、発電機側の力率を調整できる技術が望まれていた。

本願の開示技術は、上記に鑑みてなされたものであり、例えば、入力側の力率を調整できるマトリックスコンバータおよび電力変換システムを提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、例えば、入力された３相交流電力を３相交流電力に直接変換して負荷へ出力するマトリックスコンバータは、前記入力された３相交流電力の前記負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、前記３相交流電力に基づく３相交流電圧と同期する３相同期信号を生成する同期信号生成部と、前記３相同期信号の位相を調整する位相調整部と、前記入力された３相交流電力に対して、前記位相調整部により前記３相同期信号の位相が調整された３相位相調整後信号における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行うと共に、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択し、選択した２相の線間電圧に対し、前記複数のモードに応じて異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成する制御部と、を備えた。

本願の開示技術によれば、例えば、入力側の力率を調整することができる。

図１は、実施形態にかかる電力変換システムの構成を示す図である。 図２は、実施形態における双方向スイッチの構成を示す図である。 図３は、実施形態における複数のモードを示す図である。 図４は、実施形態の仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における選択２相、区間、区間幅、電圧方向、線間電圧を示す図である。 図５は、実施形態における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を示す図である。 図６は、実施形態における仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示す図である。 図７は、実施形態における制御信号発生部および制御部の構成例を示す図である。 図８は、実施形態における制御部の構成例を示す図である。

以下に、開示技術にかかるマトリックスコンバータの実施形態の一例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

［実施形態］
図１は、実施形態にかかる電力変換システムの構成を示す図である。実施形態にかかる電力変換システムＣＳは、マトリックスコンバータ１を有する。実施形態は、電力変換システムＣＳにおいて、マトリックスコンバータ１の入力側の３相交流発電機を風力発電機とするが、風力発電機に限られず、３相交流発電機一般とすることができる。また、実施形態は、電力変換システムＣＳにおいて、マトリックスコンバータ１の出力側の負荷を電力系統とするが、電力系統に限られず、負荷一般とすることができる。

電力変換システムＣＳは、マトリックスコンバータ１、風力発電システムＧＳを有する。風力発電システムＧＳは、プロペラＰ、発電機Ｇ、位相差情報生成器１００を有する。発電機Ｇには、その回転子にプロペラＰが接続されている。発電機Ｇは、プロペラＰが風力で回転することにより回転子が回転し、３相交流電力を発電する。発電機Ｇは、発電した３相交流電力を、マトリックスコンバータ１へ出力する。

発電機Ｇは、風速やプロペラＰのピッチなどに応じて入力トルク（風速）が変化する。発電機Ｇが風力発電機などの誘導発電機である場合には、入力トルク（風速）に基づいて発電機Ｇの入力力率を算出できることから、例えば、位相差情報生成器１００は、発電機Ｇの入力トルク（風速）に基づく発電機Ｇの入力力率をもとに、発電機Ｇの効率およびマトリックスコンバータ１の電圧利用率を最大にするような発電機Ｇの入力力率の制御を行う位相差θを算出する。そして、位相差情報生成器１００は、所定のタイミングで算出した位相差θをマトリックスコンバータ１へ出力する。なお、所定のタイミングは、発電機Ｇの入力トルク（風速）の変化量が、位相差θを最後に算出したときから所定値以上となったタイミングであってもよいし、リアルタイムもしくは所定周期のタイミングであってもよい。

マトリックスコンバータ１は、発電機Ｇから、３相の電力線Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔを介して３相交流電力が入力される。マトリックスコンバータ１は、入力された３相交流電力を、直流電力に変換することなく、３相交流電力に直接変換して３相の電力線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを介して電力系統ＰＳへ送出する。マトリックスコンバータ１へ入力された３相交流電力と、マトリックスコンバータ１から出力される３相交流電力とは、電圧および周波数が互いに異なる。入力された３相交流電力は、例えば、Ｒ相の交流電力、Ｓ相の交流電力、Ｔ相の交流電力を含む。出力される３相交流電力は、例えば、Ｕ相の交流電力、Ｖ相の交流電力、Ｗ相の交流電力を含む。

図１に示すように、マトリックスコンバータ１は、３相リアクトル４０、入力コンデンサ５０、減算器６０、双方向スイッチ回路１０、制御信号発生部３０、制御部２０を備える。

３相リアクトル４０は、例えば、複数のリアクトル４１〜４３を有する。リアクトル４１は、例えば、Ｒ相の電力線Ｌｒに直列に挿入されている。リアクトル４２は、例えば、Ｓ相の電力線Ｌｓに直列に挿入されている。リアクトル４３は、例えば、Ｔ相の電力線Ｌｔに直列に挿入されている。３相リアクトル４０は、例えば、３相の電力線Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔにおける電流および電圧のリップルを低減する。

入力コンデンサ５０は、例えば、複数のコンデンサ５１〜５３を有する。コンデンサ５１は、例えば、一端がＲ相の電力線Ｌｒに接続され、他端がコンデンサ５２，５３に接続されている。コンデンサ５２は、例えば、一端がＳ相の電力線Ｌｓに接続され、他端がコンデンサ５１，５３に接続されている。コンデンサ５３は、例えば、一端がＴ相の電力線Ｌｔに接続され、他端がコンデンサ５１，５２に接続されている。入力コンデンサ５０は、例えば、３相の電力線Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔにおける電流および電圧のリップルを低減する。

減算器６０は、位相差情報生成器１００から出力された位相差θの入力を受け付ける入力インターフェースを含む。減算器６０は、例えば発電機Ｇから出力された３相交流電力に基づく３相交流電圧（例えば、Ｒ相の交流電圧）と同期する３相同期信号を生成し、３相同期信号に位相差θを減算することで３相同期信号の位相を調整した３相位相調整後信号（後述のＲ相位相差電圧、Ｓ相位相差電圧、Ｔ相位相差電圧）を制御部２０へ出力する。なお、マトリックスコンバータ１は、減算器６０に代えて、加算器を有してもよい。

ここで、発電機Ｇから出力されマトリックスコンバータ１へ入力されるＲ，Ｓ，Ｔの３相交流電力（以下「入力交流電力」という）の電圧は、下記（１．１）式〜（１．３）式でそれぞれ表されるように、電圧の最大振幅を単位振幅１とする規格化が行われたＲ相規格化電圧Ａ、Ｓ相規格化電圧Ｂ、Ｔ相規格化電圧Ｃとする。Ｒ相規格化電圧Ａ、Ｓ相規格化電圧Ｂ、Ｔ相規格化電圧Ｃそれぞれは、√(３／２)を乗ずることで線間電圧実効値へ換算できる。Ｒ相規格化電圧Ａ、Ｓ相規格化電圧Ｂ、Ｔ相規格化電圧Ｃは、入力された３相交流電力に基づく３相交流電圧と同期する３相同期信号の一例である。
Ｒ相規格化電圧 Ａ=sin(ωｔ＋θ) ・・・（１．１）
Ｓ相規格化電圧 Ｂ=sin(ωｔ＋θ＋４π／３) ・・・（１．２）
Ｔ相規格化電圧 Ｃ=sin(ωｔ＋θ＋８π／３) ・・・（１．３）

また、３相交流電力のＲ相の規格化電圧に位相差θが減算されたＲ，Ｓ，Ｔの３相交流電力（以下「位相差交流電力」という）の電圧は、下記（２．１）式〜（２．３）式それぞれで表されるＲ相位相差電圧ａ、Ｓ相位相差電圧ｂ、Ｔ相位相差電圧ｃとする。Ｒ相位相差電圧ａ、Ｓ相位相差電圧ｂ、Ｔ相位相差電圧ｃは、３相同期信号の位相が調整された３相位相調整後信号の一例である。Ｒ相位相差電圧ａ、Ｓ相位相差電圧ｂ、Ｔ相位相差電圧ｃは、Ｒ相規格化電圧Ａ、Ｓ相規格化電圧Ｂ、Ｔ相規格化電圧Ｃと比較して、θが正の場合はそれぞれ位相がθだけ遅れており、θが負の場合はそれぞれ位相がθだけ進んでいる。θが０の場合は、Ｒ相位相差電圧ａとＲ相規格化電圧Ａ、Ｓ相位相差電圧ｂとＳ相規格化電圧Ｂ、Ｔ相位相差電圧ｃとＴ相規格化電圧Ｃのそれぞれが、同位相である。
Ｒ相位相差電圧 ａ=sin(ωｔ) ・・・（２．１）
Ｓ相位相差電圧 ｂ=sin(ωｔ＋４π／３) ・・・（２．２）
Ｔ相位相差電圧 ｃ=sin(ωｔ＋８π／３) ・・・（２．３）

双方向スイッチ回路１０は、発電機Ｇから入力された３相交流電力を３相交流電力へ変換するように、入力された３相交流電力の電力系統ＰＳへの供給をＯＮ／ＯＦＦする。例えば、双方向スイッチ回路１０は、９つの双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶ，ＳＲＷ，ＳＳＷ，ＳＴＷを有する。双方向スイッチ回路１０は、制御部２０による制御のもと、９つの双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷがそれぞれ所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦすることで、入力された３相交流電力を３相交流電力へ変換する。

双方向スイッチＳＲＵは、例えば、Ｒ相の交流電力からＵ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＲＵは、例えば、制御部２０からスイッチング信号φＳＲＵを受けて、スイッチング信号φＳＲＵに応じて、Ｒ相の電力線ＬｒとＵ相の電力線Ｌｕとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＳＵは、例えば、Ｓ相の交流電力からＵ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＳＵは、例えば、制御部２０からスイッチング信号φＳＳＵを受けて、スイッチング信号φＳＳＵに応じて、Ｓ相の電力線ＬｓとＵ相の電力線Ｌｕとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＴＵは、例えば、Ｔ相の交流電力からＵ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＴＵは、例えば、制御部２０からスイッチング信号φＳＴＵを受けて、スイッチング信号φＳＴＵに応じて、Ｔ相の電力線ＬｔとＵ相の電力線Ｌｕとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵは、Ｕ相の電力線Ｌｕに共通に接続されており、双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵから供給されたＵ相の交流電力の成分は、Ｕ相の電力線Ｌｕ上で合成されＵ相の交流電力として電力系統ＰＳへ送出される。

双方向スイッチＳＲＶは、例えば、Ｒ相の交流電力からＶ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＲＶは、例えば、制御部２０からスイッチング信号φＳＲＶを受けて、スイッチング信号φＳＲＶに応じて、Ｒ相の電力線ＬｒとＶ相の電力線Ｌｖとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＳＶは、例えば、Ｓ相の交流電力からＶ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＳＶは、例えば、制御部２０からスイッチング信号φＳＳＶを受けて、スイッチング信号φＳＳＶに応じて、Ｓ相の電力線ＬｓとＶ相の電力線Ｌｖとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＴＶは、例えば、Ｔ相の交流電力からＶ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＴＶは、例えば、制御部２０からスイッチング信号φＳＴＶを受けて、スイッチング信号φＳＲＶに応じて、Ｔ相の電力線ＬｔとＶ相の電力線Ｌｖとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶは、Ｖ相の電力線Ｌｖに共通に接続されており、双方向スイッチＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶから供給されたＶ相の交流電力の成分は、Ｖ相の電力線Ｌｖ上で合成されＶ相の交流電力として電力系統ＰＳへ送出される。

双方向スイッチＳＲＷは、例えば、Ｒ相の交流電力からＷ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＲＷは、例えば、制御部２０からスイッチング信号φＳＲＷを受けて、スイッチング信号φＳＲＷに応じて、Ｒ相の電力線ＬｒとＷ相の電力線Ｌｗとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＳＷは、例えば、Ｓ相の交流電力からＷ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＳＷは、例えば、制御部２０からスイッチング信号φＳＳＷを受けて、スイッチング信号φＳＳＷに応じて、Ｓ相の電力線ＬｓとＷ相の電力線Ｌｗとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＴＷは、例えば、Ｔ相の交流電力からＷ相の交流電力の成分を生成する。双方向スイッチＳＴＷは、例えば、制御部２０からスイッチング信号φＳＴＷを受けて、スイッチング信号φＳＴＷに応じて、Ｔ相の電力線ＬｔとＷ相の電力線Ｌｗとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。

双方向スイッチＳＲＷ，ＳＳＷ，ＳＴＷは、Ｗ相の電力線Ｌｗに共通に接続されており、双方向スイッチＳＲＷ，ＳＳＷ，ＳＴＷから供給されたＷ相の交流電力の成分は、Ｗ相の電力線Ｌｗ上で合成されＷ相の交流電力として電力系統ＰＳへ送出される。

（双方向スイッチ）
図２は、実施形態における双方向スイッチの構成を示す図である。各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷは、例えば、図２（ａ）に示すスイッチＳと等価である。図２（ａ）に示すスイッチＳは、制御部２０から制御端子ＣＴ経由でスイッチング信号を受け、ＯＮして端子Ｔ１と端子Ｔ２とを接続したり、ＯＦＦして端子Ｔ１と端子Ｔ２とを遮断したりする。スイッチＳは、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間で双方向に電流が流れ得る。

図２（ａ）に示すスイッチＳは、理想的なスイッチである。実際にスイッチを構成する素子は、スイッチング時間が存在するため、転流する時の開放モード、短絡モードを考慮して、例えば、図２（ｂ）、または図２（ｃ）に示すように接続されて構成されていてもよい。図２（ｂ）に示す構成は、例えば、逆阻止機能を有する素子ＥＬ１，ＥＬ２を並列接続して実現された構成である。逆阻止機能を有する素子ＥＬ１，ＥＬ２は、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））でもよい。端子Ｔ１’，Ｔ２’は、それぞれ、図２（ａ）に示す端子Ｔ１，Ｔ２に対応しており、制御端子ＣＴ１’，ＣＴ２’は、図２（ａ）に示す制御端子ＣＴに対応している。

あるいは、図２（ｃ）に示す構成は、例えば、逆阻止機能を有さない素子ＥＬ１１，ＥＬ１２を直列接続して実現された構成である。逆阻止機能を有さない素子ＥＬ１１，ＥＬ１２は、例えば、還流ダイオードが両端に接続された絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）でもよいし、または、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ（Field Effect Transistor））でもよい。端子Ｔ１”は、図２（ａ）に示す端子Ｔ１に対応している。端子Ｔ２”は、図２（ａ）に示す端子Ｔ２に対応している。制御端子ＣＴ１”，ＣＴ２”は、図２（ａ）に示す制御端子ＣＴに対応している。

説明を図１へ戻す。制御信号発生部３０は、負荷側に出力する任意の３相交流電力に応じた制御信号（第２の制御信号）ｕ，ｖ，ｗを発生させて制御部２０へ供給する。制御信号ｕ，ｖ，ｗは、本実施形態では、正弦波である。制御信号ｕは、電力系統ＰＳへ供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施形態では正弦波）である。制御信号ｖは、電力系統ＰＳへ供給すべきＶ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施形態では正弦波）である。例えば、制御信号ｗは、電力系統ＰＳへ供給すべきＷ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施形態では正弦波）である。

制御部２０は、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷのスイッチングパターンを生成する。例えば、制御部２０は、双方向スイッチ回路１０が入力された３相交流電力に対して仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターン（すなわち、スイッチング信号のパターン）を生成する。以下において、「仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行う」とは、ＡＣ／ＤＣ変換処理を仮想的に行うことを意味し、「仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行う」とは、ＤＣ／ＡＣ変換処理を仮想的に行うことを意味する。

このとき、制御部２０は、入力交流電力に対して、位相差交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモード（例えば、図３に示すモード１〜６）について互いに異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。

具体的には、制御部２０は、位相差交流電力における電圧（例えば、Ｒ相の交流電圧）を検出し、検出された電圧から、位相差交流電力のゼロクロス点を検出する。制御部２０は、検出されたゼロクロス点に基づいて（例えば、検出されたゼロクロス点を基準として入力側の各相の位相を推定することにより）、位相差交流電力の各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧を第１の制御信号として推定するとともに、推定された各相の交流電圧の大小関係に応じてそのときのモードが複数のモードにおけるどのモードであるかを認識する。

このとき、制御部２０は、入力交流電力に対して、複数のモードに対し異なる第１のキャリア波形パターン（例えば、図５に示す第１のキャリア波形パターンＣＷ１１〜ＣＷ１３）を用いて仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行うように双方向スイッチ回路１０を制御する。すなわち、制御部２０は、認識されたモードに応じて、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンを決定し、決定された第１のキャリア波形パターンと入力側の相に対応した第１の制御信号とを比較して、比較結果に応じて仮想的に各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷが直流電力を発生させるような仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を発生させる。それとともに、制御部２０は、仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）のレベル（Ｈｉｇｈ、Ｌｏｗ）の組合せに応じた複数の線間電圧発生区間（例えば、図５（ａ）に示す区間ｅ１，ｄ１，ｆ１）を求める。言い換えると、制御部２０は、直流電力を発生させるような仮想的なスイッチング動作を各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷが行うように制御し、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷに仮想的にＡＣ／ＤＣ変換処理（仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）を行わせる。

なお、仮想的なスイッチング動作とは、実際に各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷが行うものとは異なるスイッチング動作であるが、仮想ＡＣ／ＤＣ変換→仮想ＤＣ／ＡＣ変換の途中段階における仮想的な直流電力を発生させることを考えるために各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷが仮想的に行っているものとみなすスイッチング動作である。途中段階における仮想的な直流電力を発生させる処理は、あくまで仮想的なものであって、実際にその処理自体が行われるわけではない。

また、制御部２０は、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモード（例えば、図３に示すモード１〜６）について互いに異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターン（すなわち、スイッチング信号のパターン）を制御する。

具体的には、制御部２０は、複数のモードに応じて異なる第２のキャリア波形パターン（例えば、図６に示す第２のキャリア波形パターンＣＷ２１〜ＣＷ２６）を用いて仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように双方向スイッチ回路１０を制御する。すなわち、制御部２０は、認識されたモードに応じて、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いる複数の線間電圧発生区間に対応した第２のキャリア波形パターンを生成する。このとき、複数の線間電圧発生区間は、仮想的な複数のスイッチング信号のレベルの組合せに応じたものとなっている。つまり、制御部２０は、認識されたモードと、仮想的に各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷが直流電力を発生させるような複数のスイッチング信号のレベルの組合せとに応じて、第２のキャリア波形パターンを生成する。

また、制御部２０は、制御信号ｕ，ｖ，ｗを出力側の相に対応した（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形に応じた正弦波の振幅に対応して大きさが変化する）第２の制御信号として制御信号発生部３０から受ける。制御部２０は、生成された第２のキャリア波形パターンと出力側の相に対応した第２の制御信号ｕ，ｖ，ｗとを比較して、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＷを生成する。このとき、各第２の制御信号ｕ，ｖ，ｗは、電力系統ＰＳへ供給すべき交流電力に応じた３相交流波形である。これにより、双方向スイッチ回路１０から電力系統ＰＳに、各第２の制御信号ｕ，ｖ，ｗに応じた３相交流の交流電力が出力されるように制御できる。言い換えると、制御部２０は、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷに仮想的にＤＣ／ＡＣ変換処理（仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）を行わせる。

（複数のモードについて）
次に、制御部２０により認識される複数のモードについて図３を用いて説明する。図３は、実施形態における複数のモードを示す図である。制御部２０は、推定された各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧の大小関係に応じて、例えば図３に示すような６つのモード１〜６を認識する。

モード１では、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、制御部２０は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモード１であると認識する。

モード２では、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、制御部２０は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモード２であると認識する。

モード３では、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、制御部２０は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモード３であると認識する。

モード４では、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、制御部２０は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモード４であると認識する。

モード５では、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、制御部２０は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモード５であると認識する。

モード６では、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、制御部２０は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモード６であると認識する。

（各モードにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理および仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）
以下、図４〜図６を参照し、モード１〜モード６それぞれについて、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理および仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を説明する。図４は、実施形態の仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における選択２相、区間、区間幅、電圧方向、線間電圧を示す図である。図５は、実施形態における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を示す図である。図６は、実施形態における仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示す図である。なお、モード２〜モード６について、モード１と同様の場合の説明を省略する場合がある。

以下では、第２の制御信号（Ｕ相制御信号，Ｖ相制御信号，Ｗ相制御信号）をそれぞれｕ，ｖ，ｗ、マトリックスコンバータ１の出力電圧（Ｕ相出力電圧，Ｖ相出力電圧，Ｗ相出力電圧）をそれぞれＶｕ,Ｖｖ,Ｖｗとする。この時、負荷により発生するマトリックスコンバータ１の３相の出力電流（Ｕ相出力電流，Ｖ相出力電流，Ｗ相出力電流）をそれぞれＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗとし、出力電流を流すマトリックスコンバータ１の３相の入力電流（Ｕ相入力電流，Ｖ相入力電流，Ｗ相入力電流）をそれぞれＩａ，Ｉｂ，Ｉｃとする。

図４において、「選択２相」とは、後述の仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理において、Ｒ，Ｓ，Ｔの３相から選択される２相をいう。図４は、例えば、“モード１（ｉ＝１）”のとき、「選択２相」“Ｓ−Ｔ選択”の「区間」“ｄｉ＝ｄ１”の「区間幅」が“１−｜ａ｜＝１−ａ”であり、「線間電圧」“Ｘ＝Ｂ−Ｃ”の「電圧方向」が“Ｔ→Ｓ”であることを示す。また、図４では、“モード１（ｉ＝１）”のとき、「選択２相」“Ｔ−Ｒ選択”の「区間」“ｅｉ＝ｅ１”の「区間幅」が“｜ａ｜＋｜ｃ｜−１＝ａ＋ｃ−１”であり、「線間電圧」“Ｙ＝Ａ−Ｃ”の「電圧方向」が“Ｔ→Ｒ”であることを示す。また、図４では、“モード１（ｉ＝１）”のとき、「選択２相」“Ｒ−Ｓ選択”の「区間」“ｆｉ＝ｆ１”の「区間幅」が“１−｜ｃ｜＝１＋ｃ”であり、「線間電圧」“Ｚ＝Ａ−Ｂ”の「電圧方向」が“Ｓ→Ｒ”であることを示す。“モード２（ｉ＝２）”〜“モード６（ｉ＝６）”についても同様である。

また、図５（ａ）〜（ｆ）は、それぞれ、複数のモード１〜６における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を示す。以下では、説明の簡略化のため、直流電圧設定値（変換目標となる仮想的な直流電圧）に応じて決定した直流電圧設定ゲインが１である場合について例示的に説明する。

また、図６（ａ）〜（ｆ）は、それぞれ、複数のモード１〜６における仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示す。なお、図６における各区間ｄ１〜ｆ６は、図５における区間ｄ１〜ｆ６にそれぞれ対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図５から変えてある。以下では、第２の制御信号がＵ相制御信号ｕである場合について例示的に説明するが、第２の制御信号がＶ相制御信号ｖまたはＷ相制御信号ｗである場合についても同様である。

（モード１における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）
モード１では、制御部２０が、図５（ａ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンとして、立ち下がりの鋸歯状波１と立ち上がりの鋸歯状波２とを有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１１を決定する。以下では、「立ち下がりの鋸歯状波」とは、時間の経過に応じて振幅が直線的に減少していく負の傾きを持った鋸歯状波を指し、「立ち上がりの鋸歯状波」とは、時間の経過に応じて振幅が直線的に増加していく正の傾きを持った鋸歯状波を指すものとする。

そして、制御部２０は、例えば、上述のように検出されたゼロクロス点に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。例えば、制御部２０は、検出されたゼロクロス点を基準として、あるタイミングでのＲ相、Ｓ相、Ｔ相の位相を推定し、推定されたＲ相、Ｓ相、Ｔ相の位相に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、それぞれ、相電圧を「−１」と「１」の間に規格化したものである。このとき、図５（ａ）に示す区間（線間電圧発生区間）ｄ１，ｅ１，ｆ１の直流電圧は、図４に示すように、それぞれ、ＳＴ間電圧＝Ｂ−Ｃ、ＲＴ間電圧＝Ａ−Ｃ、ＲＳ間電圧＝Ｂ−Ａとなる。

モード１における各相のパルスについて説明する。モード１では、Ｒ相が最大電圧相、Ｔ相が最小電圧相、Ｓ相が中間電圧相となる。最大電圧相と最小電圧相では、パルスはそれぞれの電位に比例する時間ＯＮとなる。ここで、Ｒ相パルスがＯＮとなるタイミング（区間ｄ１が終わるタイミング）は、Ｒ相位相差電圧｜ａ｜と鋸歯状波１との交点から求められる。これにより、Ｒ相パルスが得られる。Ｔ相パルスがＯＦＦとなるタイミング（区間ｄ１＋区間ｅ２が終わるタイミング）は、Ｔ相位相差電圧｜ｃ｜と鋸歯状波２との交点から求められる。これにより、Ｔ相パルスが得られる。中間相パルスは、最大電圧相または最小電圧相のパルスのどちらかがＯＦＦのときにＯＮする。従って、Ｓ相パルスは、Ｒ相位相差電圧｜ａ｜と鋸歯状波１との交点、およびＴ相位相差電圧｜ｃ｜と鋸歯状波２との交点から求められる。

また、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、区間ｄ１、ｅ１、ｆ１に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均Ｖｄｃは、図４から、下記に示す計算により算出することができる。以下では、スイッチング周期Ｔを「１」と規格化した場合を示す。なお、以下では、オイラーの公式ej^α＝exp(jα)＝sinα+jcosαならびにオイラーの公式から導かれるsinα={exp(jα)-exp(-jα)}/(2j)およびcosα={exp(jα)+exp(-jα)}/2の関係式を用いている。

Vdc
=d1・X+e1・Y+f1・Z
=(B-C)(1-a)+(A-C)(a-c-1)+(A-B)(1+c)
=B-C-Ba+Ca+Aa-Ca-Ac+Cc-A+C+A-B+Ac-Bc
=Aa+Cc+B(-a-c)
=Aa+Cc+Bb
=(3/2)cosθ
ここで上記最後の計算は下記のように計算できる。
Aa+Bb+Cc
=sin(ωt)sin(ωt+θ)+sin(ωt+4π/3)sin(ωt+θ+4π/3)+sin(ωt+8π/3)sin(ωt+θ+8π/3)
={exp(jωt)-exp(-jωt)}/(2j)・{exp(j(ωt+θ))-exp(-j(ωt+θ))}/(2j)
+{exp(j(ωt+4π/3))-exp(-j(ωt+4π/3))}/(2j)・{exp(j(ωt+θ+4π/3))-exp(-j(ωt+θ+4π/3))}/(2j)
+{exp(j(ωt+8π/3))-exp(-j(ωt+8π/3))}/(2j)・{exp(j(ωt+8π/3+θ))-exp(-j(ωt+8π/3+θ))}/(2j)
={exp(j(2ωt+θ))+exp(-j(2ωt+θ))-exp(jθ)-exp(-jθ)}/(-4)
+{exp(j(2ωt+8π/3+θ))+exp(-j(2ωt+8π/3+θ))-exp(jθ)-exp(-jθ)}/(-4)
+{exp(j(2ωt+16π/3+θ))+exp(-j(2ωt+16π/3+θ))-exp(jθ)-exp(-jθ)}/(-4)
={exp(jθ)+exp(-jθ))・3/4
=2・cosθ・3/4
=(3/2)cosθ ・・・（３）

上記（３）式によれば、スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均Ｖｄｃは、電圧位相と選択２相の三相交流との位相差θのみに依存し、位相差θが変化しなければ一定となることが分かる。

（モード１における仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）
図６に示すように、第２のキャリア波形パターンは、複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有するように決定される。また、第２のキャリア波形パターンは、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうち電圧値の大きい電圧相を＋側相とし電圧値の小さい電圧相を−側相とするとき、モードが切り換わる際に＋側相および−側相に共通する相がある場合、切り換わる２つのモードに跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、モードが切り換わる際に＋側相および−側相で反転する相がある場合、切り換わる２つのモードの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有するように決定される。

図６（ａ）に示すように、モード１では、制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ｄ１，ｅ１，ｆ１に順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２１を決定する。そして、制御部２０は、例えば、Ｕ相制御信号ｕを制御信号発生部３０から受ける。なお、図６（ａ）に示す区間ｄ１，ｅ１，ｆ１は、図５（ａ）に示す区間ｄ１，ｅ１，ｆ１に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図５（ａ）から変えてある。

このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ｄ１，ｅ１，ｆ１の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝Ｂ−Ｃ、ＲＴ間電圧＝Ａ−Ｃ、ＲＳ間電圧＝Ａ−Ｂとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ｄ１，ｅ１，ｆ１において、それぞれ、Ｓ相，Ｒ相，Ｒ相が＋側相であり、Ｔ相，Ｔ相，Ｓ相が−側相である。

制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１とＵ相制御信号ｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ｄ１において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より上側にある場合（例えば、区間ｄ１の前半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より下側にある場合（例えば、区間ｄ１の後半の場合）、−側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ｅ１において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より下側にある場合（例えば、区間ｅ１の前半の場合）、−側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より上側にある場合（例えば、区間ｅ１の後半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ｆ１において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より上側にある場合（例えば、区間ｆ１の前半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より下側にある場合（例えば、区間ｆ１の後半の場合）、−側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

モード１における各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。また、スイッチング周期Ｔにおける３相の出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、図４から、下記に示す計算により算出することができる。

Vu
=X/2・{(1+u)/2-(1-u)/2)}・d1+Y/2・{(1+u)/2-(1-u)/2)}・e1+Z/2・{(1+u)/2-(1-u)/2)}・f1
=(d1/2)uX+(e1/2)uY+(f1/2)uZ
=(u/2)(d1・X+e1・Y+f1・Z)
=(u/2)(3/2)cosθ
=(3/4cosθ)・u=(Vdc/2)u ・・・（４．１）
同様に、
Vv=(3/4cosθ)・v=(Vdc/2)v ・・・（４．２）
Vw=(3/4cosθ)・w=(Vdc/2)w ・・・（４．３）

上記（４．１）式〜（４．３）式によれば、出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、直流電圧の平均Ｖｄｃが一定であれば制御信号ｕ，ｖ，ｗに比例することが分かる。すなわち、Ｕ相制御信号ｕは、電力系統ＰＳに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から電力系統ＰＳへ、Ｕ相制御信号ｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。Ｖ相およびＷ相についても同様である。

また、上記（４．１）式〜（４．３）式を式変形すると、下記（５．１）式〜（５．３）式が得られる。下記（５．１）式〜（５．３）式は、後述の（６．１）式〜（６．３）式の式変形の際に用いられる。
u=2Vu/Vdc ・・・（５．１）
v=2Vv/Vdc ・・・（５．２）
w=2Vw/Vdc ・・・（５．３）

（モード１における入力電流）
モード１における入力電流について説明する。モード１における入力電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、図４から、下記に示す計算により算出することができる。なお、以下では、出力電力Ｐ＝ｕＩｕ＋ｖＩｖ＋ｗＩｗであり、ａ＋ｂ＋ｃ＝０である。

Ia
=((1+u)/2・e1+(1+u)/2・f1)Iu+((1+v)/2・e1+(1+v)/2・f1)Iv+((1+w)/2・e1+(1+w)/2・f1)Iw
=((1+u)/2・Iu+(1+v)/2・Iv+(1+w)/2・Iw)e1+((1+u)/2)Iu+(1+v)/2・Iv+(1+w)/2・Iw)f1
=((Iu+Iv+Iw)/2+(uIu+vIv+wIw)/2)e1+((Iu+Iv+Iw)/2+(uIu+vIv+wIw)/2)f1
=(0+(VuIu+VvIv+VwIw)/Vdc)e1+(0+(VuIu+VvIv+VwIw)/Vdc)f1
=P/Vdc・(e1+f1)
=P/Vdc・(a-c-1+1+c)
=P/Vdc・a ・・・（６．１）
同様に、
Ib
=((1+u)/2・d1+(1+u)/2(-f1))Iu+((1+v)/2・d+(1+v)/2(-f1))Iv+((1+w)/2・d1+(1+w)/2(-f1))Iw
=((1+u)/2・Iu+(1+v)/2・Iv+(1+w)/2・Iw)e1+((1+u)/2)Iu+(1+v)/2・Iv+(1+w)/2・Iw)(-f1)
=((Iu+Iv+Iw)/2+(uIu+vIv+wIw)/2)e1+((Iu+Iv+Iw)/2+(uIu+vIv+wIw)/2)(-f1)
＝(0+(VuIu+VvIv+VwIw)/Vdc)d1+(0+(VuIu+VvIv+VwIw)/Vdc)(-f1)
=P/Vdc(d1-f1)
=P/Vdc(1-a-(1+c))
=P/Vdc・b ・・・（６．２）
同様に、
Ic
=((1+u)/2(-d1)+(1+u)/2(-e1))Iu+((1+v)/2(-d1)+(1+v)/2(-e1))Iv+((1+w)/2(-d1)+(1+w)/2(-e1))Iw
=((1+u)/2・Iu+(1+v)/2・Iv+(1+w)/2・Iw)(-d1)+((1+u)/2)Iu+(1+v)/2・Iv+(1+w)/2・Iw)(-e1)
=((Iu+Iv+Iw)/2+(uIu+vIv+wIw)/2)(-d1)+((Iu+Iv+Iw)/2+(uIu+vIv+wIw)/2)(-e1)
=(0+(VuIu+VvIv+VwIw)/Vdc)(-d1)+(0+(VuIu+VvIv+VwIw)/Vdc)(-e1)
=P/Vdc(-d1-e1)
=P/Vdc(-(1-a)-(a-c-1))
=P/Vdc・c ・・・（６．３）

上記（６．１）式〜（６．３）式によれば、モード１における入力電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、Ｐ／Ｖｄｃが一定であれば、それぞれ、Ｒ相位相差電圧ａ，Ｓ相位相差電圧ｂ，Ｔ相位相差電圧ｃと同位相の正弦波となることが分かる。

（モード２における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）
モード２では、制御部２０が、図５（ｂ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンとして、立ち上がりの鋸歯状波２を有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１２を決定する。そして、制御部２０は、例えば、上記のように検出されたゼロクロス点に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、それぞれ、相電圧を「−１」と「１」の間に規格化したものである。このとき、図５（ｂ）に示す区間（線間電圧発生区間）ｄ２、ｅ２、ｆ２の直流電圧は、図４に示すように、それぞれ、ＳＴ間電圧＝Ｂ−Ｃ、ＲＴ間電圧＝Ａ−Ｃ、ＲＳ間電圧＝Ｂ−Ａとなる。

モード２における各相のパルスについて説明する。モード２では、Ｓ相が最大電圧相、Ｔ相が最小電圧相、Ｒ相が中間電圧相となる。Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ，ＯＦＦ順序を変えずに、最大電圧相と最小電圧相でそれぞれの電位に比例する時間をＯＮとするため、モード２では、変調波形３、２Ｂと鋸歯状波２を用いて、図５（ｂ）に示す各相パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを得る。

また、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、区間ｄ２、ｅ２、ｆ２に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均Ｖｄｃは、図４から、下記に示す計算により算出することができる。

Vdc
=d2・X+e2・Y+f2・Z
=(B-C)(b-c-1)+(A-C)(1-b)+(B-A)(1+c)
=Bb-Cb-Bc+Cc-B+C+A-C-Ab+Cb+B-A+Bc-Ac
=Bb+Cc+A(-b-c)
=Bb+Cc+Aa
=(3/2)cosθ ・・・（７）
すなわち、モード１と同じ結果となる。

（モード２における仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）
図６（ｂ）に示すように、モード２では、制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ｄ２，ｅ２，ｆ２に順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２２を決定する。そして、制御部２０は、例えば、Ｕ相制御信号ｕを制御信号発生部３０から受ける。なお、図６（ｂ）に示す区間ｄ２，ｅ２，ｆ２は、図５（ｂ）に示す区間ｄ２，ｅ２，ｆ２に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図５（ｂ）から変えてある。

このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ｄ２，ｅ２，ｆ２の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＳＲ間電圧＝ｂ−ａとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ｄ２，ｅ２，ｆ２において、それぞれ、Ｓ相，Ｒ相，Ｓ相が＋側相であり、Ｔ相，Ｔ相，Ｒ相が−側相である。

制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２とＵ相制御信号ｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ｄ２において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より上側にある場合（例えば、区間ｄ２の前半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より下側にある場合（例えば、区間ｄ２の後半の場合）、−側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ｅ２において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より下側にある場合（例えば、区間ｅ２の前半の場合）、−側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より上側にある場合（例えば、区間ｅ２の後半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ｆ２において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より下側にある場合（例えば、区間ｆ２の前半の場合）、−側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より上側にある場合（例えば、区間ｆ２の後半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

モード２における各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。また、スイッチング周期Ｔにおける３相の出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、図４から、モード１と同様に算出することができる。

Vu=(3/4cosθ)・u=(Vdc/2)u ・・・（８．１）
Vv=(3/4cosθ)・v=(Vdc/2)v ・・・（８．２）
Vw=(3/4cosθ)・w=(Vdc/2)w ・・・（８．３）
すなわち、モード１と同じ結果となる。

上記（８．１）式〜（８．３）式によれば、出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、直流電圧の平均Ｖｄｃが一定であれば制御信号ｕ，ｖ，ｗに比例することが分かる。すなわち、Ｕ相制御信号ｕは、電力系統ＰＳに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から電力系統ＰＳへ、Ｕ相制御信号ｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。Ｖ相およびＷ相についても同様である。

（モード２における入力電流）
モード２における入力電流について説明する。モード２における入力電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、図４から、下記に示す計算により算出することができる。

Ia
=P/Vdc(e2-f2)
=P/Vdc((1-b)-(1+c))
=P/Vdc・a ・・・（９．１）
同様に、
Ib
=P/Vdc(d2+f2)
=P/Vdc((b-c-1)+(1+c))
=P/Vdc・b ・・・（９．２）
同様に、
Ic
=P/Vdc(-d2-e2)
=P/Vdc(-(b-c-1)-(1-b))
=P/Vdc・c ・・・（９．３）
すなわち、モード１と同じ結果となる。

（モード３における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）
モード３では、制御部２０が、図５（ｃ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンとして、立ち下がりの鋸歯状波１を有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１３を決定する。そして、制御部２０は、例えば、上記のように検出されたゼロクロス点に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、それぞれ、相電圧を「−１」と「１」の間に規格化したものである。このとき、図５（ｃ）に示す区間（線間電圧発生区間）区間ｄ３、ｅ３、ｆ３の直流電圧は、図４に示すように、それぞれ、ＳＴ間電圧＝Ｂ−Ｃ、ＲＴ間電圧＝Ｃ−Ａ、ＲＳ間電圧＝Ｂ−Ａとなる。

モード３における各相のパルスについて説明する。モード３では、Ｓ相が最大電圧相、Ｒ相が最小電圧相、Ｔ相が中間電圧相となる。Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ、ＯＦＦ順序を変えずに、最大電圧相と最小電圧相でそれぞれの電位に比例する時間ＯＮとするため、モード３では、変調波形１，２Ａと鋸歯状波１を用いて、図５（ｃ）に示す各パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを得る。

また、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、区間ｄ３、ｅ３、ｆ３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均Ｖｄｃは、図４から、下記に示す計算により算出することができる。

Vdc
＝d3・X+e3・Y+f3・Z
=(B-C)(1+a)+(C-A)(1-b)+(B-A)(-a+b-1)
=B-C+Ba-Ca+C-A-Cb+Ab-Ba+Aa+Bb-Ab-B+A
=Bb+Aa+C(-b-a)
=Bb+Aa+Cc
=(3/2)cosθ ・・・（１０）
すなわち、モード１およびモード２と同じ結果となる。

（モード３における仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）
図６（ｃ）に示すように、モード３では、制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ｄ３，ｅ３，ｆ３に順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２３を決定する。そして、制御部２０は、例えば、Ｕ相制御信号ｕを制御信号発生部３０から受ける。なお、図６（ｃ）における各区間ｄ３，ｅ３，ｆ３は、図５（ｃ）における各区間ｄ３，ｅ３，ｆ３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図５（ｃ）から変えてある。

このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ｄ３，ｅ３，ｆ３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝Ｂ−Ｃ、ＴＲ間電圧＝Ｃ−Ａ、ＳＲ間電圧＝Ｂ−Ａとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ｄ３，ｅ３，ｆ３において、それぞれ、Ｓ相，Ｔ相，Ｓ相が＋側相であり、Ｔ相，Ｒ相，Ｒ相が−側相である。

制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３とＵ相制御信号ｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ｄ３において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より上側にある場合（例えば、区間ｄ３の前半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より下側にある場合（例えば、区間ｄ３の後半の場合）、−側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ｅ３において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より上側にある場合（例えば、区間ｅ３の前半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より下側にある場合（例えば、区間ｅ３の後半の場合）、−側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ｆ３において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より下側にある場合（例えば、区間ｆ３の前半の場合）、−側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より上側にある場合（例えば、区間ｆ３の後半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

モード３における各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。また、スイッチング周期Ｔにおける３相の出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、図４から、下記に示す計算により算出することができる。

Vu=(3/4cosθ)・u=(Vdc/2)u ・・・（１１．１）
Vv=(3/4cosθ)・v=(Vdc/2)v ・・・（１１．２）
Vw=(3/4cosθ)・w=(Vdc/2)w ・・・（１１．３）
すなわち、モード１およびモード２と同じ結果となる。

（モード３における入力電流）
モード３における入力電流について説明する。モード３における入力電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、図４から、下記に示す計算により算出することができる。

Ia
=P/Vdc(-e3-f3)
=P/Vdc((1-b)-(-a+b-))
=P/Vdc・a ・・・（１２．１）
同様に、
Ib
=P/Vdc(d3+f3)
=P/Vdc((1+a)+(-a+b-1))
=P/Vdc・b ・・・（１２．２）
同様に、
Ic
=P/Vdc(-d3+e3)
=P/Vdc(-(1+a)+(1-b))
=P/Vdc・c ・・・（１２．３）
すなわち、モード１およびモード２と同じ結果となる。

（モード４における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）
モード４における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図５（ｄ）に示すように、モード１における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図５（ａ）参照）と同様である。区間（線間電圧発生区間）ｄ４，ｅ４，ｆ４も、モード１と同様にして求められる。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均Ｖｄｃも、モード１と同様に、図４から、下記に示す計算により算出することができる。

Vdc
=d4・X+e4・Y+f4・Z
=(C-B)(1+a)+(C-A)(-a+c-1)+(A-B)(1-c)
=B-C-Ba+Ca+Aa-Ca-Ac+Cc-A+C+A-B+Ac-Bc
=Aa+Cc+B(-a-c)
=Aa+Cc+Bb
=(3/2)cosθ ・・・（１３）
すなわち、モード１と同じ結果となる。

（モード４における仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）
図６（ｄ）に示すように、モード４では、制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ｄ４，ｅ４，ｆ４に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２４を決定する。そして、制御部２０は、例えば、Ｕ相制御信号ｕを制御信号発生部３０から受ける。なお、図６（ｄ）における各区間ｄ４，ｅ４，ｆ４は、図５（ｄ）における各区間ｄ４，ｅ４，ｆ４に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図５（ｄ）から変えてある。

このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ｄ４，ｅ４，ｆ４の直流電圧は、それぞれ、ＴＳ間電圧＝Ｃ−Ｂ、ＴＲ間電圧＝Ｃ−Ａ、ＳＲ間電圧＝Ｂ−Ａとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ｄ４，ｅ４，ｆ４において、それぞれ、Ｔ相，Ｔ相，Ｓ相が＋側相であり、Ｓ相，Ｒ相，Ｒ相が−側相である。

制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４とＵ相制御信号ｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ｄ４において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より下側にある場合（例えば、区間ｄ４の前半の場合）、−側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より上側にある場合（例えば、区間ｄ４の後半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ｅ４において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より上側にある場合（例えば、区間ｅ４の前半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より下側にある場合（例えば、区間ｅ４の後半の場合）、−側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ｆ４において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より下側にある場合（例えば、区間ｆ４の前半の場合）、−側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より上側にある場合（例えば、区間ｆ４の後半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

モード４における各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。また、スイッチング周期Ｔにおける３相の出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、モード１と同様に、図４から、下記に示すように算出することができる。

Vu=(3/4cosθ)・u=(Vdc/2)u ・・・（１４．１）
Vv=(3/4cosθ)・v=(Vdc/2)v ・・・（１４．２）
Vw=(3/4cosθ)・w=(Vdc/2)w ・・・（１４．３）
すなわち、モード２と同じ結果となる。

（モード４における入力電流）
モード４における入力電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、モード１と同様に、図４から、下記に示すように算出することができる。

Ia
=P/Vdc(-e4-f4)
=P/Vdc(-(-a+c-1)-(1-c))
=P/Vdc・a ・・・（１５．１）
同様に、
Ib
=P/Vdc(-d4+f4)
=P/Vdc(-(1+a)+(1-c))
=P/Vdc・b ・・・（１５．２）
同様に、
Ic
=P/Vdc(d4+e4)
=P/Vdc((1+a)+(-a+c-1))
=P/Vdc・c ・・・（１５．３）
すなわち、モード１と同じ結果となる。

（モード５における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）
モード５における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図５（ｅ）に示すように、モード２における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図５（ｂ）参照）と同様である。区間（線間電圧発生区間）ｄ５，ｅ５，ｆ５も、モード２と同様にして求められる。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均Ｖｄｃは、モード２と同様に、図４から、下記に示すように算出することができる。

Vdc
=d5・X+e5・Y+f5・Z
=(C-B)(-b+c-1)+(C-A)(1+b)+(A-B)(1-c)
=-Cb+Bb+Cc-Bc-C+B+C-A+Cb-Ab+A-B-Ac+Bc
=Bb+Cc+A(-b-c)
=Bb+Cc+Aa
=(3/2)cosθ ・・・（１６）
すなわち、モード２と同じ結果となる。

（モード５における仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）
図６（ｅ）に示すように、モード５では、制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ｄ５，ｅ５，ｆ５に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２５を決定する。そして、制御部２０は、例えば、Ｕ相制御信号ｕを制御信号発生部３０から受ける。なお、図６（ｅ）における各区間ｄ５，ｅ５，ｆ５は、図５（ｅ）における各区間ｄ５，ｅ５，ｆ５に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図５（ｅ）から変えてある。

このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ｄ５，ｅ５，ｆ５の直流電圧は、それぞれ、ＴＳ間電圧＝Ｃ−Ｂ、ＴＲ間電圧＝Ｃ−Ａ、ＲＳ間電圧＝Ａ−Ｂとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ｄ５，ｅ５，ｆ５において、それぞれ、Ｔ相，Ｔ相，Ｒ相が＋側相であり、Ｓ相，Ｒ相，Ｓ相が−側相である。

制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５とＵ相制御信号ｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ｄ５において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より下側にある場合（例えば、区間ｄ５の前半の場合）、−側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より上側にある場合（例えば、区間ｄ５の後半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ｅ５において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より上側にある場合（例えば、区間ｅ５の前半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より下側にある場合（例えば、区間ｅ５の後半の場合）、−側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ｆ５において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より上側にある場合（例えば、区間ｆ５の前半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より下側にある場合（例えば、区間ｆ５の後半の場合）、−側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

モード５における各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。また、スイッチング周期Ｔにおける３相の出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、モード２と同様に、図４から、下記に示すように算出することができる。

Vu=(3/4cosθ)・u=(Vdc/2)u ・・・（１７．１）
Vv=(3/4cosθ)・v=(Vdc/2)v ・・・（１７．２）
Vw=(3/4cosθ)・w=(Vdc/2)w ・・・（１７．３）
すなわち、モード２と同じ結果となる。

（モード５における入力電流）
モード５における入力電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、モード２と同様に、図４から、下記に示すように算出することができる。

Ia
=P/Vdc(-e5+f5)
=P/Vdc(-(1+b)+(1-c))
=P/Vdc・a ・・・（１８．１）
同様に、
Ib
=P/Vdc(-d5-f5)
=P/Vdc(-(-b+c-1)-(1-c))
=P/Vdc・b ・・・（１８．２）
同様に、
Ic
=P/Vdc(d5+e5)
=P/Vdc((-b+c-1)+(1+b))
=P/Vdc・c ・・・（１８．３）
すなわち、モード２と同じ結果となる。

（モード６における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）
モード６における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図５（ｆ）に示すように、モード３における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図５（ｃ）参照）と同様である。区間（線間電圧発生区間）ｄ６，ｅ６，ｆ６も、モード３と同様にして求められる。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均Ｖｄｃは、モード３と同様に、図４から、下記に示すように算出することができる。

Vdc
=d6・X+e6・Y+f6・Z
=(C-B)(1-a)+(A-C)(1+b)+(A-B)(a-b-1)
=C-B-Ca+Ba+A-C+Ab-Cb+Aa-Ba-Ab+Bb-A+B
=Bb+Aa+C(-b-a)
=Bb+Aa+Cc
=(3/2)cosθ ・・・（１９）
すなわち、モード３と同じ結果となる。

（モード６における仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）
図６（ｆ）に示すように、モード６では、制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ｄ６，ｅ６，ｆ６に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２６を決定する。そして、制御部２０は、例えば、Ｕ相制御信号ｕを制御信号発生部３０から受ける。なお、図６（ｆ）における各区間ｄ６，ｅ６，ｆ６は、図５（ｆ）における各区間ｄ６，ｅ６，ｆ６に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図５（ｆ）から変えてある。

このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ｄ６，ｅ６，ｆ６の直流電圧は、それぞれ、ＴＳ間電圧＝Ｃ−Ｂ、ＲＴ間電圧＝Ａ−Ｃ、ＲＳ間電圧＝Ａ−Ｂとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を−側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ｄ６，ｅ６，ｆ６において、それぞれ、Ｔ相，Ｒ相，Ｒ相が＋側相であり、Ｓ相，Ｔ相，Ｓ相が−側相である。

制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６とＵ相制御信号ｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ｄ６において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より下側にある場合（例えば、区間ｄ６の前半の場合）、−側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より上側にある場合（例えば、区間ｄ６の後半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ｅ６において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より下側にある場合（例えば、区間ｅ６の前半の場合）、−側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より上側にある場合（例えば、区間ｅ６の後半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

区間（線間電圧発生区間）ｆ６において、制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より上側にある場合（例えば、区間ｆ６の前半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より下側にある場合（例えば、区間ｆ６の後半の場合）、−側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。

モード６における各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。また、スイッチング周期Ｔにおける３相の出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、モード３と同様に、図４から、下記に示すように算出することができる。

Vu=(3/4cosθ)・u=(Vdc/2)u ・・・（２０．１）
Vv=(3/4cosθ)・v=(Vdc/2)v ・・・（２０．２）
Vw=(3/4cosθ)・w=(Vdc/2)w ・・・（２０．３）
すなわち、モード３と同じ結果となる。

（モード６における入力電流）
モード６における入力電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、モード３と同様に、図４から、下記に示すように算出することができる。

Ia
=P/Vdc(e6+f6)
=P/Vdc((1+b)+(a-b-1))
=P/Vdc・a ・・・（２１．１）
同様に、
Ib
=P/Vdc(-d6-f6)
=P/Vdc(-(1-a)-(a-b-1))
=P/Vdc・b ・・・（２１．２）
同様に、
Ic
=P/Vdc(d6-e6)
=P/Vdc((1-a)-(1+b))
=P/Vdc・c ・・・（２１．３）
すなわち、モード３と同じ結果となる。

このようにして、図６に示すように、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＵのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＵが生成される。図６に示されるように、各スイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＵが整然とつながるようにＵ相制御信号ｕが所定のキャリア波形パターンで変調されるとともに、パルス幅がスイッチング素子のスイッチング時間より長く確保されているため、転流の失敗を抑制できる。なお、図６では、スイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＵについて説明しているが、他の双方向スイッチＳＲＶ〜ＳＴＶ，ＳＲＷ〜ＳＴＷの各スイッチング信号φＳＲＶ〜φＳＴＶ，φＳＲＷ〜φＳＴＷについても同様である。

例えば、スイッチング素子（例えば、図２（ｂ），（ｃ）に示す素子ＥＬ１，ＥＬ２，ＥＬ１１，ＥＬ１２）のスイッチング時間に比べて十分大きなパルス幅のスイッチングパターンを有するスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＷでスイッチングされる。

（制御信号発生部および制御部の構成例）
図７は、実施形態における制御信号発生部および制御部の構成例を示す図である。図８は、実施形態における制御部の構成例を示す図である。図７に例示する制御部２０において、第２のキャリア波形パターンを予め生成し、第２のキャリア波形パターンと第２の制御信号（Ｕ相制御信号ｕ、Ｖ相制御信号ｖ、Ｗ相制御信号ｗ）とをコンパレートし、コンパレート結果φＵＨ〜φＷＬおよび現在どの区間であるかを示すデータφＰ１〜φＰ１８を図８に示す回路へ出力し、図８に示す回路で各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＷを生成する。

具体的には、制御部２０において、入力電圧をゼロクロス検出器２１により検出し、カウンタ２３を初期化しスタートする。カウンタ２３は、キャリア用クロック発生器２２で発生されたキャリアクロックに同期して、ゼロクロス点をカウントする。ＲＯＭ２４は、入力電圧の１スイッチング周期Ｔの第２のキャリア波形パターンごとのデータを格納している。コンパレータ２５〜２７および位相データ発生器２８は、カウンタ２３のデータ（第１のキャリア波形パターン）に応じて、キャリアクロック単位のキャリアデータＲＯＭ２４からキャリアデータを読み出すことによって図６（ａ）〜（ｆ）の１スイッチング周期Ｔごとのキャリアデータ（第２のキャリア波形パターン）がコンパレータ２５〜２７および位相データ発生器２８へ出力される。

一方、制御信号発生部３０において、電圧振幅・位相演算器３１は、目的に応じて生成されるべき出力電圧、すなわち負荷ＬＤへ出力すべきＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧を演算し、演算結果を３相波形発生器３２へ出力する。３相波形発生器３２は、演算結果に応じて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の制御信号（第２の制御信号）を発生させてコンパレータ２５〜２７へ出力する。

制御部２０において、コンパレータ２５〜２７は、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の制御信号と第２のキャリア波形パターンとをコンパレートし、コンパレート結果φＵＨ，φＶＨ，φＷＨを図８に示す回路へ出力する。コンパレート結果φＵＨは、例えば、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンより上側にあれば、アクティブレベル（例えば、「１」）であり、Ｕ相制御信号ｕが第２のキャリア波形パターンより下側にあれば、ノンアクティブレベル（例えば、「０」）である。コンパレート結果φＶＨは、例えば、Ｖ相制御信号ｖが第２のキャリア波形パターンより上側にあれば、アクティブレベル（例えば、「１」）であり、Ｖ相制御信号ｖが第２のキャリア波形パターンより下側にあれば、ノンアクティブレベル（例えば、「０」）である。コンパレート結果φＷＨは、例えば、Ｗ相制御信号ｗが第２のキャリア波形パターンより上側にあれば、アクティブレベル（例えば、「１」）であり、Ｗ相制御信号ｗが第２のキャリア波形パターンより下側にあれば、ノンアクティブレベル（例えば、「０」）である。

また、インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３は、それぞれ、コンパレート結果φＵＨ，φＶＨ，φＷＨを論理反転させたコンパレート結果φＵＬ，φＶＬ，φＷＬを生成し図８に示す回路へ出力する。

位相データ発生器２８は、第２のキャリア波形パターンを受けて、第２のキャリア波形パターンに応じて現在の区間がどの区間であるのかを示すデータφＰ１〜φＰ１８を発生させて図８に示す回路へ出力する。例えば、位相データ発生器２８は、現在の区間が区間ｄ１であると認識した場合、区間ｄ１用データφＰ１をアクティブレベル（例えば、「１」）にし、他のデータφＰ２〜φＰ１８をノンアクティブレベル（例えば、「０」）にして、図８に示す回路へ出力する。

図８に示す回路は、例えば、コンパレート結果φＵＨ〜φＷＬと、現在どの区間であるかを示すデータφＰ１〜φＰ１８とを用いて論理演算を行い、各双方向スイッチＳＲＵ〜ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＵ〜φＳＴＷを生成する。

例えば、双方向スイッチＵＲＰは、Ｒ相とＵ相とを接続する双方向スイッチである。図６（ａ）〜（ｆ）の中で、Ｒ相を正側として選択するのは、区間ｅ１，ｆ１，ｅ２，ｆ５，ｅ６，ｆ６である。図８に示す回路では、この区間ｅ１，ｆ１，ｅ２，ｆ５，ｅ６，ｆ６用のデータφＰ２，φＰ３，φＰ５，φＰ１５，φＰ１７，φＰ１８をＯＲゲートＯＲ１〜ＯＲ３でＯＲ演算し、そのＯＲ演算の結果とコンパレート結果φＵＨとをＡＮＤゲートＡＮＤ１でＡＮＤ演算する。

また、図６（ａ）〜（ｆ）の中で、Ｒ相を負側として選択するのは、区間ｆ２，ｅ３，ｆ３，ｅ４，ｆ４，ｅ５である。図８に示す回路では、この区間ｆ２，ｅ３，ｆ３，ｅ４，ｆ４，ｅ５用のデータφＰ６，φＰ８，φＰ９，φＰ１１，φＰ１２，φＰ１４をＯＲゲートＯＲ４〜ＯＲ６でＯＲ演算し、そのＯＲ演算の結果とコンパレート結果φＵＬとをＡＮＤゲートＡＮＤ２でＡＮＤ演算する。

そして、ＡＮＤゲートＡＮＤ１の出力とＡＮＤゲートＡＮＤ２の出力とをＯＲゲートＯＲ７でＯＲ演算してその演算結果がスイッチング信号φＵＲＰとして双方向スイッチＵＲＰへ出力される。

このような演算について、ＯＲ演算を＋で表し、ＡＮＤ演算を＊で表すと、スイッチング信号φＵＲＰは、下記（２２．１）式〜（２２．９）式で表される。

φＵＲＰ＝φＵＨ＊（φＰ２＋φＰ３＋φＰ５＋φＰ１５＋φＰ１７＋φＰ１８）＋φＵＬ＊（φＰ６＋φＰ８＋φＰ９＋φＰ１１＋φＰ１２＋φＰ１４） ・・・（２２．１）

φＶＲＰ＝φＶＨ＊（φＰ２＋φＰ３＋φＰ５＋φＰ１５＋φＰ１７＋φＰ１８）＋φＶＬ＊（φＰ６＋φＰ８＋φＰ９＋φＰ１１＋φＰ１２＋φＰ１４） ・・・（２２．２）

φＷＲＰ＝φＷＨ＊（φＰ２＋φＰ３＋φＰ５＋φＰ１５＋φＰ１７＋φＰ１８）＋φＷＬ＊（φＰ６＋φＰ８＋φＰ９＋φＰ１１＋φＰ１２＋φＰ１４） ・・・（２２．３）

φＵＳＰ＝φＵＨ＊（φＰ１＋φＰ４＋φＰ６＋φＰ７＋φＰ９＋φＰ１２）＋φＵＬ＊（φＰ３＋φＰ１０＋φＰ１３＋φＰ１５＋φＰ１６＋φＰ１８） ・・・（２２．４）

φＶＳＰ＝φＶＨ＊（φＰ１＋φＰ４＋φＰ６＋φＰ７＋φＰ９＋φＰ１２）＋φＶＬ＊（φＰ３＋φＰ１０＋φＰ１３＋φＰ１５＋φＰ１６＋φＰ１８） ・・・（２２．５）

φＷＳＰ＝φＷＨ＊（φＰ１＋φＰ４＋φＰ６＋φＰ７＋φＰ９＋φＰ１２）＋φＷＬ＊（φＰ３＋φＰ１０＋φＰ１３＋φＰ１５＋φＰ１６＋φＰ１８） ・・・（２２．６）

φＵＴＰ＝φＵＨ＊（φＰ８＋φＰ１０＋φＰ１１＋φＰ１３＋φＰ１４＋φＰ１６）＋φＵＬ＊（φＰ１＋φＰ２＋φＰ４＋φＰ５＋φＰ７＋φＰ１７）・・・（２２．７）

φＶＴＰ＝φＶＨ＊（φＰ８＋φＰ１０＋φＰ１１＋φＰ１３＋φＰ１４＋φＰ１６）＋φＶＬ＊（φＰ１＋φＰ２＋φＰ４＋φＰ５＋φＰ７＋φＰ１７） ・・・（２２．８）

φＷＴＰ＝φＷＨ＊（φＰ８＋φＰ１０＋φＰ１１＋φＰ１３＋φＰ１４＋φＰ１６）＋φＷＬ＊（φＰ１＋φＰ２＋φＰ４＋φＰ５＋φＰ７＋φＰ１７）・・・（２２．９）

上記（２２．１）式〜（２２．９）式は、図８に示す回路の構成を示す式であるとみなすこともできる。

第１の内部構成例では、図７によって、ゼロクロスを起点として１スイッチング周期の第２のキャリア波形パターンがＲＯＭから読み出され、コンパレート結果、および、１８個の区間信号が出力される。この信号が、図８に示す回路よって合成され、図１の双方向スイッチをＯＮ・ＯＦＦさせる。これにより、入力電流が正弦波となり、出力電圧が正弦波となる。

以上の実施形態によれば、２相選択の電圧の平均はモードに関わらずＶｄｃ=（３／２）ｃｏｓθで一定となる。また、制御信号に対する出力電圧はＶｕ＝（Ｖｄｃ／２）ｕ、Ｖｖ＝（Ｖｄｃ／２）ｖ、Ｖｗ＝（Ｖｄｃ／２）ｗとなり、制御信号に比例する。また、入力電流はＩａ＝Ｐ／Ｖｄｃ・ａ、Ｉｂ＝Ｐ／Ｖｄｃ・ｂ、Ｉｃ＝Ｐ／Ｖｄｃ・ｃとなり、２相変調を行った３相波形に比例する。よって、実施形態によれば、２相選択を行うための３相交流は入力電流位相を与えることから、２相選択する３相波形に、入力電圧との間に位相差θをもうけることで、複雑な演算を行うことなく簡易な処理で交流電力を交流電力に直接変換する際に、入力力率の制御を行うことができる。また、実施形態によれば、入力電圧位相と入力電流位相を容易に制御できる。実施形態によれば、例えば、発電機が入力側に接続される場合に、発電機の効率を高めることができる。

１ マトリックスコンバータ
１０ 双方向スイッチ回路
２０ 制御部
３０ 制御信号発生部
４０ ３相リアクトル
５０ 入力コンデンサ
６０ 減算器
１００ 位相差情報生成器
ＣＳ 電力変換システム
ＧＳ 風力発電システム
Ｇ 発電機
ＰＳ 電力系統

Claims (3)

1. 入力された３相交流電力を３相交流電力に直接変換して負荷へ出力するマトリックスコンバータであって、
   前記入力された３相交流電力の前記負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、
   前記入力された３相交流電力に基づく３相交流電圧と同期する３相同期信号を生成する同期信号生成部と、
   前記３相同期信号の位相を調整する位相調整部と、
   前記入力された３相交流電力に対して、前記位相調整部により前記３相同期信号の位相が調整された３相位相調整後信号における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行うと共に、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択し、選択した２相の線間電圧に対し、前記複数のモードに応じて異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成する制御部と、
   を備えたことを特徴とするマトリックスコンバータ。
2. 前記位相調整部が前記３相同期信号の位相を調整する際に用いる位相差の入力を受け付ける入力インターフェース
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載のマトリックスコンバータ。
3. 入力された３相交流電力を３相交流電力に直接変換して負荷へ出力するマトリックスコンバータならびに発電システムを有する電力変換システムであって、
   前記マトリックスコンバータは、
   前記入力された３相交流電力の前記負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、
   前記入力された３相交流電力に基づく３相交流電圧と同期する３相同期信号を生成する同期信号生成部と、
   前記発電システムから出力された位相差に基づいて前記３相同期信号の位相を調整する位相調整部と、
   前記入力された３相交流電力に対して、前記位相調整部により前記３相同期信号の位相が調整された３相位相調整後信号における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行うと共に、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択し、選択した２相の線間電圧に対し、前記複数のモードに応じて異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成する制御部と、
   を備え、
   前記発電システムは、
   発電機と、
   前記位相差を生成し出力する位相差情報生成部と、
   を備えた
   ことを特徴とする電力変換システム。

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