DE2857215A1

DE2857215A1 - Schaltung und verfahren zum messen der pulsierenden komponente des elektromagnetischen drehmoments in einem elektromotor

Info

Publication number: DE2857215A1
Application number: DE19782857215
Authority: DE
Inventors: Thomas Anthony Lipo
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1977-07-21
Filing date: 1978-07-18
Publication date: 1980-01-24
Also published as: GB2041543A; JPS5441416A; US4112339A; GB2041543B; JPS5856426B2; EP0000709A1; SE7908272L

Description

Schaltung und Verfahren zum Messen der pulsierenden Komponente des elektromagnetischen Drehmoments in einem Elektromotor

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung und ein Verfahren zum Messen des pulsierenden Drehmoments in Wechselstrommotoren, die aus einem Stromquellenwechselrichter gespeist werden, und betrifft insbesondere eine Anordnung für , direkt oder
dxe/On-Line-Berechnung der augenblicklichen pulsierenden Komponente des elektromagnetischen Drehmoments ohne das Erfordernis von Such- oder Flußabfühlspulen in der Maschine.

In vielen Anwendungsfällen einschließlich Bahnantriebssystemen ist die genaue Regelung des Motordrehmoments erforderlich. Die Entwicklung von Stromquellen- oder gesteuerten Stromwechselrichtern, die den Motorwicklungen rechteckige, nichtsinusförmige Ströme liefern, hat zu Bemühungen geführt,

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diese Vorrichtungen bei WechselstromLnduktionsmotorantrieben mit einstellbarer Drehzahl anzuwenden. Eine der Schwächen der gegenwärtigen Steuerungen besteht darin/ daß die Drehmomentpulsationen aufgrund der harmonischen oder Zahnungskomponente (cogging component) des elektromagnetischen Drehmoments bei sehr niedrigen Maschinenfrequenzen sehr stark sein können und zu Unstabilitäten und ungleichmäßigem Lauf führen können. Bei einem sechspulsigen, mehrphasigen VoIlwegbrückenwechselrichter tritt eine Drehmomentwelligkeit auf, da zusätzlich zu der Motorgrundfrequenz die sechste, zwölfte und achtzehnte harmonische Komponente in dem nichtsinusförmigen Motorstrom vorhanden sind. Die Drehmomentpulsationen sind beim Anlauf oder beim Durchgang durch die Nulldrehzahl zum Umkehren der Drehrichtung besonders lästig und können durch Modulieren des dem Wechselrichter zugeführten Eingangsgleichstroms eliminiert werden.

In der Praxis ändern sich die Motorparameter mit der Temperatur und der Frequenz, so daß eine tatsächliche Echtzeitmessung des pulsierenden Drehmoments und ein geschlossener Regelkreis (mit Rückführung) für die genaue Regelung des Drehmoments statt Kompensation mit einer Steuerung (ohne Rückführung) erforderlich sind. Eine geschlossene Regelkreistechnik zum Verringern der Drehmomentwelligkeit, die die ständige Berechnung des Drehmoments anhand der abgefühlten Motorspannung und des abgefühlten Motorstroms erfordert, ist zwar aus der US-PS 3 919 609 bekannt, das in diesem Fall berechnete Drehmoment ist jedoch das Gesamt- oder Wellendrehmoment plus dem pulsierenden Drehmoment. Eine weitere bekannte Technik zur Drehmomentberechnung sind in die Statorschlitze der Maschine eingebettete Flußspulen. Die Erfindung schafft eine Anordnung zum Berechnen nur der augenblicklichen pulsierenden Komponente des elektromagnetischen Drehmoments, die genau ist und von Änderungen in den Motorparametern unabhängig ist und durch Abfühlen der leicht verfügbaren Ströme und Motorklemmenspannungen implementiert wird.

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Die Schaltung nach der Erfindung berechnet die augenblickliche pulsierende Komponente des Drehmoments, die als Zahnungsrückführung s signal zum Stabilisieren des Wechselstrommotors bei niedrigen Frequenzen benutzt wird.

In einer Induktionsmaschine die aus einem mehrphasigen Stromquellenwechselrichter gespeist wird, der den Statorwicklungen nichtkontinuierliche, rechteckige Ströme liefert, gibt es eine Augenblicksspannung an einer Leerlauf-Statorphasenwicklung, die der Luftspaltspannung entspricht. Das Integral dieser Spannung ist der Motorluftspaltfluß. Das Augenblicksdrehmoment ist das Produkt aus dem Luftspaltfluß und dem Statorstrom, die zueinander senkrecht sind, der in dem Fall eines Stromquellenwechselrichters leicht gemessen wird, indem der GIeichstromverbindunasschienen- oder Wechselrichtereingangsstrom (oder der Wechselrichterausgangsstrom) abgefühlt wird. Die On-Line-Berechnung der pulsierenden Drehmomentkomponente erfolgt somit, ohne daß Suchspulen in der Maschine erforderlich sind·. Das Verfahren und die Schaltung zum Messen des welligen Drehmoments sind auch bei Synchronmaschinen und bei lastgeführten Synchronmaschinen anwendbar.

In der exemplarischen Ausführungsform enthält die Schaltung zur Messung des pulsierenden Drehmoments eine Einrichtung zum Erzeugen von Signalen, die den Wechselrichtereingangsstrom, die Nullstromintervalle in jeder Phasenwicklung und die an den Motorklemmen abgefühlte Augenblicksspannung an jeder Phasenwicklung darstellen. Eine Schaltung zur Berechnung des pulsierenden Drehmoments enthält eine Einrichtung zum fortlaufenden Integrieren jeder Phasenwicklungsspannung während des Intervalls, in dem der Strom in dieser Wicklung null ist, um dadurch Signale zu erzeugen, die den Motorluftspaltfluß darstellen; eine Einrichtung zum abwechselnden Invertieren und Summieren der Flußsignale entgegengesetzter Po-

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larität/ eine Einrichtung zur Hochpaßfilterung der summierten Flußsignale, um den Gleichstromanteil zu unterdrücken; und eine Einrichtung zum Multiplizieren der gefilterten Flußsignale mit dem Gleichstromverbindungsschienenstromsignal, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das den Augeriblickswert der pulsierenden Komponente des elektromagnetischen Drehmoments darstellt. Zum Steuern des ümschaltens in der Berechnungsschaltung werden die Steuersignale für die Wechselrichterthyristoren verarbeitet, um Signale zu gewinnen, die den leitenden Intervallen der Thyristoren entsprechen und ihrerseits an Logikgatter angelegt werden.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 eine zur theoretischen Erläuterung

der Erfindung dienende Skizze, die die dreiphasigen Statorwicklungen eines Asynchronmotors und die Ersatzzweiphasenwicklung in der Längsachse d bzw. Querachse q zeigt,

Fig. 2 ein Schaltbild eines Stromrichteran

triebssystems niit einem Asynchronmotor mit zusätzlichen Fühlern gemäß dem beschriebenen Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild der bevorzugten

Ausführungsform der Schaltung zur Berechnung des pulsierenden Drehmoments ,

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Fig. 4 idealisierte Wechselrichterausgangs

und -eingangsstromkurven unter der Annahme, daß der Eingangsstrom konstant ist,

Fig. 5 ein Steuerungsdiagramm für die Wech

selrichterthyristoren in Fig. 2 und die Schalter in Fig. 3 und

die Fig. 6a - 6d die Flußsignalkurven in mehreren Punkten in der Berechnungsschaltung von Fig. 3 und das Signal der pulsierenden Drehmomentkomponente am Ausgang.

Bevor die Gleichung für das elektromagnetische Drehmoment angegeben und die Grundlage der Erfindung unter theoretischen Gesichtspunkten erläutert wird, sei kurz erwähnt, daß die Analyse des statischen und des transienten Verhaltens eines symmetrischen dreiphasigen Asynchronmotors vereinfacht wird, indem die Dreiphasenwechselstromgrößen in äquivalente Zweiphasenvariable längs zwei zueinander senkrechter Achsen umgewandelt werden, bei denen es sich um die Längsachse d und die Querachse q handelt. Daher kann in Fig. 1 die sterngeschaltete dreiphasige Statorwicklung eines Asynchronmotors unter der Annahme, daß die Phasenwicklung a im Leerlauf ist, während die Phasenwicklungen b und c Strom führen, durch zwei zueinander senkrechte Phasenwicklungen längs der Achsen q bzw. d ersetzt werden. Das elektromagnetische Drehmoment rührt von den sich überlagernden Wechselwirkungen des Längsmagnetfeldes, kreuzweise gekoppelt mit der Quer-MMK oder -Durchflutung, und des Quermagnetfeldes, kreuzweise gekoppelt mit der Längs-MMK oder -Durchflutung, her. Bezüglich weiterer Einzelheiten wird auf die US-PS 4 088 verwiesen.

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Das elektromagnetische Augenblicksdrehmoment kann, pro Einheit, durch folgende Beziehung ausgedrückt werden:

^Te " ^Amdⁱqs ^Xmqⁱds

wobei λ -j und λ die Längs- und Querluftspaltflußverkettungen, die die Stator- und Rotorwicklungen gegenseitig verketten» und i und i, die Längs- und Querstatorströme

qs ds

sind. Die Gleichung (1) gilt zwar für das synchrone Drehen oder jeden drehenden Bezugsrahmen, sie gilt jedoch insbesondere, wenn der Bezugsrahmen stationär ist. Das heißt:

■ ^Te ^{= X}md ⁱ qs ^Xmq ⁱ ds ⁽²⁾

hochgestellte
wobei der/Index s den stationären Bezugsrahmen bezeichnet. Es kann gezeigt werden, daß in diesem Bezugsrahmen die Längsachse in der Achse maximalen Stroms, d.h. maximaler MMK angeordnet sein kann. In einem Stromquellenwechselrichtermotorantrieb führt eine dieser Wechselrichterausgangsphasen einen positiven Strom, eine Phase führt einen negativen Strom und eine Phase ist "festpunktfrei" oder nicht stromführend. In einem typischen Intervall, beispielsweise in dem Intervall von 300° bis 360° von Fig. 4, 5 und 6 gilt i =0, i, = ~I_d/ i_c = Ij- Wenn die Querachse nun in einer Linie mit der Phase a ist, wie in Fig. 1, gilt:

¹CIs ^{= X}d'

wobei I, der Gleichstromverbindungsschienen- oder Wechselrichtereingangsstrom ist. In dies -m Fall ist der Strom in der zu dieser Richtung normalen Achse, nämlich der Querachse, gleich null oder

= 0-

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Durch Einsetzen der Gleichungen (3) und (4) in die Gleichung (2) ergibt sich:

^Te ⁼ -^Xmq J" ds ^mqV ⁽⁵⁾

Die Gleichung (5) bietet die Möglichkeit, die augenblickliche pulsierende Komponente des elektromagnetischen Drehmoments zu berechnen. Definitionsgemäß ist die Statorstromkomponente in der Längsachse (normal zu der Querachse) I-,. Im allgemeinen ist eine der drei Statorphasen immer null, so daß die Leerlaufspannung an dieser Phase die zeitliche Ableitung des Flusses in dieser Achse ist. Die Integration dieser Leerlaufspannung ergibt den Querfluß, der, wenn er mit dem Längsstrom, d.h. mit dem Gleichstromverbindungsschienenstrom oder Wechselrichtereingangsstroin multipliziert wird, das Drehmoment ergibt.

Eine einfachere, intuitive Erklärung der Erfindung sieht folgendermaßen aus. Zu irgendeiner Zeit, die sich in 60°- Intervallen ändert, führen zwei Phäsenwicklungen Strom und der Strom in der anderen Phasenwicklung ist null. Wenn der Strom in einer Phasenwicklung null ist, wird der Wicklung eine sinusförmige Spannung eingeprägt, die der Luftspaltspannung entspricht. Das Integral dieser Spannung ist der Motorluftspaltfluß. Das Augenblicksdrehmoment ist das Produkt aus dem Luftspaltfluß und dem Statorstrom, die gegenseitig senkrecht sind, wobei der Statorstrom dem Gleichstromverb indungsschienenstrom entsprichtBei dieser Technik wird nur die augenblickliche pulsierende Drehmomentkomponente und kein mittleres Drehmoment berechnet, weil der Ausgangspunkt der Integration eine Funktion der Wechselrichterthyristorumschaltung und willkürlich ist. Die Form des Integrals ist jedoch die pulsierende Komponente und ist von dem Mittelwart des Drehmoments abhängig.

Die Fig. 2 und 3 zeigen die bevorzugte Implementierung der Schaltung und des Verfahrens zum Messen des Augenblickswerts

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der pulsierenden Komponente des elektromagnetischen Drehmoments zur Verwendung als Zahnungsrückführungsvariable bei einem aus einem Stromquellenwechselrichter mit einstellbarer Frequenz gespeisten Induktionsmotorantrieb·

In Fig. 2 ist die Stromquelle ein phasengesteuerter Gleichrichter 10, der durch eine dreiphasige, 60 Hz-Wechselstromquelle gespeist wird und eine einstellbare, gleichgerichtete Ausgangsspannung an eine Glättungsdrossel 11 in der Gleichstromverbindungsschiene zum Steuern des Wechselrichtereingangsstroms I, liefert. Der Stromquellenwechselrichter 12 ist ein mehrphasiger Thyristorbrückenwechselrichter, wie beispielsweise der in der US-PS 3 980 941 beschriebene selbstgeführte Wechselrichter. Bezüglich weiterer Einzelheiten wird auf diese Patentschrift verwiesen. Eine Wechselrichtersteuerschaltung 13 herkömmlicher Art erzeugt Steuersignale zum sequentiellen Zünden von Thyristoren Tl - T6 in der Reihenfolge ihrer Numerierung. Die Kommutierungseinzelheiten sind zwar nicht gezeigt, es sei jedoch angegeben, daß in dem selbstgeführten Wechselrichter ein leitender Thyristor mittels einer Kommutierungseinrichtung mit parallelem Kondensator gesperrt wird, nachdem ein Steuerimpuls dem nächsten Thyristor in der Reihe in der positiven oder in der negativen Bank zugeführt worden ist, und daß Sperrdioden in Reihe mit d!en Thyristoren zum Trennen der Kommutierungskondensatoren von der Belastung 14 dienen, bei der es sich um einen dreiphasigen Asynchronmotor oder um einon anderen Mehrphasenmotor handelt. Der Wechselrichter hat die Fähigkeit, unter geringer Belastung zu kommutieren, gestattet das Reversieren des Motors durch Umkehren der Phasenfolge und ist in der Lage, im Bremsbetrieb regenerativ zu arbeiten, d.h. Energie an die Quelle zurückzuliefern, vorausgesetzt, daß der phasengesteuerte Gleichrichter 10 als netzgeführter Wechselrichter betrieben wird. Weitere gesteuerte Wechselrichter sind bekannt und können bei der Durchführung der Erfindung benutzt werden, einschließlich des mit der dritten Harmonischen hilfskommutierten Wechselrichters mit einem Kommutierungskondensator

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und des hilfsimpulskommutierten Wechselrichters mit drei Kommutierungskondensatoren.

Fig. 4 zeigt die idealisierten dreiphasigen, nichtsinusförmigen Wechselrichterausgangsströme i , i und i , unter der Annahme daß der Gleichstromverbindungsschienen- oder Eingangsstrom I, konstant ist. Der Statorstrom, der jeder Phasenwicklung 14s des Asynchronmotors zugeführt wird, entspricht selbstverständlich dem Wechselrichterausgangsstrom und hat die gleiche Größe wie der Gleichstromverbindungsschienenstrou I,, da nämlich die Wechselrichterthyristoren den Gleichstromverbindungsschienenstrom auf die drei Ausgangsleitungen umschalten. Es ist klar, daß durch Verstellen der Gleichrichterausgangsspannung sich die Größe des Gleichstromverbindungsschienenstroms und somit der Statorstrom ändert, während das Verstellen der Wechselrichterbetriebsfrequenz die Statorerregerfrequenz ändert. Die dafür vorgesehenen Rückführungsschleifen sind nicht gezeigt. Der Ausgangsstrom in jeder Phase hat im Idealfall eine rechteckige Kurvenform mit einer Dauer von 120° in jeder Halbperiode, wobei die Kommutierung vernachlässigt wird. Da die Rechteckausgangsströme pro Phase um 120 gegeneinander versetzt sind, sind in jedem Zeitpunkt zwei Statorwicklungen 14s stromführend, während die übrige Phase im Leerlauf ist. Die Kombination von stromführenden und im Leerlauf befindlichen Phasen ändert sich nach jeweils 60 oder sechsmal pro Periode.

Da der Motorstrom wegen der Kommutierung von Phase zu Phase eine 120 -Rechteckschwingung ist, sind die fünfte und siebente Harmonische der Motorfrequenz in dem Motorstrom zusätzlich zu der Motorgrundfrequenz vorhanden, außerdem die elfte und die dreizehnte Harmonische usw. Einige Harmonische einschließlich der dritten, neunten und fünfzehnten Harmonischen werden durch die Wechselrichterkonfiguration eliminiert und bekanntlich stellen die Harmonischen höherer

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Ordnung wegen ihrer geringen Größen kein so großes Problem dar. Die fünfte Harmonische der Gegenphasenfolge und die siebente Harmonische der Vorwärtsphasenfolge erzeugen in Wechselwirkung mit der Grundschwingung eine sechste harmonische Drehmomentkomponente in dem vom Motor erzeugten Drehmoment, und in ähnlicher Weise erzeugen die elfte und die dreizehnte Harmonische miteinander eine zwölfte harmonische Drehmomentkomponente, usw. Bei einem sechspulsigen Wechselrichter ist die Ordnung dieser harmonischen oder Zahnungsdrehmomente durch ein ganzzahliges Vielfaches der Anzahl der Impulse gegeben. Die Zahnungsdrehmanentpulsationen sind bei sehr niedrigen Frequenzen nachteilig, weil bei diesen niedrigen Frequenzen die Maschine auf die Harmonischen im Motorstrom ansprechen kann. Durch Modulieren des Stroms I, werden die harmonischen Pulsationen im wesentlichen eliminiert.

Die abgefühlte Information, die zum Berechnen der Augenblickssinusspannung an einer im Leerlauf befindlichen Phasenwicklung benötigt wird, wird an den Motorklemmen abgefühlt und erfordert das Herausführen des Sternpunktleiters N. Transformatoren 15a, 15b und 15c sind zwischen die geeigneten Motorklemmen geschaltet und erzeugen Signale e . e, und

a Jj

e . Die Größe des Statorstroms und die Nullstromintervalle c

in jeder Motorphasenwicklung können direkt anhand des Wechselrichterausgangsstroms gemessen werden, es ist aber zweckmäßig, den Wert des Wechselrichtereingangsstroms I, unter Verwendung eines geeigneten Fühlers 16 abzufühlen und die Wechselrichterthyristorsteuerimpulse zu verarbeiten, um Signale zu erzeugen, die die Nullstromintervalle darstellen. Der Motorphasenwicklung a wird immer dann Strom zugeführt, wenn einer der in Reihe geschalteten Thyristoren T₁ und T. leitend ist, und es gibt eine 60°-Periode in jeder Halbperiode, in der der Strom null ist (vgl. auch das Steuerungs-

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diagramm von Fig. 5). Zum Erzeugen eines Signals, das im folgenden mit T1' bezeichnet wird und das dem Leitungsintervall des Thyristors T1 entspricht, wird der Steuerimpuls für den Thyristor ΤΊ dem Setzeingang und der Steuerimpuls für den Thyristor T3 dem Rücksetzeingang eines Flipflops oder elektronischen Schalters 17 zugeführt. In gleicher Weise werden Paare von Steuerimpulsen, von denen einer das Einschalten der Vorrichtung und der andere das Einleiten des Abschaltens durch die Parallelkommutierungseinrichtung angibt, einer Reihe von Flipflops zugeführt, um die Signale T2¹ - T6¹ zu erzeugen.

Es gibt, wie erwähnt, eine sinusförmige Spannung an einer Phasenwicklung während des NullStromintervalls, die der Motorluftspaltspannung entspricht, und das Integral dieser Spannung ist der Luftspaltfluß. Durch Multiplizieren des Wechselrichtereingangsstroms I, mit dem Fluß wird die pulsierende Drehmomentkomponente, nicht aber der Mittelwert berechnet. Die Phasenwicklungsspannungen e , e, und e werden über Schalter Sl, S2 bzw. -S3 an einen Integrierer 18 angelegt, der nach jeder Kommutierung mit Hilfe eines Rücksetzsignals, das in der Wechselrichtersteuerschaltung 13 gewonnen wird, rückgesetzt wird. Die Luftspaltflußsignale entgegengesetzter Polarität werden direkt über einen Schalter S4 oder über einen Inverter 19 und einen Schalter S5 an eine Summierschaltung 20 angelegt. Die summierten Flußsignale werden in einem Kondensator 21 oder dessen betriebsmäßigem Äquivalent hochpaßgefiltert, um den Gleichstromanteil des Signals zu entfernen, und die gefilterten Flußsignale (Δλ ) werden mit dem Wechselrichtereingangsstrom I, in einem Multiplizierer 22 multipliziert. Das Schaltungsausgangssignal ist die pulsierende Komponente ΔΤ des elektromagnetischen Drehmoments. Die Fig. 6a - 6d zeigen die Kurven in verschiedenen Stufen in der Berechnungsschaltung. Das Flußsignal an dem Integriererausgang ist eine Cosinusfunktion und ändert

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seine Polarität in 60°-Intervallen, wenn der Integrierer rückgesetzt wird. Die sinusförmigen Augenblicksphasenwicklungsspannungen werden fortlaufend während des Intervalls integriert, in welchem der Strom in dieser Phasenwicklung null ist. An dem Summiererausgang haben die Flußsignale dieselbe Polarität und durch das Hochpaßfiltern der Flußsignale wird die Gleichstromkomponente unterdrückt. Wenn der Gleichstromverbindungsschienenstrom I, moduliert ist, statt konstant zu sein, zeigt sich die Modulation auch in dem Signal ΔT der Komponente des pulsierenden Drehmoments.

In Fig. 3 werden die Signale T1' und T4· an ein NOR-Gatter 23 angelegt, das ein Ausgangssignal liefert, welches den Schalter S1 während der Nichtleitungsintervalle der Thyristoren T1 und T4 schließt, wenn die Phasenwicklung a im Leerlauf ist. Das Steuerungsdiagramm in Fig. 5 veranschaulicht die Arbeitsweise. Der Schalter S2 zum Anlegen der Spannung e, an den Integrierer und der Schalter S3 zum Anlegen der Spannung e werden in der gleichen Weise durch andere NOR-Gatter gesteuer-t. An dem Integriererausgang sind die Signale T1' und T3' sowie T5' die Eingangssignale eines ODER-Gatters 24, so daß der Schalter S4 durch Leiten der Thyristoren geschlossen wird, die den Motorphasenwicklungen Ströme mit positiver Polarität liefern. Andererseits wird der dem Inverter 19 zugeordnete Schalter S5 durch das Leiten von Thyristoren geschlossen, die den Phasenwicklungen Ströme mit negativer Polarität liefern. In dem Fall, in welchem die Steuerimpulse mit dem Leiten der Thyristoren zusammenfallen, können die Steuerimpulse direkt an die NOR-Gatter 23 und die ODER-Gatter 24 angelegt werden. Der Integrierer 18, der Summierer 20 und der Multiplizierer werden vorzugsweise durch Operationsverstärker implementiert, es können aber auch andere herkömmliche Schaltkreise verwendet werden.

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Das Verfahren und die Schaltung zum Messen des Zahnungsdrehmoments oder des Augenblickswerts der pulsierenden Drehmomentkomponente sind auch bei durch zwangsgeführte und durch lastgeführte Wechselrichter gespeisten Synchronmaschinen anwendbar -

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Claims

Dr. rer. not. Horst Schüler ⁶⁰⁰° f-nkfurt/Main ι J.okt. 1979

Kaiserstrasse 41 Me . Vo . /he

PATENTANWALT 2857215 Telefon (06Π) 235555

Telex: 04-16759 niapat d Postscheck-Konto: 2824 20-602 Frankfurt/M. Bankkonto: 225/0389 Deutsche Bank AG, Frankfurt/M.

8129-RD-8973

GENERAL ELECTRIC COMPANY

1 River Road
Schenectady, N.Y./U.S.A.

Patentansprüche :

1 . Schaltung zum Messen der pulsierenden Komponente des elektromagnetischen Drehmoments in einem Elektromotor, der durch einen mehrphasigen Stromquellenwechselrichter gespeist wird,

gekennzeichnet durch eine Einrichtung (16) zum effektiven Abfühlen der Amplitude des nominal rechteckigen Wechselrichterstroms, den der Stromquellenwechselrichter an die Motorphasenwicklungen abgibt, der Nullstromintervalle in jeder Phasenwicklung und der Augenblicksspannung an jeder Phasenwicklung und zum Erzeugen von diese darstellenden Signalen, und

durch eine Berechnungsschaltung (Fig. 3) mit einer Einrichtung (18) zum aufeinanderfolgenden Integrieren jeder Phasenwicklungsspannung während des Intervalls, in welchem der

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Strom in dieser Phasenwicklung null ist, um dadurch Signale zu erzeugen, die den Motorluftspaltfluß darstellen, und mit einer Einrichtung (21) zum Filtern der Flußsignale, um die Gleichstromkomponente zu unterdrücken, sowie mit einer Einrichtung (22) zum Multiplizieren der Flußsignale mit dem Wechselrichterstromsignal, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das den Augenblickswert der pulsierenden Drehmomentkomponente darstellt.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Berechnungsschaltung (Fig. 3) eine Einrichtung (19) zum abwechselnden Invertieren der durch die Integriereinrichtung erzeugten Flußsignale und eine Einrichtung (20) zum Summieren der Flußsignale enthält und daß die Einrichtung (21) zum Filtern der Flußsignale ein Kondensator ist.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (16) zum effektiven Abfühlen des Wechselrichterstroms und zum Erzeugen eines diesen darstellenden Signals ein Stromfühler für den Eingangsstrom des Stromquellenwechselrichters ist.
4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselrichter (12) ein mehrphasiger Thyristorbrückenwechselrichter ist, der durch in einer Steuerschaltung (13) erzeugte Signale gesteuert wird.
5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (13) zum Erzeugen von Signalen, die die Nullstromintervalle in den Motorphasenwicklungen darstellen, eine Einrichtung zum Verarbeiten der Steuersignale für jedes Paar Reihenthyristoren in dem Stromquellenwechselrichter, die Ströme entgegengesetzter Polarität einar der Phasenwicklungen zuführen, enthält, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das dem Nichtleitungsintervall beider Thyristoren ent-

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spricht, und dadurch das Anlegen des Phasenwicklungsspannungssignals an die Integriereinrichtung zu steuern.
6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Berechnungsschaltung (Fig. 3) eine Einrichtung (19) zum wahlweisen Invertieren der durch die Integriereinrichtung

(18) erzeugten Flußsignale vor dem Anlegen an die Summiereinrichtung (20) sowie eine weitere Einrichtung (24) enthält zum Verarbeiten der Steuersignale zur Steuerung des Verbindens der Integriereinrichtung direkt mit der Summiereinrichtung und über die Invertiereinrichtung in Abhängigkeit von dem Leiten von Thyristoren, die der Motorphasenwicklung Ströme positiver oder negativer Polarität liefern.
7. Verfahren zum Messen der pulsierenden Komponente des elektromagnetische! Drehmoments in einem Elektromotor, der aus einem mehrphasigen Stromquellenwechselrichter gespeist wird, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

Erzeugen von Signalen, die die Amplitude des nichtkontinuierlichen, nominal rechteckigen Statorstroms, der von dem Stromquellenwechselrichter an die Statorphasenwicklungen abgegeben wird, die Nullstromintervalle in jeder Phasenwicklung bzw. die Augenblicksspannung an jeder Phasenwicklung darstellen,

fortlaufendes Integrieren jeder Phasenwicklungsspannung während des Intervalls, in welchem der Strom in dieser Phasenwicklung null ist, um dadurch Signale zu erzeugen, die den Motorluftspaltfluß darstellen,

Hochpaßfiltern der Flußsignale, um die Gleichstromkomponente zu unterdrücken, und

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Multiplizieren der gefilterten Flußsignale mit dem Statorstromsignal, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das den Augenblickswert der pulsierenden Drehmomentkomponente darstellt.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Erzeugens eines den rechteckigen Statorstrom darstellenden Signals das Abfühlen des Eingangsstroms des Stromquellenwechselrichters und das Erzeugen eines diesen darstellenden Signals umfaßt.
9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der. Stromquellenwechselrichter ein mehrphasiger Thyristorwechselrichter ist, der durch Steuersignale gesteuert wird, die in. einer Steuerschaltung erzeugt werden, und daß der Schritt des Erzeugens von die Nullstromintervalle in den Statorphasenwicklungen darstellenden Signalen das Verarbeiten der Steuersxgnale für jedes Paar von Reihenthyristoren, die Ströme entgegengesetzter Polarität einer einzelnen Phasenwicklung zuführen, umfaßt, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das dem Nichtleitungsintervall beider Thyristoren entspricht, und dadurch das Anlegen des Phasenwicklungsspannungssignals an einen Integrierer in dem Integrierschritt zu steuern.
10. Verfahren nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch den Schritt, daß die durch den Integrierer erzeugten Flußsignale abwechselnd invertiert werden und daß sämtliche Flußsignale summiert werden und daß außerdem die Thyristorsteuersignale verarbeitet werden, um den Invertierungsschritt in Abhängigkeit von dem Leiten von Thyristoren zu steuern, die den Phasenwicklungen Statorströme positiver oder negativer Polarität liefern.

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