DE3310898A1

DE3310898A1 - Rueckspeisungsgleichrichter

Info

Publication number: DE3310898A1
Application number: DE19833310898
Authority: DE
Inventors: Fred Gerdes Turnbull
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1982-04-05
Filing date: 1983-03-25
Publication date: 1983-10-06
Anticipated expiration: 2003-03-26
Also published as: US4447868A; JPS58186373A; GB2117985B; DE3310898C2; GB2117985A; GB8308748D0; JPH0435996B2

Description

9O68-RD-13O4O

GENERAL ELECTRIC COMPANY

Rückspeisungsgleichrichter

Die Erfindung bezieht sich auf Rückspeisungsgleichrichteranordnungen, die zur Gleichrichtung von Wechselstrom in Gleichstrom und zur Rückspeisung von Energie von einer Gleichstromquelle zu einer Wechselstromversorgung in der Lage sind.

Die Möglichkeit einer Energierückspeisung ist häufig ein Erfordernis bei einem Werkzeugmaschinenantriebssystern, um ein schnelles Ansprechen auf Drehzahlregelungsänderungen zu erzielen. Wenn eine Frequenzführungsgröße an dem Motor der Werkzeugmaschine verkleinert wird und der Motor nicht belastet ist, ist es nicht notwendig zu warten, bis durch mechanische Reibung und Luftreibungsverluste der Motor abgebremst worden ist, wenn die Möglichkeit einer Nutzbremsung gegeben ist, bei der die Massenträgheit des Motors in elektrische Energie umgewandelt wird. In einigen bekannten Antriebssystemen wird die rückgespeiste Energie

in einem Widerstand verbraucht.

Aufgabe der Erfindung ist es, die Möglichkeit einer Rückspeisung zu einer Wechselstromversorgung aus einem mit einstellbarer Wechselspannung-Gleichspannung-Wechselspannung und einstellbarer Frequenz arbeitenden Wechselstrommotorantriebssystem zu schaffen.

Weiter soll die Möglichkeit einer Rückspeisung zu einer Wechselstromversorgung aus einem mit einstellbarer Wechselspannung-Gleichspannung-Gleichspannung arbeitenden Gleichstrommotorantriebssystem oder einem mit einstellbarer Wechselspannung-Gleichspannung arbeitenden Gleichstrommotorantriebssystem geschaffen werden.

Ferner soll einem Wechselstrom-Gleichstrom-Gleichrichter die Möglichkeit der Energierückspeisung von einer Gleichstromquelle zu der Wechselstromversorgung durch Umkehren der Richtung des Stromflusses von dem Gleichstromausgang des Gleichrichters statt durch Umkehren der Gleichstromausgangspolarität gegeben werden.

In einer Ausgestaltung der Erfindung liefert ein dreiphasiger Rückspeisungsgleichrichter einen Energiefluß von der Wechsel- zur Gleichstronseite unter Verwendung einer dreiphasigen Gleichrichterbrücke. Die Umkehr der Eingangswechselspannung bei der Eingangsfrequenz kommutiert den Strom in den Gleichrichtervorrichtungen (d.h., schaltet den Strom ab). Ein steuerbarer Schalter mit Selbstkommutierungseigenschaft, wie beispielsweise ein Leistungstransistor oder ein Feldeffekttransistor, ist zu jeder Gleichrichtervorrichtung antiparallel geschaltet, um einen Pfad für Strom von dem Gleichstromausgang des Gleichrichters zurück zu der Wechselstromversorgung während der Rückspeisung zu schaffen. Steuereinrichtungen fühlen die drei Phasenspannungen ab und schalten die Transistoren in Phase mit der Wechselstromversorgung. Die

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Kommutierung der Transistoren erfolgt durch deren eigenes Abschaltvermögen.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgen den unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 die Fig. 2A-2F Fig. 3 ein Schaltbild des dreiphasigen Rückspeisungsgleichrichters nach der Erfindung,

Kurvendiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise des Gleichrichters nach Fig. 1,

ein Schaltbild eines dreiphasigen Rückspeisungsgleichrichters nach der Erfindung, bei dem Feldeffekttransistoren verwendet werden,

die Fig. 4A und 4B ein Schaltbild eines Rückspeisungsgleichrichters mit einem phasengesteuerten Gleichrichter nach der Erfindung,

Fig. 5 ein Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Phasenwinkel und der bezogenen Gleichspannung für einen phasengesteuerten Gleichrichter und einen selbstkommutierten Wechselrichter zeigt,

die Fig. 6A-6G ein Kurvendiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des Gleichrichters nach den Fig. 4A und 4B,

die Fig. 7A-7E Kurvendiagramme zur Erläuterung der

Arbeitsweise einer Phasenverschiebungssteuerschaltung nach den Fig. 4B und 8B_f

die Fig. 8A-und 8B ein Schaltbild eines Rückspeisungs-

gleichrichters mit einem drei Thyristoren und vier Dioden enthaltenden Gleichrichter nach der Erfindung und

Fig. 9 ein Schaltbild eines einphasigen Rück-

speisungsgleichrichters nach der Erfindung.

In den Zeichnungen tragen gleiche Teile gleiche Bezugszeichen. Fig. 1 zeigt einen Rückspeisungsgleichrichter mit einem Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler 1 und einer Steuereinheit 3. Der Wandler 1 enthält eine dreiphasige Diodenbrücke mit sechs Dioden D1, D2, D3, D4, D5 und D6. Jeder Zweig der Brücke wird durch eine Phase einer dreiphasigen Wechselstromversorgung (nicht dargestellt) versorgt. Die Phase A ist zwischen den Dioden D1 und D4 angeschlossen, die Phase B zwischen den Dioden D3 und D6 und die Phase C zwischen den Dioden D5 und D2. Jeder Diode in dem Wandler 1 ist ein bipolarer NPN-Transistor T1-T6 parallel geschaltet, wobei der Kollektor jedes Transistors an die Katode jeder Diode und der Emitter jedes Transistors an die Anode jeder Diode angeschlossen ist. Die Transistoren T1-T6 bilden einen Wechselrichter. Zwischen den Kollektor des Transistors T5 und den Emitter des Transistors T2 ist ein Filter geschaltet, das aus der Reihenschaltung einer Drossel 17 und eines Kondensators 19 besteht. Das Gleichstromausgangssignal des Rückspeisungsgleichrichters ist an dem Kondensator 19 verfügbar. Ein Spannungsquellenwechselrichter, der entweder strom- oder spannungsgesteuert ist, könnte an den Ausgang des Gleichrichters angeschlossen sein.

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Die Steuereinheit 3 enthält drei Transformatoren, die jeweils eine Primärwicklung 23a, 25a bzw. 27a und jeweils drei Sekundärwicklungen 23b, 23c und 23d, 25b, 25c und 25d bzw. 27b, 27c und 27d haben. Die Primärwicklungen der drei Transformatoren sind in Dreieck geschaltet, wobei die Phase-ASpannung an dem Verbindungspunkt der Wicklungen 23a und 25a, die Phase-B-Spannung an dem Verbindungspunkt der Wicklungen 23a und 27a und die Phase-C-Spannung an dem Verbindungspunkt der Wicklungen 25a und 27a anliegt. Die Sekundärwicklungen 23b, 25b und 27b sind in Dreieck geschaltet. Ein Ende eines Strommeßwiderstands 29 ist mit dem Verbindungs-.punkt der Wicklungen 23b und 25b verbunden, ein Ende eines Strommeßwiderstands 31 ist mit dem Verbindungspunkt der Wicklungen 23b und 27b verbunden, und ein Ende eines Strommeßwiderstands 32 ist mit dem Verbindungspunkt der Wicklungen 25b und 27b verbunden. Die anderen Enden der Widerstände 29, 31 und 32 geben jeweils ein einphasiges Eingangssignal an eine dreiphasige Vollwellendiodenbrücke 35 ab, welche Dioden D7-D12 aufweist. Eine Reihenschaltung aus einer Drossel 37 und einem Widerstand 39 liegt an dem gleichgerichteten Ausgang der Diodenbrücke 35.

Die Sekundärwicklungen 23c und 25c sind in Reihe geschaltet. Parallel zu dieser Reihenschaltung ist ein Lastwiderstand geschaltet. Ein Ende des Widerstands 41 ist mit der Steuerschaltungsmasse verbunden, und das andere Ende gibt die Phase-A-Sternspannung (d.h. die Leiterspannung gegen den Sternpunkt für die Phase A) an eine Steuerschaltung 43 ab. Das andere Eingangssignal der Steuerschaltung 43 wird an dem Widerstand 29 abgenommen. Ein Differenzverstärker 45 in der Steuerschaltung 43 ist an den Widerstand 29 angeschlossen. Das Ausgangssignal des Verstärkers 4 5 ist mit dem Leiterstrom in der Phase A in Phase. Der Ausgang des Verstärkers 4 5 ist mit einer Absolutwertschaltung 47 verbunden, die mit

dem nichtinvertierenden Eingang eines Stromkomparators 4 9 verbunden ist. Der invertierende Eingang ist mit der Steuerschaltungsmasse verbunden. Die Phase-A-Sternspannung von dem Widerstand 41 liegt an dem nichtinvertierenden Eingang eines positiven Komparators 51 und an dem invertierenden Eingang eines negativen Komparators 53 in der Steuerschaltung 43 an. Der invertierende Eingang des positiven Komparators 51 und der nichtinvertierende Eingang des negativen Komparators 53 sind mit der Steuerschaltungsmasse verbunden= Der Ausgang des Stromkomparators 49 ist mit einem Eingang eines zwei Eingänge aufweisenden UND-Gatters 55 verbunden. Der Ausgang des positiven Komparators 51 ist mit dem anderen Eingang des UND-Gatters 55 verbunden. Der Ausgang des UND-Gatters 55 ist mit einem Basisstromverstärker und Trenner 57 verbunden, der den Transistor T1 mit Basisstrom versorgt. Mit einem Eingang eines zwei Eingänge aufweisenden UND-Gatters 5 9 ist der Ausgang des Stromkomparators 4 9 verbunden, und der Ausgang des negativen Komparators 53 ist mit dem anderen Eingang verbunden. Der Ausgang des UND-Gatters 59 ist mit einem Basisstromverstärker und Trenner 6 0 verbunden, der Basisstrom für den Transistor T4 liefert. Eine Steuerschaltung 61 für die Phase B liefert Basisstrom für die Transistoren T3 und T6 und hat denselben Aufbau und die gleichen Schaltungselemente wie die Steuerschaltung 43. Ein Eingangssignal der Steuerschaltung 61 ist die Sternspannung von einem Ende des Widerstands 62, der zu der Reihenschaltung aus den Wicklungen 27c und 23d parallel geschaltet ist. Das andere Eingangssignal der Steuerschaltung 61 ist die Spannung an dem Widerstand 32. Ebenso liefert die Steuerschaltung 63 Basisstromsignale für die Transistoren T5 und T2 und empfängt als Eingangssignale die Phase-C-Sternspannung, die an einem Ende des Widerstands 64 abgenommen wird, welcher zu der Reihenschaltung aus den Sekundärwicklungen 25d und 27d parallel geschaltet ist, und den Spannungsabfall an dem Widerstand 31.

Die Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltung wird nun für den Fall erläutert, in welchem die Ausgangsspannung, die an dem Kondensator 19 erscheint, als Gleichstromzwischenkreisspannung für einen Spannungsquellenwechselrichter dient, bei dem es sich um einen pulsbreitenmodulierten, strom- oder spannungsgesteuerten Wechselrichter handeln könnte, der Leistung mit veränderbarer Spannung und Frequenz an eine Last, die zur Rückspeisung in der Lage ist, wie beispielsweise einen Motor, abgibt. Die Fig. 2A-2F werden zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 herangezogen. Fig. 2A zeigt eine Kurvendarstellung einer Phase der Wechselstromsternspannung. Fig. 2B zeigt eine Kurvendarstellung des Diodenstroms in dem Gleichrichter während des Motorbetriebes (Energiefluß von der Wechselstrom- zur Gleichstromseite). Fig. 2C zeigt eine Kurvendarstellung des Transistorstroms während der Rückspeisung. Fig. 2D zeigt eine Kurvendarstellung des Wechselstromleiterstroms während des Motorbetriebs. Fig. 2E zeigt eine Kurvendarstellung des Wechselstromleiterstroms während der Rückspeisung. Fig. 2F zeigt eine Kurvendarstellung der Spannung an der Diode D1 und dem Transistor Tl (V₁ _j in Fig. 1) während des Motorbetriebs und während der Rückspeisung.

Die in Fig. 1 gezeigte Diodenbrücke gestattet nicht das Steuern und Einstellen der Gleichstromzwischenkreisspannung,· die an dem Kondensator 19 erscheint. Der Eingangsleiterstrom für ständiges Leiten, der während des Motorbetriebs auftritt, fließt in der Wechselstromeingangsleitung in Wechselstromintervallen von 120°, die durch 60°-Intervalle, in denen kein Strom fließt, getrennt sind. Jedes Stromintervall von 120° hat seine Mitte bei der positiven Spitze der Sternspannungskurve dieser Phase, die in Fig. 2A gezeigt ist. Die Umkehr der Eingangsspannung bei der Eingangsfrequenz kommutiert den Diodenstrom. Der Diodenstrom während des Motorbetriebs ist in

Fig« 2B gezeigt. Während der Rückspeisung, die erfolgt, wenn die Spannung aus dem Motor (nicht dargestellt) über den Wechselrichter (ebenfalls nicht dargestellt) reflektiert wird und an dem Kondensator 19 erscheint, ist die Spannung an dem Kondensator 19 größer als die Spannung, die die Wechselstromguelle liefert. Die reflektierte Spannung an dem Kondensator 19 bewirkt, daß die Richtung des Gleichstroms umgekehrt wird. Ein Pfad für Rückspeisungsstrom wird durch die sechs Leistungstransistoren T1-T6 gebildet. Der Leitungswinkel jedes Transistors beträgt 120° der Eingangswechselstromperiode, und das Leitungsintervall ist synchronisiert mit und hat seine Mitte bei der positiven Spitze der Sternspannung der betreffenden Wechselstromphase, wie es in Fig. 2C gezeigt ist. Ein Basisansteuersignal für die sechs Transistoren wird durch die Steuereinheit 3 geliefert.· Die Kommutierung des Stroms aus jedem Transistor während der Rückspeisung erfolgt durch die Selbstabschalteigenschaften der Transistoren.

Der dreiphasige Gleichrichter 35 niedriger Leistung wird mit Strom aus den Transformatoren 23, 25 und 27 versorgt. Die Transformatoren sorgen für die Trennung zwischen der Stromversorgung und den Steuerschaltungen 43, 61 und 63. Der Signalgleichrichter 35 liefert ein Signal, das den Strom darstellt, der während des Motorbetriebs in dem Hauptgleichrichter fließt. Dieses den Strom darstellende Signal verschwindet jedoch nicht, wenn der HauptStromkreis eine Periode zwischen Gleichrichten und Wechselrichten durchläuft, in welcher der Strom null ist, d.h., die Gleichstrombelastung, die aus der Drossel 37 und dem Widerstand 39 besteht, erzeugt einen Stromfluß, der mit den Kenndaten des Stroms in der Hauptgleichrichterdrossel 17 in Phase ist und diesen ungefähr gleicht.

Die Strommeßwiderstände 29, 31 und 32 sind in den Wechsel-

stromeingangsleitungen des Gleichrichters niedriger Leistung vorgesehen. Diese Widerstände haben einen Widerstandswert, der viel niedriger ist als der des Lastwiderstands 39, so daß er das Stromsignal nicht verzerrt. Der Differenzverstärker 45 in der Steuereinheit 3 fühlt den Spannungsabfall an dem Widerstand 29 ab, der mit dem Leiterstrom in der Phase A des Rückspeisungsgleichrichters in Phase ist. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 45 ist eine auf die Signalmasse bezogene Wechselstromschwingung mit 120° Leitung. Dieses Wechselstromsignal wird in der Absolutwertschaltung 47 gleichgerichtet und in dem Stromkomparator 49 mit null Volt verglichen. Das Ausgangssignal ist für 240° der Gesamtperiode positiv.

Die Sternspannung der Phase A wird durch Phasenverschiebung der verketteten Spannungen j._n a_en Sekundärwicklungen 23c und 25c . erhalten. Die Sekundärwicklungen 23c und 25c sind in Reihe geschaltet, so daß die resultierende Spannung an der Reihenschaltung mit der Sternspannung in Phase und zu dieser proportional ist. Die so erhaltene Sternspannung wird mit null Volt in dem positiven Komparator 51 und in dem negativen Komparator 53 verglichen. Der positive Komparator 51 und der negative Komparator 53 trennen die Sternspannung in zwei Signale, nämlich in eines, das für 180° während der positiven Halbperiode der Sternspannung positiv ist, und in eines, das während der negativen Halbperiode der Sternspannung positiv ist.

Die Ausgangssignale des positiven Komparators 51 und die Ausgangssignale des Stromkomparators. 49 werden in dem UND-Gatter 55 miteinander verknüpft. Das Ausgangssignal des UND-Gatters, das eine Dauer von 120° und seine Mitte bei der positiven Spitze der Sternspannung hat, wird durch den Basisstromverstärker 57 verstärkt und ohmisch getrennt und wird zu dem Basisstromsignal des Transistors T1. Die nega-

-moHalbschwingung der Sternspannung aus dem negativem Komparator 53 wird in dem UND-Gatter 59 mit dem Ausgangssignal des Stromkomparators 49 zu Signalen verknüpft, die eine Dauer von 120° und ihre Mitte bei der negativen Spitze der Sternspannung haben und an den Basisstromverstärker 60 angelegt werden, der das BasisStromsignal für den Transistor T4 liefert. Die Steuerschaltung 61 arbeitet auf ähnliche Weise und erzeugt Basisstromsignale für die Transistoren T3 und T6. Ebenso liefert die Steuerschaltung 63 Basisstromsignale für die Transistoren T5 und T2. Abwechselnde Leitungspfade von der Phase A zu der Phase B oder C treten in den Transistoren T3, T5, T6 oder T2 nicht auf, da diese Transistoren kein Basisstromsignal empfangen, wenn die Diode D1, der Transistor T1, die Diode D4 oder der Transistor T4 Strom führt, und zwar aufgrund der Art und Weise, auf die die Basisstromsignale aus den Spannungsschwingungen und Stromschwingungen in dem Signalgleichrichter gebildet werden. Die Reihenfolge, in der die Transistoren in dem Wandler 1 in den leitenden Zustand gesteuert werden, lautet Transistor T1, T2, T3, T4, T5, T6„ T1..., wobei Paare der aufeinanderfolgenden Transistoren (T1 und T2, T2 und T3, usw.) gleichzeitig leitend sind.

Während Zuständen mit sehr geringer Belastung und einer endlichen Gleichstromzwischenkreisinduktivität kann Strom beispielsweise entweder in der Diode D1 oder in dem Transistor T1 während eines bestimmten Zeitintervalls von 120° fließen. Das Anlegen von Basisstromsignalen während des Motorbetriebs und während der Rückspeisung gestattet dem System, sanft vom Motorbetrieb auf Rückspeisung überzugehen.

Fig. 3 zeigt den Rückspeisungsgleichrichter nach Fig. 1, bei dem jede Parallelschaltung aus dem Transistor und der Gegendiode durch einen Leistungs-MOSFET (Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor) ersetzt ist. Es sind Anreiche-

rungs-MOSFETs mit N-Kanal gezeigt, in die von Haus aus Gleichrichter mit integralen umgekehrten übergängen eingebaut sind. Die Diode D1 und der Transistor T1 sind durch den MOSFET M1 ersetzt, die Diode D2 und der Transistor T2 sind durch den MOSFET M2 ersetzt, und ebenso sind die Dioden D3-D6 und die Transistoren T3-T6 durch die MOSFETs M3-M6 ersetzt. Leistungs-MOSFETs, die Gleichrichter mit integralen umgekehrten PN-Übergängen haben, sind, beispielsweise, von der Firma International Rectifier, El Segundo, California, erhältlich.

Eine andere Technik zur Leiterstrommessung in der Steuereinheit 3 nach Fig. 1 ist in Fig. 3 gezeigt. Ein dreiphasiger Vollwellengleichrichter niedriger Leistung mit Dioden D7-D12 wird direkt durch die dreiphasige Hochspannungsversorgung über Strommeßwiderstände 65, 67 und 69 gespeist. Ein Widerstand 39 und eine Drossel 37 sind in Reihe an den Ausgang der Diodenbrücke wie in Fig. 1 angeschlossen, um Stromsignale zu liefern, die in Phase mit den Motorbetriebskenndaten (Energiefluß von der Wechselstrom- zur Gleichstromseite) des Hauptgleichrichters und ungefähr gleich diesen sind. Obgleich der Strom, der in dem Signalgleichrichter 35 fließt, klein ist, ist die an den Signalgleichrichter 35 angelegte Spannung die dreiphasige Versorgungsnennspannung. Der Differenzverstärker 45 in den Steuerschaltungen 43, 61 und 63 nach Fig. 1 ist in Fig. 3 durch einen Meßverstärker 71 ersetzt, der ein sehr hohes Gleichtaktstörspannungsunterdrückungsverhältnis hat (wobei Gleichtaktunterdrückungsverhältnis ein Maß dafür ist, ausgedrückt als Spannungsverhältnis, Wie gut ein Differenzverstärker ein Signal ignoriert, das gleichzeitig und in Phase an beiden Eingangskiemmen erscheint) , da der Spannungsabfall an den Widerständen 65, 6 7 und 6 9 das gewünschte Eingangssignal für die Steuerschaltungen 43, 61 bzw. 63 ist. Die Widerstände an dem Eingang des Meßverstärkers 71 bilden eine sehr hohe Impedanz zwischen der Eingangsstromversorgung und den mit Logikpegein

betriebenen Steuerschaltungen 43_r 61 und 63, sorgen aber nicht für eine ohmische Trennung.

Die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 3 ist im wesentlichen gleich der der Schaltung nach Fig. 1. Die MOSFET-Energierückspeisungsschaltung könnte in Verbindung mit der Steuereinheit 3 nach Fig. 1 benutzt werden. Die Steuereinheit 3 nach Fig. 3 könnte anstelle der Steuereinheit 3 nach Fig. 1 mit den bipolaren Transistoren benutzt werden. Eine einphasige Ausführungsform der Schaltung nach Fig. 3 ist in Fig_o 9 gezeigt und weiter unten erläutert.

Die Fig. 4A und 4B zeigen eine weitere Ausführungsform der Erfindung mit einem phasengesteuerten Rückspeisungsgleichrichter 73, der eine dreiphasige Thyristorbrücke enthält, die sechs Thyristoren SCR1-SCR6 hat, wobei die Phase A der dreiphasigen Versorgungsspannung mit dem Verbindungspunkt zwischen den in Reihe geschalteten Thyristoren SCR1 und SCR4 verbunden ist. Die B-Phase-Spannung liegt an dem Verbindungspunkt der in Reihe geschalteten Thyristoren SCR3 und SCR6 an und die C-Phase-Spannung liegt an dem Verbindungspunkt der in Reihe geschalteten Thyristoren SCR5 und SCR2 an. Der Rückspeisungsgleichrichter 73 enthält weiter parallel geschaltet zu jedem Thyristor eine Reihenschaltung aus einer Diode und einem Transistor. Die Anode einer Diode 77 ist mit der Katode des Thyristors SCR1 verbunden. Der Kollektor eines Transistors 79 ist mit der Katode der Diode 77 verbunden. Der Emitter des Transistors 79 ist mit der Anode des Thyristors SCR1 und mit der Phase-Α-Spannung verbunden. Die Anode der Diode 81 ist mit der Katode des Thyristors SCR4 und mit der Phase-A-Spannung verbunden, und die Katode der Diode 81 ist mit dem Kollektor des Transistors verbunden. Der Emitter des Transistors 83 ist mit der Anode des Thyristors SCR4 verbunden. Die Reihenschaltungen aus

einer Diode und einem Transistor, die an die Thyristoren SCR3, SCR6, SCR5 und SCR 2 angeschlossen sind, sind 85 und 87, 89 und 91, 93 und 95 bzw. 97 und 99.

Die Steuereinheit 75 empfängt die Leiterspannungen A, B und C an Transformatoren 105, 107 bzw. 109. Die Transformatorprimärwicklung 105a ist zwischen die Leiterspannungen A und B geschaltet, die Primärwicklung 107a ist zwischen die Leiterspannungen B und C geschaltet, und die Primärwicklung 109a ist zwischen die Leiterspannungen C und A geschaltet. Positive Komparatoren 111, 113 und 115 bestimmen den positiven 180°-Teil der Leiterspannung der in Dreieck geschalteten Sekundärwicklungen 105b, 107b bzw. 109b. Negative Komparatoren 117, 119 und 121 bestimmen den negativen 180°-Teil der Dreieckspannung der in Dreieck geschalteten Sekundärwicklungen 105b, 107b bzw. 109b. Der Ausgang jedes Komparators 111, 113, 115, 117, 119 und 121 ist mit einem monostabilen Multivibrator 123, 125, 127, 129, 131 bzw. 133 verbunden, die jeweils einen Ausgangsimpuls liefern, wenn sie durch eine Vorderflanke eines Eingangsimpulses getriggert werden. Die Ausgangssignale der monostabilen Multivibratoren werden in einem ODER-Gatter 135 miteinander verknüpft.

* Eine äußere Gleichspannungsführungsgröße E_ wird an einen Eingang eines Summierers 137 angelegt, und ein Signal, das zu der Istgleichspannung an dem Kondensator 113 proportional ist, wird an den anderen Eingang des Summierers durch einen Operationsverstärker 139 angelegt, der eine Eingangsspannung aus einem Spannungsteiler empfängt, welcher aus Widerständen 140 und 141 besteht, die in Reihe geschaltet und zu dem Kondensator 113 parallel geschaltet sind. Die Spannungsdifferenz oder das Fehlersignal zwischen den beiden Signalen, die an den Summierer 137 angelegt werden, wird an einen Steuerschalter 143 angelegt. Die Schalterstellung wird durch eine

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Schaltersteuereinrichtung 144 festgelegt. Das Fehlersignal wird direkt an die Phasenverschiebungssteuerschaltung 142 angelegt oder zuerst durch einen Signalinverter 145 invertiert. Die Phasenverschiebungssteuerschaltung 142 enthält einen Phasendetektor 146,. der zwei Eingänge hat. Der erste Eingang ist mit dem Ausgang des ODER-Gatters 135 verbunden. Der Ausgang des Phasendetektors 146 ist mit einem Schleifenfilter 147 verbunden. Das Ausgangssignal des Schleifenfilters 147 wird mit dem Fehlersignal aus dem Summierer 137 in einem Summierverstärker 148 addiert, was eine Eingangsspannung an einem spannungsgesteuerten Oszillator 149 ergibt, dessen Ausgangssignal drei Flipflops 150, 151 und 152 taktet. Jedes Flipflop hat zwei Ausgänge mit entgegengesetzten Zuständen. Die Flipflops sind mit einander nach Art eines Ringzählers verbunden, um eine Zustandsänderung in der geeigneten Reihenfolge zu erzeugen, damit Signale entweder den Thyristoren SCR1-SCR6 oder den Transistoren 79, 99, 87, 83, 95, 91 in der angegebenen Reihenfolge zugeführt werden.

Ein Ende eines Widerstands 157 ist mit dem Verbindungspunkt des Emitters des Transistors 99 und des Kondensators 113 verbunden, und das andere Ende ist die negative Gleichstromausgangsklemme des Rückspeisungsgleichrichters. Der Widerstand 157 wird als Stromfühler benutzt. Der Spannungsabfall an dem Widerstand ergibt ein Eingangssignal an dem Operationsverstärker 159. Der Schaltungspunkt zwischen dem Widerstand 157 und dem Kondensator 113, der auch die negative Gleichstromausgangsklemme des Rückspeisungsgleichrichters ist, dient als Logikschaltungsmasse.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 159 ist mit einem positiven Komparator 161 und mit einem negativem Komparator 162 verbunden. Der invertierende Eingang und der nichtinvertierende Eingang des positiven bzw. des negativen Komparators sind mit der Steuerschaltungsitiasse verbunden.

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Zwölf UND-Gatter 163-174, die jeweils zwei Eingänge haben, liefern jeweils ein Signal für einen Steuerelektrodentreiber und Trenner für die Thyristoren SCR1-SCR6 und ein Signal für einen Basistreiber und Trenner für die Transistoren 79, 83, 87, 91, 95 und 99 über Steuerelektrodentreiber- bzw. Basistreiberschaltungen 183-194. Jedes der zwei Eingänge aufweisenden UND-Gatter, das einer Thyristorsteuerelektrodentreiberschaltung zugeordnet ist, empfängt ein Eingangssignal von dem Ausgang des negativen Komparators 162. Jedes der UND-Gatter, das der Basistreiberschaltung zugeordnet ist, empfängt ein Eingangssignal aus dem positiven Komparator 161. Die UND-Gatter 163 und 169 empfangen jeweils ein Eingangssignal von dem ersten Ausgang des Flipflops 150. Die UND-Gatter 166 und 172 empfangen jeweils ein Eingangssignal von dem zweiten Ausgang des Flipflops 150. Die UND-Gatter 165 und 171 empfangen jeweils ein Eingangssignal von dem ersten Ausgang des Flipflops 151. Die UND-Gatter 168 und 174 empfangen jeweils ein Eingangssignal von dem zweiten Ausgang des Flipflops 151. Die UND-Gatter 167 und 173 empfangen jeweils ein Eingangssignal von dem ersten Ausgang des Flipflops 152. Die UND-Gatter 164 und 170 empfangen jeweils ein Eingangssignal von dem zweiten Ausgang des Flipflops 152.

Die Schaltung nach Fig. 4 arbeitet folgendermaßen. Die Gleichstromführungsgröße E_* wird an die Steuerschaltung 75 angelegt. Das Gleichstromausgangssignal des Gleichrichters 73 könnte, beispielsweise, einem sechsstufigen Spannungsquellenwechselrichter (nicht dargestellt) zugeführt werden. Die Istgleichspannung an dem Kondensator 113 wird durch den Operationsverstärker 139 abgefühlt, der für eine Impedanztrennung sorgt. Die Fehlerspannung, welche die Differenz zwischen der Führungs- oder Sollgröße und der Istspannung ist, wird benutzt, um das Voreilen oder

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Nacheilen bezüglich des Einschaltens der Transistoren oder Thyristoren zu steuern, und steuert den Mittelwert der Ausgangsgleichspannung des Gleichrichters. Es gibt viele Möglichkeiten zum Erzeugen einer Steuerverzögerung (vgl. beispielsweise GE SCR Manual, 6. Auflage, S..276-282). Die Technik die in dieser Ausführungsform angewandt wird, besteht darin, eine phasenstarre Schleifenregelung mit einem spannungsgesteuerten Oszillator vorzusehen, der in der Phasenverschiebungssteuerschaltung 142 gezeigt ist.

Während des Motorbetriebs (Energiefluß von der Wechselstromzur Gleichstromseite) wird die Gleichspannung an dem Kondensator 113 durch Phasenrückverlagerung des Aufsteuerns der Thyristoren in bezug auf die Sternwechselspannung gesteuert. Ein Phasenrückverlagerungswinkel von 90° ergibt eine mittlere Spannung von O V an dem Kondensator. Die Beziehung zwischen dem Phasenwinkel und der Spannung ist in Fig. 5 gezeigt. Die sechs Leistungstransistoren werden während des Motorbetriebs nicht mit Basisansteuersignalen versorgt. Der Stromfühler 157 gibt während des Motorbetriebs ein Nulleingangssignal an sämtliche UND-Gatter ab, die mit der Basistreiberschaltung verbunden sind. Die 180°-Impulse, die aus den Dreieckspannungsnulldurchgängen durch die Komparatoren 111, 113, 115, 117, 119 und 121 gewonnen werden, bewirken, daß die monostabilen Multivibratoren 123 usw. jeweils einen schmalen Impuls auf die Vorderflanke der 180°- Impulse hin liefern. Das Ausgangssignal des ODER-Gatters 135 ist eine Folge von Impulsen mit einer Frequenz, die das Sechsfache der Eingangsfrequenz beträgt, wobei die Impulse jeweils einen gegenseitigen Abstand von 60° haben, wie es in Fig. 7A gezeigt ist. Das Ausgangssignal des ODER-Gatters wird benutzt, um die phasenstarre Schleifenschaltung 142 zu synchronisieren. Nacheilung und Voreilung werden in der phasenstarren Schleife durch das Fehlersignal hervorgerufen, das aus der Differenz zwischen der Ist- und der Sollspannung erhalten wird. Die Antwort in Form der Nacheilung oder

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Voreilung wird durch das Vorzeichen des Fehlersignals und dadurch bestimmt, ob bezüglich des Stroms abgefühlt wird, daß er von der Wechselstromquelle zu dem Kondensator fließt (Motorbetrieb) oder nicht fließt oder in der entgegengesetzten Richtung fließt (Rückspeisung). Gemäß Fig. 5 ist es notwendig, auf einen zunehmenden positiven Fehler bei der Rückspeisung durch eine zunehmende Phasenvoreilung zu antworten, während es notwendig ist, auf einen zunehmenden positiven Fehler während des Motorbetriebs durch eine zunehmende Phasennacheilung zu antworten. Das wird erreicht, indem die Richtung des Stroms, der der Belastung, wie beispielsweise einem Wechselrichter, zugeführt wird, über den Widerstand 157 abgefühlt wird, wobei, wenn der Motorbetrieb festgestellt wird, das Fehlersignal, das aus der Differenz zwischen der Istgleichspannung und der Sollgleichspannung resultiert, invertiert wird. Das Fehlersignal, das durch den Summierer 137 erzeugt wird, wird in dem Signalinverter 145 invertiert (wenn Motorbetrieb abgefühlt wird). Die Phasenfehlergleichspannung aus dem Summierverstärker 148 steuert die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 149. Eine zunehmende Spannungssignalamplitude, die dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt wird, bewirkt eine Zunahme der Ausgangsfrequenz. Die Ausgangsimpulsfrequenzen des spannungsgesteuerten Oszillators sind für Motor- und Rückspeisungsbetrieb in den Fig. 7B bzw. 7C gezeigt, das Ausgangssignal eines der Flipflops 150, 151 und 152 ist für Motor- und Rückspeisungsbetrieb in den Fig. 7D bzw. 7E gezeigt. Die Thyristoren SCR1-SCR6 werden durch die Umkehr der Eingangsspannung mit der Eingangsfrequenz kommutiert. Die Reihenfolge, in der die Thyristoren aufgesteuert werden, lautet Thyristor SCR1, SCR2, SCR3, SCR4, SCR5, SCR6.

Mit der Rückspeisung wird nach einem passenden Intervall, in dem der Gleichstrom null ist, begonnen, um sicherzustellen, daß sämtliche Thyristoren sperren, bevor Basisansteuer-

■ι, π

signale an die Transistoren angelegt werden. Die Basisansteuersignale eilen in der Phase der Sternwechselspannung vor, um den Rückspeisungsstrom zu steuern und die Gleichspannungsgröße der Größe der Versorgungswechselspannung anzupassen.

Die sechs Leistungstransistoren werden während des Motorbetriebs nicht mit Basisansteuersignalen versorgt. Die Kurven für die Sternspannung, den Thyristorstrom für 60° Phasennacheilung, den Phasenwechselstrom während des Motorbetriebs, die Thyristorspannung während des Motorbetriebs, den Transistorstrom für 60° Phasenvoreilung, den Phasenwechselstrom während der Rückspeisung und die Transistorspannung während der Rückspeisung sind in den Fig. 6A-6G gezeigt.

Der Rückspeisungsgleichrichter nach Fig. 4 kann für einen einphasigen Wechselstromeingang ausgelegt werden, indem vier Thyristoren und vier Transistoren (plus vier Reihendioden) mit 180° leitendem Zustand benutzt werden.

Fig. 8 zeigt einen dreiphasigen Rückspeisungsgleichrichter 175, in welchem die Gleichrichter aus drei Thyristoren 176,

177 und 178 und aus vier Dioden 179, 180, 181 und 182 bestehen. In dem ersten Zweig des Rückspeisungsgleichrichters 175 liegt der Thyristor 176 mit der Diode 179 in Reihe. Die Katode der Diode 179 ist mit der Anode des Thyristors 176 verbunden. In dem zweiten Zweig des Rückspeisungsgleichrichters ist die Anode des Thyristors 177 mit der Katode der Diode 180 verbunden, und in dem dritten Zweig ist die Anode des Thyristors 178 mit der Katode der Diode 181 verbunden. Eine der Phasen einer dreiphasigen Versorgung (nicht dargestellt) ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Thyristor und der Diode jedes Zweiges verbunden. Eine Freilaufdiode 182 ist zwischen die Katode des Thyristors

178 und die Anode der Diode 181 geschaltet. Eine Drossel

-TS-

195 ist zwischen die Katode der Diode 182 und eine Seite eines Kondensators 196 geschaltet. Die andere Seite des Kondensators 196 ist mit der Anode der Diode 182 verbunden. Das Ausgangssignal des Gleichrichters ist an dem Kondensator

196 verfügbar.

Die Rückspeisungsschaltungsanordnung des Rückspeisungsgleichrichters 175 enthält sechs Transistoren 197-202 und drei Dioden 203-205. Der Transistor 197 ist mit der Diode 203 in Reihe geschaltet, und die Katode der Diode 203 ist mit dem Kollektor des Transistors 197 verbunden. Die Reihenschaltung ist antiparallel zu dem Thyristor 176 geschaltet. Die Diode 203 verhindert, daß eine Rückwärtsspannung an dem Transistor 197 verscheint. Ebenso ist die Diode 204 zu dem Transistor 199 in Reihe geschaltet, und die Reihenschaltung ist antiparallel zu dem Thyristor 177 geschaltet. Die Diode 205 ist mit dem Transistor 201 in Reihe geschaltet, und die Reihenschaltung liegt parallel zu dem Thyristor 178. Die Transistoren 198, 200 und 202 sind zu den Dioden 179, 180 bzw. 181 antiparallel geschaltet. Es ist nicht notwendig, eine Diode zu dem Transistor in Reihe zu schalten (wie in den Fig. 4A und 4B), wenn der Transistor antiparallel zu einer Diode statt zu einem Thyristor ist, da es keine Rückwärtsspannung an dem Transistor aufgrund des Leitens der antiparallel geschalteten Diode geben kann. Ungesteuerte Vorrichtungen (Dioden) werden in der Wechselrichterschaltungsanordnung nicht benutzt, weil die benutzten Vorrichtungen die Fähigkeit haben müssen, unabhängig von der Umkehr der Wechselspannung abzuschalten.

Die Steuereinheit 206 gleicht der Steuereinheit 75 nach den Fig. 4A und 4B, mit der Ausnahme, daß nur neun UND-Gatter mit zwei Eingängen statt zwölf UND-Gattern benötigt werden. Die Steuerschaltung 2 06 empfängt ein Eingangssignal aus den Stromabfühlwiderstand 157, dem aus den Widerständen 140 und

141 bestehenden Spannungsteiler sowie drei Dreieckspannungssignale (verkettete Spannungen).

Die Arbeitsweise der Schaltung nach den Fig. 8A und 8B stimmt mit der der Schaltung nach den Fig. 4A und 4B überein, mit der Ausnahme, daß die Phasenrückverlagerung bei dem Aufsteuern der drei Thyristoren um 120° eine mittlere Gleichspannung von O V ergibt, wie es in Fig. 5 angegeben ist. Die Freilaufdiode 182 bildet einen Pfad für Drosselstrom, wenn alle drei Thyristoren nichtleitend sind, und außerdem, wenn sie unter gewissen Bedingungen mit einer nacheilenden Phasenverzögerung arbeiten.

Fig. 9 zeigt einen einphasigen Rückspeisungsgleichrichter nach der Erfindung. Vier N-Kanal-MOSFETs 210, 211, 212 und 213 sind in einer einphasigen Vollbrückenanordnung miteinander verbunden. Eine einphasige Wechselspannung wird durch eine äußere Quelle (nicht dargestellt) an die MOSFETs 210, 211, 212 und 213 angelegt. Ein Gleichstromfilter, das aus der Reihenschaltung einer Drossel 214 und eines Kondensators 215 besteht, ist zu den in Reihe geschalteten MOSFETs 210 und 211 und zu den in Reihe geschalteten MOSFETs 212 und 213 parallel geschaltet. Die Ausgangsgleichspannung ist an dem Kondensator 215 verfügbar. Eine Steuereinheit 217, die einen Transformator 219 mit einer Primärwicklung 219a enthält, ist an die Wechselspannungsversorgung angeschlossen, und die Sekundärwicklung 219b des Transformators ist mit den beiden Eingängen eines Komparators 221 und eines Komparators 223 verbunden. Das erste Ende der Sekundärwicklung 219b ist mit der invertierenden Klemme des Komparators 221 und mit der nichtinvertierenden Klemme des Komparators 223 verbunden, und das andere Ende der Sekundärwicklung 219b ist mit der nichtinvertierenden Klemme des Komparators und mit der invertierende Klemme des Komparators 223 verbunden. Der Ausgang des Komparators 221 ist mit einer Gatetrei-

- .2-1 - Sb.

berschaltung 225 verbunden, die ein Gatesignal für die MOS-FETs 212 und 211 liefert. Das Ausgangssignal des Komparators 223 wird an eine Gatetreiberschaltung 227 angelegt, die ein Gatesignal für die MOSFETs 210 und 213 liefert.

Die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 9 wird nun beschrieben. Die Diode mit umgekehrtem integralem pn-übergang, die in jedem der MOSFETs vorhanden ist, dient als Gleichrichter zum Anlegen einer Ausgangsgleichspannung an den Kondensator 215. Die Eingangsspannung aus einer äußeren Quelle (nicht dargestellt) ist durch den Transformator 219 transformatorgetrennt und bildet eine Eingangsspannung an dem Komparator 221, der einen 180°-Ausgangsimpuls liefert, welcher einer positiven Halbperiode der Wechselspannungsversorgung entspricht, und der Komparator 223 liefert für eine positive Halbperiode von 180° einen Ausgangsimpuls, der der negativen Halbperiode der Wechselspannungsversorgung entspricht. Die MOSFETs werden während des Motorbetriebs und während der Rückspeisung in den leitenden Zustand gesteuert, was einen Pfad für Gleichstrom jeder Polarität über den Rückspeisungsgleichrichter ergibt.

Vorstehend ist ein Rückspeisungsgleichrichter beschrieben, der zur Verwendung bei Wechselstrommotorantriebssystem mit einstellbarer Frequenz und einstellbarer Spannung oder bei Gleichstrommotorantriebssystem mit einstellbarer Spannung verwendbar ist, wobei die Energierückspeisung von einer Gleichstromquelle zu einer Wechselstromquelle durch Umkehren der Richtung des Stromflusses in dem Gleichrichter statt durch Umkehren der Gleichstromsignalausgangspolarität erfolgt.

Claims

Patentans

/ 1.jRückspeisungswechselstromgleichrichter zum Empfangen von Eingangsleistung aus einer Wechselstromquelle und zum Abgeben von Gleichstrom an eine Belastung, gekennzeichnet durch:

einen Vollbrückengleichrichter (1) mit mehreren Gleichrichterelementen (D1-D6);

mehrere steuerbare Schaltvorrichtungen (T1-T6) mit Selbstkommutierungseigenschaft, die zu den Gleichrichterelementen (D1-D6) jeweils parallel geschaltet sind und einen Wechselrichter bilden; und

eine Steuereinheit (3), die mit den steuerbaren Schaltvorrichtungen verbunden ist, um die steuerbaren Schaltvorrichtungen jeweils entsprechend den Spannungspolaritäten der Wechselstromquelle zu schalten, so daß ein Pfad für Rückstrom von der Gleichstrombelastung zu der Wechselstromquelle geschaffen wird.
2. Gleichrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Vollbrückengleichrichter enthält:

einen dreiphasigen Gleichrichter mit sechs Gleichrichterelementen (D1-D6), die zum Gleichrichten von Wechselstrom in Gleichstrom in Brückenschaltung angeordnet sind.
3. Dreiphasiger Rückspeisungswechselstromgleichrichter zum Empfangen von Eingangsleistung aus einer äußeren dreiphasigen Wechselstromquelle und zum Abgeben von Gleichstrom an eine äußere Gleichstrombelastung, gekennzeichnet durch:

sechs Leistungs-MOSFETs (M1-M6), die jeweils einen integralen antiparallelen pn-übergang haben und in Brückenschaltung angeordnet sind, wobei die antiparallelen pn-Ubergänge einen Vollbrückengleichrichter bilden; und eine Steuereinheit (3), die mit den Leistungs-MOSFETs verbunden ist, um diese jeweils auf die Spannungspolaritäten der dreiphasigen Quelle hin umzuschalten, so daß ein Pfad für Rückspeisungsstrom von der Gleichstrombelastung zu der Wechselstromquelle geschaffen wird.
4. Phasengesteuerter dreiphasiger Rückspeisungsgleichrichter, der auf eine äußere Sollgleichspannung anspricht und Eingangsleistung aus einer dreiphasigen Wechselstromquelle empfängt und Gleichstrom an eine äußere Belastung abgibt, gekennzeichnet durch:

einen phasengesteuerten dreiphasigen Gleichrichter (73) mit mehreren über Steuerelektroden gesteuerten Gleichrichterelementen (SCR1-SCR6), die in Brückenschaltung angeordnet sind;

mehrere steuerbare Schaltvorrichtungen'(77-99) mit Selbstkommutierungseigenschaft, die zu den Gleichrichterelementen jeweils antiparallel geschaltet sind und einen Wechselrichter bilden;

eine Einrichtung (157) zum Abfühlen der Ausgangsspannung des Gleichrichters (73);
eine Einrichtung zum Abfühlen der Richtung des Stromflusses

zu der äußeren Belastung? und

eine Steuereinheit (75), die auf die Einrichtung zum Abfühlen der Gleichrichterausgangsspannung und auf die Einrichtung zum Abfühlen des Stromflusses zu der äußeren Belastung anspricht und mit den über Steuerelektroden gesteuerten Gleichrichterelementen sowie mit den steuerbaren Schaltvorrichtungen verbunden ist, um die Phasennacheilung der Gleichrichterelemente und die Phasenvoreilung der steuerbaren Schaltvorrichtungen auf die Richtung des Stromflusses zu der äußeren Belastung und auf die Differenz zwischen der Sollgleichspannung und der Istgleichspannung an der äußeren Belastung hin einzustellen,, so daß, wenn der der Belastung zugeführte Strom positiv ist, die Phasennacheilung der Gleichrichterelemente so eingestellt wird, daß die Sollgleichspannung geliefert wird, und, wenn der Strom in der Belastung null oder negativ ist, die Phasenvoreilung der gesteuerten Schaltvorrichtungen einen Rückspeisungsstrom zu der Wechselstrom-, quelle ergibt.
5. Dreiphasiger phasengesteuerter Rückspeisungsgleichrichter, der auf eine Sollgleichspannung anspricht und eine Eingangsleistung aus einer dreiphasigen Wechselstromquelle empfängt und Gleichstrom an eine Belastung abgibt, gekennzeichnet durch;

drei Thyristoren (176, 177, 178) und drei Gleichrichterdioden (179, 180, 181), die in einer Brückenschaltung angeordnet sind, wobei die drei Thyristoren jeweils in der oberen Hälfte jedes Zweiges der Brücke und die drei Dioden jeweils in der unteren Hälfte jedes Zweiges der Brücke liegen; drei Transistoren (197, 198, 199) und drei Sperrdioden (203, 204, 205), die so geschaltet sind, daß drei Paare aus einem Transistor und einer Diode in Reihe gebildet sind, wobei die Paare jeweils antiparallel zu jeweils einem der Thyristoren geschaltet sind;
drei weitere Transistoren (200, 201, 202), die jeweils anti-

parallel zu den Gleichrichterdioden in der unteren Hälfte der Brücke geschaltet sind;

eine Freilaufdiode (182), die an den Gleichstromausgang der Brücke angeschlossen ist;

eine Einrichtung (157) zum Bestimmen der Richtung des Stromflusses zu der Belastung; und

eine Steuereinheit (206), die jeweils mit den Transistoren und Thyristoren und mit der Einrichtung zum Bestimmen der Richtung des Stromflusses verbunden ist, um die Phasennacheilung der Thyristoren und die Phasenvoreilung der Transistoren auf die Richtung des Stromflusses zu der Belastung und den Sollgleichspannungswert hin einzustellen.
6. Gleichrichter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (206) enthält:

einen Phasendetektor (146);

ein Tiefpaßfilter (147), das mit dem Ausgang des Phasendetektors verbunden ist;

einen Summierverstärker (148), der an einem Eingang die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters und an einem weiteren Eingang die Spannungsdifferenz zwischen der Istgleichspannung und der Sollgleichspannung empfängt; und einen spannungsgesteuerten Oszillator (149), der auf die Ausgangsspannung des Summierverstärkers anspricht und nacheilende und voreilende Frequenzen relativ zu den Nulldurchgängen jeder Phase der verketteten Wechselstromversorgung zum Steuern der Thyristoren und Transistoren liefert; wobei der Phasendetektor (146) die phasenverschobene Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (149) und ein Synchronisierfrequenzsignal, das die Nulldurchgänge jeder Phase der verketteten Wechselstromversorgung darstellt, vergleicht.
7. Einphasiger Rückspeisungswechselstromgleichrichter zum Empfangen von Eingangsleistung aus einer äußeren einphasi-

gen Wechselstromquelle und zum Abgeben von Gleichstrom an eine äußere Gleichstrombelastung, gekennzeichnet durch: vier Leistungs-MOSFETs (210, 211, 212, 213), die jeweils einen integralen antiparallelen pn-übergang haben und in Brückenschaltung angeordnet sind, wobei die antiparallelen pn-übergänge einen Vollbrückengleichrichter bilden; und eine Steuereinheit (217), die mit den Leistungs-MOSFETs verbunden ist, welche jeweils auf die Spannungspolaritäten der einphasigen Quelle ansprechen, so daß ein Pfad für Rückspeisungsstrom von der Gleichstrombelastung zu der Wechselstromquelle geschaffen wird.