DE3310898C2 - Dreiphasen-Rückspeisegleichrichter - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Speisung einer Gleichstromlast aus einer Quelle dreiphasiger Wechselspannung mit der Möglichkeit zur Energierückspeisung aus der Last in die Quelle, gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine Anordnung dieser Gattung, kurz als "Rückspeisegleichrichter" bezeichnet, ist aus der US-PS 4 319 177 bekannt.

Der bekannte Rückspeisegleichrichter enthält eine dreiphasige Gleichrichterbrücke, die den Strom für die Gleichstromlast liefert, und eine dreiphasige Wechselrichterbrücke, die den von der Last rückzuspeisenden Strom für die Einspeisung in die Wechselspannungsquelle kommutiert. Die Gleichstromlast ist ein zweiter Wechselrichter, der seinerseits einen Wechselstrom­ motor speist. Der Motor wird durch Phasensteuerung dieses zweiten Wechselrichters gesteuert. Arbeitet der Motor im Bremsbetrieb als Generator, dann macht sich die von ihm gelie­ ferte und über einen gesonderten lastseitigen Gleichrichter übertragene Energie durch eine erhöhte Aufladung eines den Lastanschlüssen parallelgeschalteten RC-Kreises bemerkbar. Die Kopplung zwischen dem Gleichstromausgang der quellenseitigen Gleichrichterbrücke und den Lastanschlüssen enthält eine Diode, so daß sich die besagte überhöhte Aufladung nicht auf den Ladezustand des am Gleichstromausgang der Gleichrichter­ brücke liegenden Kondensators überträgt und sich daher zwischen den Klemmen der Diode eine fühlbare Spannung aufbaut, die, wenn sie eine Referenzspannung überschreitet, das Signal zur Aktivierung der Steuereinheit für den rückspeisenden Wechselrichter gibt.

Eine andere bekannte Maßnahme zur Feststellung rückspeisbarer Energie in einer mit Rückspeisegleichrichter arbeitenden Steuereinrichtung für einen Drehstrommotor ist in der EP 0 013 615 A1 beschrieben und besteht in der Messung und Analyse der elektrischen Leistung an den wechselstromseitigen Eingangsanschlüssen des Rückspei­ segleichrichters. Diese Leistungsanalyse erfordert aufwendige Schaltungen zur Erfassung von Blindleistung und Wirk­ leistung und zur Verknüpfung der erfaßten Leistungsparameter und deren Multiplikation mit Strom- und Spannungswerten. Außerdem verwendet auch diese bekannte Einrichtung zur Steuerung des Motors einen gesonderten gesteuerten Wechselrichter zwischen dem Gleichstromausgang des Gleichrichters und dem Motor.

Es kann jedoch erwünscht sein, die Speisung der Last durch Phasensteuerung der quellenseitigen Gleichrichterbrücke zu steuern oder zu regeln, z. B. wenn es sich bei der Last um einen Gleichstrommotor handelt. Die Verwendung einer phasenge­ steuerten dreiphasigen Gleichrichterbrücke zur geregelten Versorgung einer Gleichstromlast aus einer dreiphasigen Wechselstromquelle ist an sich allgemein bekannt, z. B. aus der DE-OS 23 64 452 bzw. der US-PS 3 891 912, allerdings nicht in Verbindung mit Maßnahmen zur Energierückspeisung. Andererseits dürften die bekannten Maßnahmen zur Energierückspeisung nicht in jeder Hinsicht zufriedenstellend sein, wenn besonderer Wert auf eine genaue Regelung des Lastbetriebs gelegt wird, denn es ist zweifelhaft, ob die bekannten Fühleinrichtungen, die den Rückspeisebetrieb in Gang setzen sollen, die tatsächlichen Verhältnisse an der Last wirklich genau widerspiegeln.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, bei einem Rückspeisegleichrichter der im Oberbegriff des Patent­ anspruchs 1 beschriebenen Gattung die Energierückspeisung gut mit einer Lastregelung abzustimmen. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Ansprüchen 2 und 3 angegeben.

Gemäß der Erfindung ist die Gleichrichterbrücke des Rück­ speisegleichrichters als phasengesteuerter Gleichrichter ausgelegt. Hiermit ist es möglich, den Betrieb der Last durch Vergleich von Ist- und Sollspannungen an der Last über diesen Gleichrichter zu regeln. Die das Auftreten rückspeisbarer Energie erfassende Fühleinrichtung fühlt erfindungsgemäß den Stromfluß zwischen der Gleichrichterbrücke und der äußeren Belastung und richtet sich daher viel direkter und somit genauer nach dem tatsächlichen Betriebszustand der Last (Verbraucherbetrieb oder Generatorbetrieb) als es die bekann­ ten diesbezüglichen Fühleinrichtungen vermochten. Wesentliche Teile der Steuereinrichtung, die den phasengesteuerten Gleich­ richter zum Zwecke der Lastregelung im Verbraucherbetrieb beeinflußt, werden gleichzeitig auch zum Schalten des Wechsel­ richters für die Energierückspeisung verwendet, indem eine gemeinsame Quelle für die mit der Wechselspannung synchroni­ sierten Aufsteuerimpulse verwendet wird und eine Umschalteinrichtung dafür sorgt, daß sowohl die Adresse (Gleichrichter oder Wechselrichter) als auch die Richtung der regelnden Phasenänderung (Nacheilung oder Voreilung) dieser Impulse von Fall zu Fall (Speisung der Last oder Rückspeisung) gewechselt wird.

In vorteilhafter Ausführungsform der Erfindung können die mit der quellenseitigen Wechselspannung synchronisierten Auf­ steuerimpulse durch eine phasensynchronisierte Schleife erzeugt werden, wie es zur Phasensteuerung von Gleichrichtern an sich bekannt ist (vgl. die vorerwähnten DE-OS 23 64 452 und US-PS 3 891 912).

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgen­ den unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 ein Schaltbild eines dreiphasigen Rück­ speisungsgleichrichters,

die Fig. 2A-2F Kurvendiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise des Gleichrichters nach Fig. 1,

Fig. 3 ein Schaltbild eines dreiphasigen Rückspeisungsgleichrichters, bei dem Feldeffekttransis­ toren verwendet werden,

die Fig. 4A und 4B ein Schaltbild eines Rückspeisungs­ gleichrichters mit phasenge­ steuerten Gleichrichterelementen nach der Er­ findung,

Fig. 5 ein Diagramm, das die Beziehung zwi­ schen dem Phasenwinkel und der bezo­ genen Gleichspannung für einen pha­ sengesteuerten Gleichrichter und einen selbstkommutierten Wechselrichter zeigt,

die Fig. 6A-6G ein Kurvendiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des Gleichrichters nach den Fig. 4A und 4B,

die Fig. 7A-7E Kurvendiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise einer Phasenverschie­ bungssteuerschaltung nach den Fig. 4B und 8B,

die Fig. 8A und 8B ein Schaltbild eines Rückspeisungs­ gleichrichters mit drei Thy­ ristoren und vier Dioden nach der Erfindung und

Fig. 9 ein Schaltbild eines einphasigen Rück­ speisungsgleichrichters.

In den Zeichnungen tragen gleiche Teile gleiche Bezugszei­ chen. Fig. 1 zeigt einen Rückspeisungsgleichrichter mit einem Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler 1 und einer Steuereinheit 3. Der Wandler 1 enthält eine dreiphasige Diodenbrücke mit sechs Dioden D1, D2, D3, D4, D5 und D6. Jeder Zweig der Brücke wird durch eine Phase einer dreiphasigen Wechselstromversorgung (nicht dargestellt) versorgt. Die Phase A ist zwischen den Dioden D1 und D4 angeschlossen, die Phase B zwischen den Dioden D3 und D6 und die Phase C zwischen den Dioden D5 und D2. Jeder Diode in dem Wandler 1 ist ein bipolarer NPN- Transistor T1-T6 antiparallel geschaltet, d. h. der Kollektor jedes Transistors ist an die Katode jeder Diode und der Emitter jedes Transistors ist an die Anode jeder Diode angeschlossen.

Die Transistoren T1-T6 bilden einen Wechselrichter. Zwischen den Kollektor des Transistors T5 und den Emitter des Transis­ tors T2 ist ein Filter geschaltet, das aus der Reihenschal­ tung einer Drossel 17 und eines Kondensators 19 besteht. Das Gleichstromausgangssignal des Rückspeisungsgleichrichters ist an dem Kondensator 19 verfügbar. Ein Spannungsquellenwechsel­ richter, der entweder strom- oder spannungsgesteuert ist, könnte an den Ausgang des Gleichrichters angeschlossen sein.

Die Steuereinheit 3 enthält drei Transformatoren, die je­ weils eine Primärwicklung 23a, 25a bzw. 27a und jeweils drei Sekundärwicklungen 23b, 23c und 23d, 25b, 25c und 25d bzw. 27b, 27c und 27d haben. Die Primärwicklungen der drei Trans­ formatoren sind in Dreieck geschaltet, wobei die Phase-A- Spannung an dem Verbindungspunkt der Wicklungen 23a und 25a, die Phase-B-Spannung an dem Verbindungspunkt der Wick­ lungen 23a und 27a und die Phasen-Spannung an dem Verbin­ dungspunkt der Wicklungen 25a und 27a anliegt. Die Sekundär­ wicklungen 23b, 25b und 27b sind in Dreieck geschaltet. Ein Ende eines Strommeßwiderstands 29 ist mit dem Verbindungs­ punkt der Wicklungen 23b und 25b verbunden, ein Ende eines Strommeßwiderstands 31 ist mit dem Verbindungspunkt der Wick­ lungen 23b und 27b verbunden, und ein Ende eines Strommeß­ widerstands 32 ist mit dem Verbindungspunkt der Wicklungen 25b und 27b verbunden. Die anderen Enden der Widerstände 29, 31 und 32 geben jeweils ein einphasiges Eingangssignal an eine dreiphasige Vollwellendiodenbrücke 35 ab, welche Dioden D7-D12 aufweist. Eine Reihenschaltung aus einer Drossel 37 und einem Widerstand 39 liegt an dem gleichgerichteten Aus­ gang der Diodenbrücke 35.

Die Sekundärwicklungen 23c und 25c sind in Reihe geschaltet. Parallel zu dieser Reihenschaltung ist ein Lastwiderstand 41 geschaltet. Ein Ende des Widerstands 41 ist mit der Steuer­ schaltungsmasse verbunden, und das andere Ende gibt die Pha­ se-A-Sternspannung (d. h. die Leiterspannung gegen den Stern­ punkt für die Phase A) an eine Steuerschaltung 43 ab. Das andere Eingangssignal der Steuerschaltung 43 wird an dem Wi­ derstand 29 abgenommen. Ein Differenzverstärker 45 in der Steuerschaltung 43 ist an den Widerstand 29 angeschlossen. Das Ausgangssignal des Verstärkers 45 ist mit dem Leiter­ strom in der Phase A in Phase. Der Ausgang des Verstärkers 45 ist mit einer Absolutwertschaltung 47 verbunden, die mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Stromkomparators 49 verbunden ist. Der invertierende Eingang ist mit der Steu­ erschaltungsmasse verbunden. Die Phase-A-Sternspannung von dem Widerstand 41 liegt an dem nichtinvertierenden Eingang eines positiven Komparators 51 und an dem invertierenden Ein­ gang eines negativen Komparators 53 in der Steuerschaltung 43 an. Der invertierende Eingang des positiven Komparators 51 und der nichtinvertierende Eingang des negativen Kompara­ tors 53 sind mit der Steuerschaltungsmasse verbunden. Der Ausgang des Stromkomparators 49 ist mit einem Eingang eines zwei Eingänge aufweisenden UND-Gatters 55 verbunden. Der Aus­ gang des positiven Komparators 51 ist mit dem anderen Ein­ gang des UND-Gatters 55 verbunden. Der Ausgang des UND-Gat­ ters 55 ist mit einem Basisstromverstärker und Trenner 57 verbunden, der den Transistor T1 mit Basisstrom versorgt. Mit einem Eingang eines zwei Eingänge aufweisenden UND-Gat­ ters 59 ist der Ausgang des Stromkomparators 49 verbunden, und der Ausgang des negativen Komparators 53 ist mit dem an­ deren Eingang verbunden. Der Ausgang des UND-Gatters 59 ist mit einem Basisstromverstärker und Trenner 60 verbunden, der Basisstrom für den Transistor T4 liefert. Eine Steuer­ schaltung 61 für die Phase B liefert Basisstrom für die Transistoren T3 und T6 und hat denselben Aufbau und die gleichen Schaltungselemente wie die Steuerschaltung 43. Ein Eingangssignal der Steuerschaltung 61 ist die Sternspannung von einem Ende des Widerstands 62, der zu der Reihenschal­ tung aus den Wicklungen 27c und 23d parallel geschaltet ist. Das andere Eingangssignal der Steuerschaltung 61 ist die Spannung an dem Widerstand 32. Ebenso liefert die Steuer­ schaltung 63 Basisstromsignale für die Transistoren T5 und T2 und empfängt als Eingangssignale die Phase-C-Sternspan­ nung, die an einem Ende des Widerstands 64 abgenommen wird, welcher zu der Reihenschaltung aus den Sekundärwicklungen 25d und 27d parallel geschaltet ist, und den Spannungsabfall an dem Widerstand 31.

Die Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltung wird nun für den Fall erläutert, in welchem die Ausgangs­ spannung, die an dem Kondensator 19 erscheint, als Gleich­ stromzwischenkreisspannung für einen Spannungsquellenwech­ selrichter dient, bei dem es sich um einen pulsbreitenmo­ dulierten strom- oder spannungsgesteuerten Wechselrichter handeln könnte, der Leistung mit veränderbarer Spannung und Frequenz an eine Last, die zur Rückspeisung in der Lage ist, wie beispielsweise einen Motor, abgibt. Die Fig. 2A-2F werden zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 herangezogen. Fig. 2A zeigt eine Kurvendarstellung einer Phase der Wechselstromsternspannung. Fig. 2B zeigt eine Kur­ vendarstellung des Diodenstroms in dem Gleichrichter während des Motorbetriebes (Energiefluß von der Wechselstrom- zur Gleichstromseite). Fig. 2C zeigt eine Kurvendarstellung des Transistorstroms während der Rückspeisung. Fig. 2D zeigt eine Kurvendarstellung des Wechselstromleiterstroms während des Motorbetriebs. Fig. 2E zeigt eine Kurvendarstellung des Wechselstromleiterstroms während der Rückspeisung. Fig. 2F zeigt eine Kurvendarsteilung der Spannung an der Diode D1 und dem Transistor-T1 (V_1-2 in Fig. 1) während des Motorbetriebs und während der Rückspeisung.

Die in Fig. 1 gezeigte Diodenbrücke gestattet nicht das Steuern oder Einstellen der Gleichstromzwischenkreisspannung, die an dem Kondensator 19 erscheint. Der Eingangsleiterstrom für ständiges Leiten, der während des Motorbetriebs auftritt, fließt in der Wechselstromeingangsleitung in Wechselstromin­ tervallen von 120°, die durch 60°-Intervalle, in denen kein Strom fließt, getrennt sind. Jedes Stromintervall von 120° hat seine Mitte bei der positiven Spitze der Sternspannungs­ kurve dieser Phase, die in Fig. 2A gezeigt ist. Die Umkehr der Eingangsspannung bei der Eingangsfrequenz kommutiert den Diodenstrom. Der Diodenstrom während des Motorbetriebs ist in Fig. 2B gezeigt. Während der Rückspeisung, die erfolgt, wenn die Spannung aus dem Motor (nicht dargestellt) über den Wech­ selrichter (ebenfalls nicht dargestellt) an dem Kondensator 19 erscheint, ist die Spannung an dem Kondensator 19 größer als die Spannung, die die Wechsel­ stromquelle liefert. Diese Spannung an dem Kon­ densator 19 bewirkt, daß die Richtung des Gleichstroms umge­ kehrt wird. Ein Pfad für Rückspeisungsstrom wird durch die sechs Leistungstransistoren T1-T6 gebildet. Der Leitungswin­ kel jedes Transistors beträgt 120° der Eingangswechselstrom­ periode, und das Leitungsintervall ist synchronisiert mit und hat seine Mitte bei der positiven Spitze der Sternspan­ nung der betreffenden Wechselstromphase, wie es in Fig. 2C gezeigt ist. Ein Basisansteuersignal für die sechs Transis­ toren wird durch die Steuereinheit 3 geliefert. Die Kommutie­ rung des Stroms von jedem Transistor während der Rückspeisung erfolgt durch die Selbstabschalteigenschaften der Transisto­ ren.

Der dreiphasige Gleichrichter 35 niedriger Leistung wird mit Strom aus den Transformatoren 23, 25 und 27 versorgt. Die Transformatoren sorgen für die Trennung zwischen der Stromver­ sorgung und den Steuerschaltungen 43, 61 und 63. Der Signal­ gleichrichter 35 liefert ein Signal, das den Strom darstellt, der während des Motorbetriebs in dem Hauptgleichrichter fließt. Dieses den Strom darstellende Signal verschwindet jedoch nicht, wenn der Hauptstromkreis eine Periode zwischen Gleichrichten und Wechselrichten durchläuft, in welcher der Strom null ist, d. h. die Gleichstrombelastung, die aus der Drossel 37 und dem Widerstand 39 besteht, erzeugt einen Stromfluß, der mit den Kenndaten des Stroms in der Haupt­ gleichrichterdrossel 17 in Phase ist und diesen ungefähr gleicht.

Die Strommeßwiderstände 29, 31 und 32 sind in den Wechsel­ stromeingangsleitungen des Gleichrichters 35 niedriger Leistung vorgesehen. Diese Widerstände haben einen Widerstandswert, der viel niedriger ist als der des Lastwiderstands 39, so daß er das Stromsignal nicht verzerrt. Der Differenzver­ stärker 45 in der Steuereinheit 3 fühlt den Spannungsabfall an dem Widerstand 29 ab, der mit dem Leiterstrom in der Pha­ se A des Rückspeisungsgleichrichters in Phase ist. Das Aus­ gangssignal des Differenzverstärkers 45 ist eine auf die Signalmasse bezogene Wechselstromschwingung mit 120° Leitung. Dieses Wechselstromsignal wird in der Absolutwertschaltung 47 gleichgerichtet und in dem Stromkomparator 49 mit null Volt verglichen. Das Ausgangssignal ist für 240° der Gesamt­ periode positiv.

Die Sternspannung der Phase A wird durch Phasenverschiebung der verket­ teten Spannungen in den Sekundärwicklungen 23c und 25c erhalten. Die Sekundärwicklungen 23c und 25c sind in Reihe geschaltet, so daß die resultierende Spannung an der Reihen­ schaltung mit der Sternspannung in Phase und zu dieser pro­ portional ist. Die so erhaltene Sternspannung wird mit null Volt in dem positiven Komparator 51 und in dem negativen Komparator 53 verglichen. Der positive Komparator 51 und der negative Komparator 53 trennen die Sternspannung in zwei Signale, nämlich in eines, das für 180° während der positi­ ven Halbperiode der Sternspannung positiv ist, und in eines, das während der negativen Halbperiode der Sternspannung po­ sitiv ist.

Die Ausgangssignale des positiven Komparators 51 und die Ausgangssignale des Stromkomparators 49 werden in dem UND- Gatter 55 miteinander verknüpft. Das Ausgangssignal des UND- Gatters, das eine Dauer von 120° und seine Mitte bei der positiven Spitze der Sternspannung hat, wird durch den Ba­ sisstromverstärker 57 verstärkt und ohmisch getrennt und wird zu dem Basisstromsignal des Transistors T1. Die nega­ tive Halbschwingung der Sternspannung aus dem negativem Komparator 53 wird in dem UND-Gatter 59 mit dem Ausgangs­ signal des Stromkomparators 49 zu Signalen verknüpft, die eine Dauer von 120° und ihre Mitte bei der negativen Spitze der Sternspannung haben und an den Basisstromverstärker 60 angelegt werden, der das Basisstromsignal für den Transistor T4 liefert. Die Steuerschaltung 61 arbeitet auf ähnliche Weise und erzeugt Basisstromsignale für die Transistoren T3 und T6. Ebenso liefert die Steuerschaltung 63 Basisstrom­ signale für die Transistoren T5 und T2. Abwechselnde Lei­ tungspfade von der Phase A zu der Phase B oder C treten in den Transistoren T3, T5, T6 oder T2 nicht auf, da diese Tran­ sistoren kein Basisstromsignal empfangen, wenn die Diode D1, der Transistor T1, die Diode D4 oder der Transistor T4 Strom führt, und zwar aufgrund der Art und Weise, auf die die Ba­ sisstromsignale aus den Spannungsschwingungen und Stromschwin­ gungen in dem Signalgleichrichter 35 gebildet werden. Die Rei­ henfolge, in der die Transistoren in dem Wandler 1 in den lei­ tenden Zustand gesteuert werden, lautet Transistor T1, T2, T3, T4, T5, T6, T1 . . . , wobei Paare der aufeinanderfolgenden Transistoren (T1 und T2, T2 und T3, usw.) gleichzeitig lei­ tend sind.

Während Zuständen mit sehr geringer Belastung und einer end­ lichen Gleichstromzwischenkreisinduktivität kann Strom bei­ spielsweise entweder in der Diode D1 oder in dem Transistor T1 während eines bestimmten Zeitintervalls von 120° fließen. Das Anlegen von Basisstromsignalen während des Motorbetriebs und während der Rückspeisung gestattet dem System, sanft vom Motorbetrieb auf Rückspeisung überzugehen.

Fig. 3 zeigt den Rückspeisungsgleichrichter nach Fig. 1, bei dem jede Parallelschaltung aus dem Transistor und der Gegendiode durch einen Leistungs-MOSFET (Metall-Oxid-Halb­ leiter-Feldeffekttransistor) ersetzt ist. Es sind Anreiche­ rungs-MOSFETs mit N-Kanal gezeigt, in die von Haus aus Gleichrichter mit integralen umgekehrten Übergängen ein­ gebaut sind. Die Diode D1 und der Transistor T1 sind durch den MOSFET M1 ersetzt, die Diode D2 und der Transistor T2 sind durch den MOSFET M2 ersetzt, und ebenso sind die Dio­ den D3-D6 und die Transistoren T3-T6 durch die MOSFETs M3-M6 ersetzt.

Eine andere Technik zur Leiterstrommessung in der Steuer­ einheit 3 nach Fig. 1 ist in Fig. 3 gezeigt. Ein dreipha­ siger Vollwellengleichrichter niedriger Leistung mit Dio­ den D7-D12 wird direkt durch die dreiphasige Hochspannungs­ versorgung über Strommeßwiderstände 65, 67 und 69 gespeist. Ein Widerstand 39 und eine Drossel 37 sind in Reihe an den Ausgang der Diodenbrücke wie in Fig. 1 angeschlossen, um Stromsignale zu liefern, die in Phase mit den Motorbetriebs­ kenndaten (Energiefluß von der Wechselstrom- zur Gleich­ stromseite) des Hauptgleichrichters und ungefähr gleich die­ sen sind. Obgleich der Strom, der in dem Signalgleichrichter 35 fließt, klein ist, ist die an den Signalgleichrichter 35 angelegte Spannung die dreiphasige Versorgungsnennspannung. Der Differenzverstärker 45 in den Steuerschaltungen 43, 61 und 63 nach Fig. 1 ist in Fig. 3 durch einen Meßverstärker 71 ersetzt, der ein sehr hohes Gleichtaktstörspannungsunter­ drückungsverhältnis hat (wobei Gleichtaktunterdrückungsver­ hältnis ein Maß dafür ist, ausgedrückt als Spannungsverhält­ nis, wie gut ein Differenzverstärker ein Signal ignoriert, das gleichzeitig und in Phase an beiden Eingangsklemmen er­ scheint), da der Spannungsabfall an den Widerständen 65, 67 und 69 das gewünschte Eingangssignal für die Steuerschal­ tungen 43, 61 bzw. 63 ist. Die Widerstände an dem Eingang des Meßverstärkers 71 bilden eine sehr hohe Impedanz zwi­ schen der Eingangsstromversorgung und den mit Logikpegeln betriebenen Steuerschaltungen 43, 61 und 63, sorgen aber nicht für eine ohmische Trennung.

Die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 3 ist im wesent­ lichen gleich der der Schaltung nach Fig. 1. Die MOSFET- Energierückspeisungsschaltung könnte in Verbindung mit der Steuereinheit 3 nach Fig. 1 benutzt werden. Die Steuerein­ heit 3 nach Fig. 3 könnte anstelle der Steuereinheit 3 nach Fig. 1 mit den bipolaren Transistoren benutzt werden. Eine einphasige Ausführungsform der Schaltung nach Fig. 3 ist in Fig. 9 gezeigt und weiter unten erläutert.

Die Fig. 4A und 4B zeigen eine weitere Ausführungsform der Erfindung mit einem phasengesteuerten Rückspeisungsgleich­ richter 73, der eine dreiphasige Thyristorbrücke enthält, die sechs Thyristoren SCR1-SCR6 hat, wobei die Phase A der dreiphasigen Versorgungsspannung mit dem Verbindungspunkt zwischen den in Reihe geschalteten Thyristoren SCR1 und SCR4 verbunden ist. Die B-Phase-Spannung liegt an dem Ver­ bindungspunkt der in Reihe geschalteten Thyristoren SCR3 und SCR6 an und die C-Phase-Spannung liegt an dem Verbin­ dungspunkt der in Reihe geschalteten Thyristoren SCR5 und SCR2 an. Der Rückspeisungsgleichrichter 73 enthält weiter parallel geschaltet zu jedem Thyristor eine Reihenschaltung aus einer Diode und einem Transistor. Die Anode einer Diode 77 ist mit der Katode des Thyristors SCR1 verbunden. Der Kollektor eines Transistors 79 ist mit der Katode der Diode 77 verbunden. Der Emitter des Transistors 79 ist mit der Anode des Thyristors SCR1 und mit der Phase-A-Spannung ver­ bunden. Die Anode der Diode 81 ist mit der Katode des Thy­ ristors SCR4 und mit der Phase-A-Spannung verbunden, und die Katode der Diode 81 ist mit dem Kollektor des Transistors 83 verbunden. Der Emitter des Transistors 83 ist mit der Anode des Thyristors SCR4 verbunden. Die Reihenschaltungen aus einer Diode und einem Transistor, die an die Thyristoren SCR3, SCR6, SCR5 und SCR2 angeschlossen sind, sind 85 und 87, 89 und 91, 93 und 95 bzw. 97 und 99.

Die Steuereinheit 75 empfängt die Leiterspannungen A, B und C an Transformatoren 105, 107 bzw. 109. Die Transformator­ primärwicklung 105a ist zwischen die Leiterspannungen A und B geschaltet, die Primärwicklung 107a ist zwischen die Lei­ terspannungen B und C geschaltet, und die Primärwicklung 109a ist zwischen die Leiterspannungen C und A geschaltet. Posi­ tive Komparatoren 111, 113 und 115 bestimmen den positiven 180°-Teil der Leiterspannung der in Dreieck geschalteten Se­ kundärwicklungen 105b, 107b bzw. 109b. Negative Komparato­ ren 117, 119 und 121 bestimmen den negativen 180°-Teil der Dreieckspannung der in Dreieck geschalteten Sekundärwicklun­ gen 105b, 107b bzw. 109b. Der Ausgang jedes Komparators 111, 113, 115, 117, 119 und 121 ist mit einem monostabilen Multi­ vibrator 123, 125, 127, 129, 131 bzw. 133 verbunden, die je­ weils einen Ausgangsimpuls liefern, wenn sie durch eine Vor­ derflanke eines Eingangsimpulses getriggert werden. Die Ausgangssignale der monostabilen Multivibratoren werden an einem ODER-Gatter 135 miteinander verknüpft.

Eine äußere Gleichspannungsführungsgröße E_* wird an einen Eingang eines Summierers 137 angelegt, und ein Signal E_ist, das zu der Istgleichspannung an dem Kondensator 113 proportional ist, wird an den anderen Eingang des Summierers 137 durch einen Operationsverstärker 139 angelegt, der eine Eingangsspannung aus einem Spannungsteiler empfängt, welcher aus Widerständen 140 und 141 besteht, die in Reihe geschaltet und zu dem Kon­ densator 113 parallel geschaltet sind. Die Spannungsdiffe­ renz oder das Fehlersignal zwischen den beiden Signalen, die an den Summierer 137 angelegt werden, wird an einen Steuer­ schalter 143 angelegt. Die Schalterstellung wird durch eine Schaltersteuereinrichtung 144 festgelegt. Das Fehlersignal wird direkt an die Phasenverschiebungssteuerschaltung 142 angelegt oder zuerst durch einen Signalinverter 145 inver­ tiert. Die Phasenverschiebungssteuerschaltung 142 enthält einen Phasendetektor 146, der zwei Eingänge hat. Der erste Eingang ist mit dem Ausgang des ODER-Gatters 135 verbunden. Der Ausgang des Phasendetektors 146 ist mit einem Schleifen­ filter 147 verbunden. Das Ausgangssignal des Schleifenfil­ ters 147 wird mit dem Fehlersignal aus dem Summierer 137 in einem Summierverstärker 148 addiert, was eine Eingangs­ spannung an einem spannungsgesteuerten Oszillator 149 er­ gibt, dessen Ausgangssignal drei Flipflops 150, 151 und 152 taktet. Jedes Flipflop hat zwei Ausgänge mit entgegenge­ setzten Zuständen. Die Flipflops sind mit einander nach Art eines Ringzählers verbunden, um eine Zustandsänderung in der geeigneten Reihenfolge zu erzeugen, damit Signale entweder den Thyristoren SCR1-SCR6 oder den Transistoren 79, 99, 87, 83, 95, 91 in der angegebenen Reihenfolge zugeführt werden.

Ein Ende eines Widerstands 157 ist mit dem Verbindungspunkt des Emitters des Transistors 99 und des Kondensators 113 verbunden, und das andere Ende ist die negative Gleichstrom­ ausgangsklemme des Rückspeisungsgleichrichters. Der Wider­ stand 157 wird als Stromfühler benutzt. Der Spannungsabfall an dem Widerstand ergibt ein Eingangssignal an dem Opera­ tionsverstärker 159. Der Schaltungspunkt zwischen dem Wi­ derstand 157 und dem Kondensator 113, der auch die negati­ ve Gleichstromausgangsklemme des Rückspeisungsgleichrichters ist, dient als Logikschaltungsmasse.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 159 ist mit einem positiven Komparator 161 und mit einem negativem Kompara­ tor 162 verbunden. Der invertierende Eingang und der nicht­ invertierende Eingang des positiven bzw. des negativen Korn­ parators sind mit der Steuerschaltungsmasse verbunden.

Zwölf UND-Gatter 163-174, die jeweils zwei Eingänge haben, liefern jeweils ein Signal für einen Steuerelektrodentrei­ ber und Trenner für die Thyristoren SCR1-SCR6 und ein Sig­ nal für einen Basistreiber und Trenner für die Transistoren 79, 83, 87, 91, 95 und 99 über Steuerelektrodentreiber- bzw. Basistreiberschaltungen 183-194. Jedes der zwei Eingänge aufweisenden UND-Gatter, das einer Thyristorsteuerelektro­ dentreiberschaltung zugeordnet ist, empfängt ein Eingangs­ signal von dem Ausgang des negativen Komparators 162. Je­ des der UND-Gatter, das der Basistreiberschaltung zugeord­ net ist, empfängt ein Eingangssignal aus dem positiven Korn­ parator 161. Die UND-Gatter 163 und 169 empfangen jeweils ein Eingangssignal von dem ersten Ausgang des Flipflops 150. Die UND-Gatter 166 und 172 empfangen jeweils ein Ein­ gangssignal von dem zweiten Ausgang des Flipflops 150. Die UND-Gatter 165 und 171 empfangen jeweils ein Eingangssig­ nal von dem ersten Ausgang des Flipflops 151. Die UND-Gat­ ter 168 und 174 empfangen jeweils ein Eingangssignal von dem zweiten Ausgang des Flipflops 151. Die UND-Gatter 167 und 173 empfangen jeweils ein Eingangssignal von dem ersten Ausgang des Flipflops 152. Die UND-Gatter 164 und 170 em­ pfangen jeweils ein Eingangssignal von dem zweiten Ausgang des Flipflops 152.

Die Schaltung nach Fig. 4 arbeitet folgendermaßen. Die Gleichstromführungsgröße E wird an die Steuerschaltung 75 angelegt. Das Gleichstromausgangssignal des Gleich­ richters 73 könnte, beispielsweise, einem sechsstufigen Spannungsquellenwechselrichter (nicht dargestellt) Zuge­ führt werden. Die Istgleichspannung an dem Kondensator 113 wird durch den Operationsverstärker 139 abgefühlt, der für eine Impedanztrennung sorgt. Die Fehlerspannung, wel­ che die Differenz zwischen der Führungs- oder Sollgröße und der Istspannung ist, wird benutzt, um das Voreilen oder Nacheilen bezüglich des Einschaltens der Transistoren oder Thyristoren zu steuern, und steuert den Mittelwert der Aus­ gangsgleichspannung des Gleichrichters. Es gibt viele Mög­ lichkeiten zum Erzeugen einer Steuerverzögerung (vgl. bei­ spielsweise GE SCR Manual, 6. Auflage, S. 276-282). Die Technik, die in dieser Ausführungsform angewandt wird, besteht darin, eine phasenstarre Schleifenregelung mit einem spannungsge­ steuerten Oszillator vorzusehen, der in der Phasenverschie­ bungssteuerschaltung 142 gezeigt ist.

Während des Motorbetriebs (Energiefluß von der Wechselstrom zur Gleichstromseite) wird die Gleichspannung an dem Kon­ densator 113 durch Phasenrückverlagerung des Aufsteuerns der Thyristoren in bezug auf die Sternwechselspannung ge­ steuert. Ein Phasenrückverlagerungswinkel von 90° ergibt eine mittlere Spannung von 0 V an dem Kondensator. Die Be­ ziehung zwischen dem Phasenwinkel und der Spannung ist in Fig. 5 gezeigt. Die sechs Leistungstransistoren werden wäh­ rend des Motorbetriebs nicht mit Basisansteuersignalen ver­ sorgt. Der Stromfühler 157 gibt während des Motorbetriebs ein Nulleingangssignal an sämtliche UND-Gatter ab, die mit der Basistreiberschaltung verbunden sind. Die 180°-Impulse, die aus den Dreieckspannungsnulldurchgängen durch die Kom­ paratoren 111, 113, 115, 117, 119 und 121 gewonnen werden, bewirken, daß die monostabilen Multivibratoren 123 usw. je­ weils einen schmalen Impuls auf die Vorderflanke der 180°- Impulse hin liefern. Das Ausgangssignal des ODER-Gatters 135 ist eine Folge von Impulsen mit einer Frequenz, die das Sechsfache der Eingangsfrequenz beträgt, wobei die Impulse jeweils einen gegenseitigen Abstand von 60° haben, wie es in Fig. 7A gezeigt ist. Das Ausgangssignal des ODER-Gatters 135 wird benutzt, um die phasenstarre Schleifenschaltung 142 zu synchronisieren. Nacheilung und Voreilung werden in der pha­ senstarren Schleife durch das Fehlersignal hervorgerufen, das aus der Differenz zwischen der Ist- und der Sollspan­ nung erhalten wird. Die Antwort in Form der Nacheilung oder Voreilung wird durch das Vorzeichen des Fehlersignals und dadurch bestimmt, ob bezüglich des Stroms abgefühlt wird, daß er von der Wechselstromquelle zu dem Kondensator fließt (Motorbetrieb) oder nicht fließt oder in der entgegenge­ setzten Richtung fließt (Rückspeisung). Gemäß Fig. 5 ist es notwendig, auf einen zunehmenden positiven Fehler bei der Rückspeisung durch eine zunehmende Phasenvoreilung zu ant­ worten, während es notwendig ist, auf einen zunehmenden po­ sitiven Fehler während des Motorbetriebs durch eine zunehmen­ de Phasennacheilung zu antworten. Das wird erreicht, indem die Richtung des Stroms, der der Belastung, wie beispiels­ weise einem Wechselrichter, zugeführt wird, über den Wider­ stand 157 abgefühlt wird, wobei, wenn der Motorbetrieb fest­ gestellt wird, das Fehlersignal, das aus der Differenz zwi­ schen der Istgleichspannung und der Sollgleichspannung resul­ tiert, invertiert wird. Das Fehlersignal, das durch den Summierer 137 erzeugt wird, wird in dem Signalinverter 145 invertiert (wenn Motorbetrieb abgefühlt wird). Die Phasen­ fehlergleichspannung aus dem Summierverstärker 148 steuert die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 149. Eine zunehmende Spannungssignalamplitude, die dem spannungsge­ steuerten Oszillator 149 zugeführt wird, bewirkt eine Zunahme der Ausgangsfrequenz. Die Ausgangsimpulsfrequenzen des span­ nungsgesteuerten Oszillators 149 sind für Motor- und Rückspei­ sungsbetrieb in den Fig. 7B bzw. 7C gezeigt, das Ausgangs­ signal eines der Flipflops 150, 151 und 152 ist für Motor- und Rückspeisungsbetrieb in den Fig. 7D bzw. 7E gezeigt. Die Thyristoren SCR1-SCR6 werden durch die Umkehr der Eingangs­ spannung mit der Eingangsfrequenz kommutiert. Die Reihenfol­ ge, in der die Thyristoren aufgesteuert werden, lautet Thy­ ristor SCR1, SCR2, SCR3, SCR4, SCR5, SCR6.

Mit der Rückspeisung wird nach einem passenden Intervall, in dem der Gleichstrom null ist, begonnen, um sicherzustel­ len, daß sämtliche Thyristoren sperren, bevor Basisansteuer­ signale an die Transistoren angelegt werden. Die Basisan­ steuersignale eilen in der Phase der Sternwechselspannung vor, um den Rückspeisungsstrom zu steuern und die Gleich­ spannungsgröße der Größe der Versorgungswechselspannung an­ zupassen.

Die sechs Leistungstransistoren werden während des Motor­ betriebs nicht mit Basisansteuersignalen versorgt. Die Kurven für die Sternspannung, den Thyristorstrom für 60° Phasennacheilung, den Phasenwechselstrom während des Motor­ betriebs, die Thyristorspannung während des Motorbetriebs, den Transistorstrom für 60° Phasenvoreilung, den Phasenwech­ selstrom während der Rückspeisung und die Transistorspan­ nung während der Rückspeisung sind in den Fig. 6A-6G ge­ zeigt.

Der Rückspeisungsgleichrichter nach Fig. 4 kann für einen einphasigen Wechselstromeingang ausgelegt werden, indem vier Thyristoren und vier Transistoren (plus vier Reihendioden) mit 180° leitendem Zustand benutzt werden.

Fig. 8 zeigt einen dreiphasigen Rückspeisungsgleichrichter 175, in welchem die Gleichrichter aus drei Thyristoren 176, 177 und 178 und aus vier Dioden 179, 180, 181 und 182 be­ stehen. In dem ersten Zweigpaar des Rückspeisungsgleichrichters 175 liegt der Thyristor 176 mit der Diode 179 in Reihe. Die Kathode der Diode 179 ist mit der Anode des Thyristors 176 verbunden. In dem zweiten Zweigpaar des Rückspeisungsgleich­ richters ist die Anode des Thyristors 177 mit der Katode der Diode 180 verbunden, und in dem dritten Zweigpaar ist die Anode des Thyristors 178 mit der Katode der Diode 181 ver­ bunden. Eine der Phasen einer dreiphasigen Versorgung (nicht dargestellt) ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Thyristor und der Diode jedes Zweigpaares verbunden. Eine Freilaufdiode 182 ist zwischen die Katode des Thyristors 178 und die Anode der Diode 181 geschaltet. Eine Drossel 195 ist zwischen die Katode der Diode 182 und eine Seite eines Kondensators 196 geschaltet. Die andere Seite des Kondensators 196 ist mit der Anode der Diode 182 verbunden. Das Ausgangssignal des Gleichrichters ist an dem Kondensator 196 verfügbar.

Die Rückspeisungsschaltungsanordnung des Rückspeisungs­ gleichrichters 175 enthält sechs Transistoren 197-202 und drei Dioden 203-205. Der Transistor 197 ist mit der Diode 203 in Reihe geschaltet, und die Katode der Diode 203 ist mit dem Kollektor des Transistors 197 verbunden. Die Rei­ henschaltung ist antiparallel zu dem Thyristor 176 geschal­ tet. Die Diode 203 verhindert, daß eine Rückwärtsspannung an dem Transistor 197 erscheint. Ebenso ist die Diode 204 zu dem Transistor 199 in Reihe geschaltet, und die Reihen­ schaltung ist antiparallel zu dem Thyristor 177 geschaltet. Die Diode 205 ist mit dem Transistor 201 in Reihe geschaltet, und die Reihenschaltung liegt parallel zu dem Thyristor 178. Die Transistoren 198, 200 und 202 sind zu den Dioden 179, 180 bzw. 181 antiparallel geschaltet. Es ist nicht notwen­ dig, eine Diode zu dein Transistor in Reihe zu schalten (wie in den Fig. 4A und 4B), wenn der Transistor antiparallel zu einer Diode statt zu einem Thyristor ist, da es keine Rück­ wärtsspannung an dem Transistor aufgrund des Leitens der antiparallel geschalteten Diode geben kann. Ungesteuerte Vorrichtungen (Dioden) werden in der Wechselrichterschal­ tungsanordnung nicht benutzt, weil die benutzten Vorrich­ tungen die Fähigkeit haben müssen, unabhängig von der Umkehr der Wechselspannung abzuschalten.

Die Steuereinheit 206 gleicht der Steuereinheit 75 nach den Fig. 4A und 4B, mit der Ausnahme, daß nur neun UND-Gatter mit zwei Eingängen statt zwölf UND-Gattern benötigt werden. Die Steuerschaltung 206 empfängt ein Eingangssignal aus dem Stromabfühlwiderstand 157, dem aus den Widerständen 140 und 141 bestehenden Spannungsteiler sowie drei Dreieckspan­ nungssignale (verkettete Spannungen).

Die Arbeitsweise der Schaltung nach den Fig. 8A und 8B stimmt mit der der Schaltung nach den Fig. 4A und 4B über­ ein, mit der Ausnahme, daß die Phasenrückverlagerung bei dem Aufsteuern der drei Thyristoren um 120° eine mittlere Gleichspannung von 0 V ergibt, wie es in Fig. 5 angegeben ist. Die Freilaufdiode 182 bildet einen Pfad für Drossel­ strom, wenn alle drei Thyristoren nichtleitend sind, und außerdem, wenn sie unter gewissen Bedingungen mit einer nacheilenden Phasenverzögerung arbeiten.

Fig. 9 zeigt einen einphasigen Rückspeisungsgleichrichter nach der Erfindung. Vier N-Kanal-MOSFETs 210, 211, 212 und 213 sind in einer einphasigen Vollbrückenanordnung mit­ einander verbunden. Eine einphasige Wechselspannung wird durch eine äußere Quelle (nicht dargestellt) an die MOSFETs 210, 211, 212 und 213 angelegt. Ein Gleichstromfilter, das aus der Reihenschaltung einer Drossel 214 und eines Konden­ sators 215 besteht, ist zu den in Reihe geschalteten MOSFETs 210 und 211 und zu den in Reihe geschalteten MOSFETs 212 und 213 parallel geschaltet. Die Ausgangsgleichspannung ist an dem Kondensator 215 verfügbar. Eine Steuereinheit 217, die einen Transformator 219 mit einer Primärwicklung 219a enthält, ist an die Wechselspannungsversorgung angeschlos­ sen, und die Sekundärwicklung 219b des Transformators ist mit den beiden Eingängen eines Komparators 221 und eines Komparators 223 verbunden. Das erste Ende der Sekundärwick­ lung 219b ist mit der invertierenden Klemme des Komparators 221 und mit der nichtinvertierenden Klemme des Komparators 223 verbunden, und das andere Ende der Sekundärwicklung 219b ist mit der nichtinvertierenden Klemme des Komparators 221 und mit der invertierende Klemme des Komparators 223 verbun­ den. Der Ausgang des Komparators 221 ist mit einer Gatetrei­ berschaltung 225 verbunden, die ein Gatesignal für die MOS- FETs 212 und 211 liefert. Das Ausgangssignal des Komparators 223 wird an eine Gatetreiberschaltung 227 angelegt, die ein Gatesignal für die MOSFETs 210 und 213 liefert.

Die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 9 wird nun be­ schrieben. Die Diode mit umgekehrtem integralem pn-Übergang, die in jedem der MOSFETs vorhanden ist, dient als Gleich­ richter zum Anlegen einer Ausgangsgleichspannung an den Kon­ densator 215. Die Eingangsspannung aus einer äußeren Quelle (nicht dargestellt) ist durch den Transformator 219 transfor­ matorgetrennt und bildet eine Eingangsspannung an dem Kompa­ rator 221, der einen 180°-Ausgangsimpuls liefert, welcher einer positiven Halbperiode der Wechselspannungsversorgung entspricht, und der Komparator 223 liefert für eine positive Halbperiode von 180° einen Ausgangsimpuls, der der negativen Halbperiode der Wechselspannungsversorgung entspricht. Die MOSFETs werden während des Motorbetriebs und während der Rück­ speisung in den leitenden Zustand gesteuert, was einen Pfad für Gleichstrom jeder Polarität über den Rückspeisungsgleich­ richter ergibt.

Vorstehend ist ein Rückspeisungsgleichrichter beschrieben, der zur Verwendung bei Wechselstrommotorantriebssystemen mit einstellbarer Frequenz und einstellbarer Spannung oder bei Gleichstrommotorantriebssystemen mit einstellbarer Spannung verwendbar ist, wobei die Energierückspeisung von einer Gleichstromquelle zu einer Wechselstromquelle durch Umkeh­ ren der Richtung des Stromflusses in dem Gleichrichter statt durch Umkehren der Gleichstromsignalausgangspolarität er­ folgt.

Claims (3)

1. Anordnung zur Speisung einer Gleichstromlast aus einer Quelle dreiphasiger Wechselspannung, mit folgenden Einrichtungen:
einer aus mehreren Gleichrichterelementen gebildeten dreiphasigen Gleichrichterbrücke, deren dreiphasiger Wechselstromeingang mit Einspeiseklemmen zum Anschluß an die Wechselspannung verbunden ist und deren Gleichstrom­ ausgang mit Lastanschlüssen zum Anschluß an die Gleich­ stromlast gekoppelt ist;
einer aus mehreren steuerbaren Schaltvorrichtungen mit Selbstkommutierungseigenschaft bestehenden Wechselrichter­ brücke, deren Gleichstromeingang mit den Lastanschlüssen gekoppelt ist und deren dreiphasiger Wechselstromausgang mit den Einspeiseklemmen gekoppelt ist;
einer ersten Fühleinrichtung zum Fühlen des Auftretens rückspeisbarer Energie aus der äußeren Belastung;
einer mit der Wechselspannung synchronisierten Steuereinheit zur Erzeugung von Aufsteuersignalen, die beim Ansprechen der ersten Fühleinrichtung in einer derartigen relativen Phasenlage an die Schaltvorrichtungen der Wechselrichterbrücke gelegt werden, daß eine Rückspeisung von Energie aus der Gleichstromlast in die Wechselspan­ nungsquelle erfolgt;
dadurch gekennzeichnet,
daß zumindest einige der Gleichrichterelemente (SCR1- SCR6; 176-181) über Steuerelektroden selektiv einschaltbar sind, um die Phase ihrer Leitfähigkeit zu beeinflussen;
daß jede der steuerbaren Schaltvorrichtungen (77/79, 97/99, 85/87, 81/83, 93/95, 89/91; 203/197, 204/199, 205/201, 198, 200, 202) einem jeweils zugeordneten Exemplar der Gleichrichterelemente antiparallel geschaltet ist;
daß die erste Fühleinrichtung (157) die Richtung des Stromflusses zwischen der Gleichrichterbrücke und der äußeren Last fühlt und daß eine zweite Fühleinrichtung (140, 141) zum Fühlen der Gleichspannung am Ausgang der Gleichrichterbrücke vorgesehen ist;
daß die Steuereinheit (75; 206) eine Umschalteinrich­ tung (159, 161, 162, 163-168, 169-174) aufweist, die auf die erste Fühleinrichtung (157) anspricht, um in einem ersten Zustand die Aufsteuersignale an die Steuerelektroden der einschaltbaren Gleichrichterelemente der Gleichrichter­ brücke zu legen, wenn der der Gleichstromlast zugeführte Strom positiv ist, und um in einem zweiten Zustand die Aufsteuersignale an die steuerbaren Schaltvorrichtungen der Wechselrichterbrücke zu legen, wenn der besagte Strom null oder negativ ist;
daß die Steuereinheit eine Einrichtung (143, 144, 145, 148) zum Verändern der relativen Phasenlage der Aufsteuer­ signale enthält, die auf die Differenz zwischen dem Istwert (E_ist) und einem Sollwert (E_*) der gefühlten Gleichspan­ nung anspricht, um diese Differenz im ersten Zustand der Schalteinrichtung durch Phasennacheilung und im zweiten Zustand der Schalteinrichtung durch Phasenvoreilung der Aufsteuersignale auszuregeln (Fig. 4A, 4B, 8A, 8B).

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Gleichrichterelemente drei Thyristoren (176, 177, 178) und drei Gleichrichterdioden (179, 180, 181) gebildet sind, die in einer Brückenschaltung derart angeordnet sind, daß die drei Thyristoren jeweils in den oberen Zweigen der Brücke und die drei Dioden jeweils in den unteren Zweigen der Brücke liegen;
daß die steuerbaren Schaltvorrichtungen Transisto­ ren (197, 201, 199; 198, 200, 202) und drei Sperrdioden (203, 204, 205) sind, die jeweils zu den Thyristoren und Gleichrichterdioden anti­ parallel geschaltet sind, wobei außerdem zu den Transistoren (197, 199, 201) in den oberen Zweigen jeweils eine Diode (203, 204, 205) in Reihe geschaltet ist;
daß an den Gleichstromausgang der Gleichrichterbrücke eine Freilaufdiode (182) angeschlossen ist (Fig. 8A, 8B).

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Steuereinheit (206) enthält:
einen Phasendetektor (146);
ein Tiefpaßfilter (147), das mit dem Ausgang des Phasendetektors (146) verbunden ist;
einen Summierverstärker (148), der an einem Eingang die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters (147) und an einem weiteren Eingang die Spannungsdifferenz zwischen der Istgleichspan­ nung und der Sollgleichspannung mit einer durch die Schalt­ einrichtung (162) umschaltbaren Polarität empfängt;
einen spannungsgesteuerten Oszillator (149), der auf die Ausgangsspannung des Summierverstärkers (148) anspricht und nacheilende und voreilende Frequenzen relativ zu den Null­ durchgängen jeder Phase der verketteten Wechselspannung der Quelle zum Steuern der Thyristoren und Transistoren liefert,
wobei der Phasendetektor (146) die phasenverschobene Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (149) und ein Synchronisierfrequenzsignal, das die Nulldurchgänge jeder Phase der verketteten Wechselspannung der Quelle darstellt, vergleicht (Fig. 8A, 8B).