JPS5840919B2 - 電動機の運転制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は交流電動機の運転制御装置、特に回生制動装置
の改良に関する。

交流電動機とりわけ誘導電動機は種々の産業分野に用い
られ、その対象とする負荷もいろいろあり、あるものは
加速・減速を急速に且つ頻繁に行ない、まだあるものは
巻上げ、巻下しのように負荷トルクが正、負に変化する
ものもある。

従って駆動源である交流電動機も正トルクを発生したり
、制動トルクを発生するような運転を要求される。

近時、かなり採用されるようになってきた可変電圧可変
周波数インバータを用いるタイプの交流電動機の運転制
御においては電動機としての駆動態様で運転する場合は
左柱問題ではないが、減速時の制動態様で運転する時に
回転子の有する回転エネルギーの処理の仕方が問題であ
った。

従来は制動時に交流電動機への通電を断ち、負荷の機械
損による自然減速にまかせる方法や、また減速時のすべ
りを適宜制御して電動機中に消費させる方法が用いられ
ている。

前者は減速に時間がかかり制御の応答性が極めて悪く、
後者は電動機が過熱し、頻繁な加減速運転に耐えること
ができない。

更にインバータ回路中の平滑用コンデンサを充電し、そ
の充電電圧が所定値以上になったら回路に並列に接続さ
れた制動用抵抗に放電して回転子の回転エネルギーを消
費する方法も採用されたが、この方法では平滑用コンデ
ンサの充電電圧が高くなりすぎて装置を破壊する原因に
なると共に大型機械を運転する電動機においては制動用
抵抗もそれに伴って大型になり高価なものとなる。

また制動エネルギーも熱損失として浪費するため効率上
好ましい方法ではなかった。

そこでその改良として第１図に示すように回生制動を適
用するものもあったが、これにも次のような欠点がある
。

即ち第１図において、１は三相誘導電動機等の交流電動
機、２は交流電源Ｕ相、■相、Ｗ相の電圧を整流するダ
イオードＤ１〜Ｄ６で構成された整流器ブリッジ、３は
サイリスタ８１〜Ｓ６からなる回生用サイリスクブリッ
ジ、４は平滑用コンデンサＣ１を有する平滑回路、５は
トランジスタＴＡ１〜Ｔ Ａａで構成される可変電圧可
変周波数インバータ、６はＤ１′〜Ｄ６′からなる整流
器ブリッジ、７は電源電圧の昇圧用変圧器である。

かかる構成の従来装置では例えば誘導電動機１を減速さ
せるため指令速度を低下させ可変電圧可変周波数インバ
ータ５の電圧周波数を制御することにより新たに設定さ
れた周波数に対応した同期速度は電動機の速度より小と
なり負のすべり状態となり、回生制動領域で運転するこ
ととなり、その結果電動機の誘起電圧は整流器ブリッジ
６により整流されて直流線側の電圧を上昇させる。

平滑用コンデンサＣ０は通常の駆動運転時でも交流電源
電圧の１．３〜１．４倍の高さに充電されているのにこ
れに加えて誘導電動機が回生領域で運転される際には、
電圧は更に高い電圧に充電保持される。

ちなみに交流電源電圧が２００Ｖのとき、平滑用コンデ
ンサＣ１の充電電圧は２９０Ｖ程度に上昇する。

このような状態でサイリスタＳ ｌ” Ｓ ａで構成さ
れる回生用サイリスクブリッジ３を点弧制御しても交流
電源電圧が直流線側電圧よりも低いので転流ができず回
生が不可能となる。

そこでかかる不都合を避けるためサイリスクブリッジ３
と交流電源との間に昇圧用変圧器７を介在させ電源電圧
が必ず直流線側電圧よりも高い期間が生じるようにして
サイリスタＳ１〜Ｓ６の転流を確保し誘導電動機の回生
制御領域での運転を可能にしていた。

しかしこの方式を採用した装置においては上述のように
昇圧用変圧器７が必要であり、その容量も太きいものと
なり装置を太きくし価格も高くついた。

この欠点を解決すべく本出願人はさきに新規な装置を提
案した。

それを第２図に示すと、引出線番号１〜６は第１図に示
す従来のものと同じまたは同等物であり、ただ回生用ブ
リッジ３を構成する素子をサイリスタ５ｌ−８６に代え
てスイッチングトランジスタＴ Ｂ ｌ−Ｔ Ｂ ６を
用いたものである。

従って両者は区別するために第２図では引出線番号を３
′として示す。

このように回生用ブリッジをスイッチングトランジスタ
で構成することによりサイリスクのように一度点弧する
と逆電圧が印加されるか又は保持電流以下にならなけれ
ば消弧できないという不都合がなく、各トランジスタが
夫々のベース信号が存在する期間だけ通電し、ベース信
号の消滅と同時に通電を阻止するので回生用ブリッジの
転流がベース信号の切換えのみでなされるので例え直流
線側電圧より交流電源電圧が常に低くても交流電源の相
間電圧が最大である２相に接続された各トランジスタを
点弧することにより交流電源側にエネルギーを回生ずる
ことができるものであり、従来例のもののような昇圧用
変圧器を省略できるメリットがある。

このような第２図の装置でも充分所期の目的は達成でき
るのではあるが、回生用ブリッジを構成する素子として
パワートランジスタを６個用いるため、同一の容量のト
ランジスタとサイリスクを比較した場合、トランジスタ
の方がサイズも大きく価格も高いので、トランジスタを
６個も用いる素子の占有面積が大きくなり、また価格の
上でも高価なものとなる。

本発明は上述の如き従来の欠点を改善する新規な発明で
あり、その目的はトランジスタの消弧の容易さとサイリ
スクの価格及び電流効率の優位さを加味した装置を提供
することにある。

次に本発明の実施例を、図面を用いて詳細に説明する。

第３図において、引出線番号１〜６は第１図及び第２図
に示したものと同一物を表わし、ただ引出線番号３に相
当するもののみがサイリスク８１〜Ｓ６でブリッジ結線
された回生用サイリスクブリッジを直流線間にスイッチ
ングトランジスタＴＲ１及びＴＲ２を介して接続するよ
うに構成した回生用サイリスクブリッジである。

それ故これを引出線番号３“とじて表わすことにする。

８はホトカプラを構成する一方の素子であり、Ｐ１′〜
Ｐ６′は例えば発光ダイオード等の素子、Ｄ、〜Ｄ６は
ダイオードである。

そしてこれら発光ダイオードＰ１′〜Ｐ６′とダイオー
ドＤ１′〜Ｄ６′でブリッジ回路を構威し、該ブリッジ
回路の交流入力端には電動機の交流電源の３相叩ちＵ相
、■相、Ｗ相より回生用サイリスクブリッジ３“の各サ
イリスクに対応するような相関係で電源を接続供給する
。

なお、ダイオードＤ、〜Ｄ６は逆電圧耐重用に挿入され
たダイオードである。

Ｐ１′〜Ｐ６“は同様シこホトカプラを構成する他方の
素子であり例えばホトトランジスタ等を用い、発光ダイ
オードＰ１′に電流が流れて発光すると素子Ｐ１′がそ
れを受光し導通状態となるものである０９は信号反転用
のインバータ回路であり、受光素子Ｐ１′〜Ｐ６“の各
々の出力端子に夫々１個ずつ設けられている。

１０は全インバータ回路の出力信号を入力するオア回路
である。

１１はオア回路１０の出力を入力し一定の時間幅を有す
る負のパルスを発生する第１の単安定マルチバイブレー
ク回路、１２は該単安定マルチバイブレーク回路１１の
出力により動作し一定の時間幅を有するパルスを発生す
る第２の単安定マルチバイブレーク回路である。

１３はインバータ回路９の出力と第２の単安定マルチバ
イブレーク回路１２の出力が人力されその論理積を出力
するアンド回路であり、これもまた全インパーク回路と
同数設ける。

これらアンド回路の出力は夫々回生用サイリスクブリッ
ジ３“を構成するサイリスク８１〜Ｓ６の各ゲートに夫
々対応して与えられるゲート信号ＳＧ１〜ＳＧａとなる
。

また第１の単安定マルチバイブレーク回路１１の出力は
回生用サイリスクブリッジ３“のサイリスク群と直列に
接続されたスイッチングトランジスタＴＲＩ、ＴＲ２に
同時に与えられるベース信号ＴＲＢ１及びＴ ＲＢ２と
なる。

さて、このように構成された本発明装置の動作を次に説
明する。

誘導電動機からなる交流電動機１が通常の駆動態様で運
転されている時は、交流電源の各相電圧は整流器ブリッ
ジ２により整流されて直流となり、更に可変電圧可変周
波数インバータ５により所定の周波数と電圧を有する交
流に変換されて誘導電動機１に供給され、該電動機を指
令速度に合致して運転する。

ここで該インバータの出力周波数はインバータを構成す
る素子の点弧パルスの繰返し周波数を調整することによ
り可変となし、出力電圧はインバータの各素子の通電時
間幅を調整することにより可変とすることができる。

次に負荷の運転条件により電動機の減速が必要となった
場合、減速指令信号が与えられると、可変電圧可変周波
数インバータ５の出力電圧及び周波数は減少し、新たな
動作周波数に対応した同期速度よりも現在運転中の電動
機の回転速度が高いため誘導電動機１はすベリＳが負の
領域即ち回生制動の領域で運転されることとなる。

従って誘導電動機１の出力は整流器ブリッジ６で整流さ
れて直流線側の電圧を高めることになる。

その値は例えば２００Ｖの交流電源で運転中であるなら
ば、平滑用コンデンサＣ３の端子は２９０Ｖ程度に昇圧
する。

ここでもしサイリスク８１〜Ｓ６のみで回生用ブリッジ
を構威し、交流電源の２相間電圧が最大な相に接続され
たサイリスクを点弧して回生制動を図ってもサイリスク
は転流ができず電源短絡を生じ機器の破損を生じること
になる。

そこで本発明は回生用ブリッジのサイリスク群と直列に
スイッチングトランジスタＴＲ，及びＴＲ２を接続し、
回生制動中、通常は該スイッチングトランジスタＴＲ□
及びＴＲ，２を導通状態となし、各サイリスク８１〜Ｓ
６のうちいずれかのサイリスクが転流動作に入る時トラ
ンジスタＴＲ１，ＴＲ２を同時に瞬間的に不導通状態と
なし、電流を遮断するものである。

そしてサイリスクが完全に消弧する時間を考慮して再び
トランジスタＴＲ１及びＴＲ２を再点弧してやるとたと
え直流線側の電圧を電源の交流電圧より高くても各サイ
リスクは転流失敗を起すことなく回生電流を常に電源に
返還できるものである。

次にかかる動作を行なわせるための制御信号の形成につ
いて説明する。

ホトカプラを構成する発光ダイオード等の素子Ｐ１′〜
Ｐ６′からなるブリッジ回路８はその交流入力を電動機
１駆動源の夫々の相、即ちＵ相、■相、Ｗ相に接続する
。

このようにするとブリッジ回路８と回生用サイリスクブ
リッジ３“には同位相の相間電圧が印加されることにな
り回生用サイリスクブリッジ３“が回生時に点弧されな
ければならない相に対応した相が検知できることになる
。

このことを第４図Ａを参照して考察してみると、同図の
正弦波形として示すＵ■相間電圧、■−Ｗ相間電圧、Ｗ
−Ｕ相間電圧がホトカプラを構成するブリッジの夫々の
相に印加されることになる。

印加された相間電圧のうち一番高い相間電圧にかかつて
いる発光ダイオードのみに電流が流れ、その期間該発光
ダイオードは光を発する。

発光ダイオードＰ１′〜Ｐ６′は相間電圧の時間的変化
に伴って順次に動作する。

そして発光ダイオードが光を放つとそれに対向して光結
合状態で配置されたホトカプラを構成する他方の受光素
子（例えばホトトランジスタ等）は光を受けることによ
り導通状態になりコレクタ電位を零とし、光を受けてい
る期間中その零値は保たれる。

その模様は第４図Ａの波形ｐｌｔ Ｐ２５ Ｐａ ｒ
Ｐ４ ｔＰ５．Ｐ６として示す。

これらの信号Ｐ１〜Ｐ６は夫夫次段の信号反転用のイン
バータ９により反転されて信号Ｐ１ｔ Ｐ２ｔ Ｐ３ｔ
Ｐ４ｒ Ｐ５ｔ Ｐａを得る。

この反転された信号の一方は次段のアンド回路１３の一
人力゛となるとともに、他方は全てまとめてオア回路１
０の入力端に印加する。

すると、オア回路１０は信号Ｐ１〜Ｐ６が入力されるご
とに順次次段の単安定マルチバイブレーク回路１１にパ
ルスを出力する。

単安定マルチバイブレーク回路１１は印加されたパルス
の立上り縁でトリガされ、一定時間だけ導通し、再び元
の電位に復帰する動作を繰り返す。

この結果単安定マルチバイブレータ回路１１から出力さ
れるパルスは第４図ＡのＭｌで示すようなおよそ０．５
ｍｓの導通幅を有する零電位のパルス列が得られる０こ
の零電位のパルス列の一方は回生用サイリスクブリッジ
に直列接続されたスイッチングトランジスタＴＲＩ及び
ＴＲ２のベースに供給されその電位を零電位にし、該ト
ランジスタを不導通にするとともに、他方、同一のパル
ス列は次段の２番目の単安定マルチバイブレーク回路１
２に与えられる。

単安定マルチバイブレーク回路１２はパルス入力がある
毎に該入力パルスの復帰時の立上り縁に於て第４図Ａの
Ｍ２に示すようなパルス幅が約１０μＳの正のパルスを
発生し、該入力パルスは先のアンド回路１３の全てに入
力される。

そこで夫々のアンド回路１３はインバータ回路９の出力
Ｐ０〜Ｐ６と単安定マルチバイブレーク回路１２の出力
パルスＭ２の論理積をとる。

アンド回路１３の出力は夫々回生用サイリスクブリッジ
を構成するサイリスク８１〜Ｓ６のゲートに点弧信号Ｓ
ＧＩ、ＳＧ２．ＳＧ３．ＳＧ４゜Ｓ Ｇ＝、 、 Ｓ
Ｇａとして与えられる０そしてその位相関係は当然のこ
とながらホトカプラからの出力信号Ｐ、〜Ｐ６に規制さ
れたものであり、第４図Ｂの点弧信号ＳＧ１〜ＳＧａに
示すものである。

したがって、いま、回生に適した交流電源の２相間電圧
が最大である相がＵ−Ｖ相間とすると第４図ＢのＴＢｌ
及びＴＢ２の零電位パルス信号が回生用サイリスクブリ
ッジ３″のスイッチングトランジスタＴＲｔ及びＴＲ２
に与えられて同時に不導通とし該サイリスクブリッジ３
“への電流をいったん消滅してサイリスク群８１〜Ｓ６
を全て消弧した後、サイリスタＳ１及びＳ４のゲートに
点弧信号を再び与えてサイリスタＳ１及びＳ４を点弧す
ることにより回生電流Ｉは電源Ｕ相から■相に流れてエ
ネルギーを返還する。

更に所定時間後スイッチングトランジスタＴＲ１及びＴ
Ｒ２に零電位パルスを与えて再び不導通にして回生用サ
イリスクブリッジ３”の全てのサイリスクをいったん消
弧し、消弧が完了したら再びスイッチングトランジスタ
を導通とし、同時にサイリスタＳ１及びＳ６に点弧信号
を与えることによりＵ相よりＷ相に回生電流を流すこと
ができる○以後同様にサイリスクの転流に先立つてスイ
ッチングトランジスタＴＲ１及びＴＲ２へ零電位のパル
スを与えることにより該両トランジスタを不導通として
全サイリスクを消弧し、順次サイリスタＳ２とＳ６に点
弧信号ＳＧ３及びＳ Ｇ６を、サイリスタＳ３とＳ２に
点弧信号ＳＧ３及びＳＧ２を、サイリスタＳ５とＳ６に
点弧信号ＳＧ５とＳＧ２を与えることにより交流電源の
相間電圧が最大である２相間に回生電流を供給すること
ができる０そしてサイリスクは転流に際して必ずスイッ
チングトランジスタＴＲ１及びＴＲ２により通電を断た
れるため点弧信号が与えられる前にいったん消弧するの
で、転流を確実に行なうことができる。

かかる動作にもとずくサイリスタＳ１〜Ｓ６の通電の様
子と回生電流の波形を第４図ＢのＳ ｌ−Ｓ ａ及び■
に示す０ 以上詳細に説明したように、本発明は、誘導電動機等の
交流電動機の制動を回生制動で行なうことができるので
、効率の良い制動動作を達成できるとともに、回生用ブ
リッジを構成する素子として比較的安価なサイリスクを
用いることができる。

そして回生用サイリスクブリッジと直流線間に単位電流
容量当りの価格が高いスイッチングトランジスタを直列
に単に２個接続するだけですみ、そのことにより交流電
源の相間電圧の大きさに関係なく確実な転流動作を確保
できて安定した運転制御がなされ得る。

したがって、従来装置のように転流用の昇圧用変圧器を
必要とせず、また回生用ブリッジの素子としても全ての
素子をスイッチング素子で構成する必要もないので制御
装置の小型化と価格の低廉化を図ることができ、産業上
の利用効果が犬である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の昇圧用変圧器を必要とするサイリスク
ブリッジからなる回生制動装置を有する運転制御装置を
示す回路図、第２図は、本出願人が既に提案したトラン
ジスタブリッジからなる回生制動装置を有する運転制御
装置の回路図、第３図は、本発明の一実施例を示す回路
図、第４図Ａ及びＢは本発明装置の動作時における各部
の波形を示す波形図である。 図中、１は交流電動機、２は整流器ブリッジ、３．３’
、３“は回生用ブリッジ、４は平滑回路、５は可変電圧
可変周波数インバータ、６は整流器ブリッジ、７は昇圧
用変圧器、８はホトカプラの構成要素、９はインバータ
回路、１０はオア回路、１１及び１２は単安定マルチバ
イブレーク回路、１３はアンド回路である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流電源に接続された整流器ブリッジと、該整流器
   ブリッジに並列でかつスイッチングトランジスタを介し
   て接続された回生用サイリスクブリッジと平滑用コンデ
   ンサからなる直流リンク部と、可変電圧可変周波数イン
   バータと整流器ブリッジと交流電動機よりなる交流リン
   ク部を有する交流電動機の運転制御装置であって、制動
   の際、交流電源の相間電歪が最大である２相に接続され
   た上記回生用サイリスクブリッジの各サイリスクを点弧
   するとともに該点弧信号に同期して上記スイッチングト
   ランジスタをオン・オフ制御し、交流電源側にエネルギ
   ーを回生ずることを特徴とする電動機の運転制御装置。