JPS607467B2 - 周波数変換装置 - Google Patents
周波数変換装置Info
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- JPS607467B2 JPS607467B2 JP53079902A JP7990278A JPS607467B2 JP S607467 B2 JPS607467 B2 JP S607467B2 JP 53079902 A JP53079902 A JP 53079902A JP 7990278 A JP7990278 A JP 7990278A JP S607467 B2 JPS607467 B2 JP S607467B2
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- comparator
- circuit
- gate
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/523—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はサィリスタを用いた周波数変換装置において、
最大の問題である転流失敗を防止するために、サイリス
タのトリガ信号に同期してゲート逆バイアス信号を発生
させると同時に、負荷の変動に対して自動的に追尾し、
安定な制御を実行するゲート回路を簡単な構成で、かつ
低損失動作をさせることを目的としたものである。
最大の問題である転流失敗を防止するために、サイリス
タのトリガ信号に同期してゲート逆バイアス信号を発生
させると同時に、負荷の変動に対して自動的に追尾し、
安定な制御を実行するゲート回路を簡単な構成で、かつ
低損失動作をさせることを目的としたものである。
周波数変換装置の基本構成の１例を第１図に示す。
交流電源１は全波整流器２によって母線３〜４間に直流
電圧を供給し、コンデンサ１３によって平滑される。正
極母線３からは、さらにチョークコイル５を介して高周
波動作側の正極母線６に電力が供給され、母線６−４間
には、サィリス夕７、帰還ダイオード８が互いに逆並列
接続されると同時に、サィリスタ７の転流回路を形成す
るコンデンサ９と出力コイル１０の直列共振回路が接続
されている。
電圧を供給し、コンデンサ１３によって平滑される。正
極母線３からは、さらにチョークコイル５を介して高周
波動作側の正極母線６に電力が供給され、母線６−４間
には、サィリス夕７、帰還ダイオード８が互いに逆並列
接続されると同時に、サィリスタ７の転流回路を形成す
るコンデンサ９と出力コイル１０の直列共振回路が接続
されている。
サィリスタ７の駆動は、ゲート回路１２によって行なわ
れ高周波動作の開始、停止は起動・停止回路によって制
御される。サィリスタのゲートに逆バイアスを印加する
ことは、素子のターンオフタィムを短かくする効果が大
きいことから一般に実施されていることでその主な従来
例について説明する。第２図は第１の従来例の具体回路
であり、第３図に各部の電圧波形を示す。
れ高周波動作の開始、停止は起動・停止回路によって制
御される。サィリスタのゲートに逆バイアスを印加する
ことは、素子のターンオフタィムを短かくする効果が大
きいことから一般に実施されていることでその主な従来
例について説明する。第２図は第１の従来例の具体回路
であり、第３図に各部の電圧波形を示す。
第２図のゲート回路１２は、目走マルチパイプレータ１
５と、正負の極性を持つ増中トランジスタから構成され
る。目走マルチパイプレータ１６の出力トランジスタＴ
ｒｌ，Ｔｒ２のコレクターェミッタ電圧（以下Ｖｃ耳と
いう）を第３図のｃ，ｄに示す。サィリスタ７のトリガ
電圧はトランジスタＴｒ２のＶｃ耳を微分したパルスで
作成されコンデンサ１６によりＶｃ８の立上り時にトラ
ンジスタＴｒ３を導通させ、同時にトランジスタＴｒ４
が導適する。一方トランジスタＴｒｌのコレクタに接続
されたゼナーダィオード１７のゼナー電圧を負電源電圧
より大きくし、正負電源電圧の和より少なく選んでおけ
ばトランジスタＴｒｌがオフした時にゼナーダイオード
１７はブレークオーバし、トランジスタＴｒ５を導通さ
せる。トランジスタＴｒ４とＴｒ５の出力はサィリスタ
のゲート様子で合成されてそれぞれトリガ電圧、逆バイ
アス電圧となる（第３図ｅ）。よってトリガ電圧でサィ
リスタ７は導通し「第３図ａの電流が流れる。この時負
電流はダイオード８を通る帰還電流である。帰還電流が
流れている間がサィリスタ７の転流余裕時間で電流がな
くなればサィリスタに順方向電圧（第３図ｂ）が印加さ
れる。サィリスタの逆バイアス効果が大きいのは帰還電
流の流れる時間（サィリスタの転流失敗防止）と順方向
電圧が印加された前縁（日頃方向電圧上昇率−ｄｖ／ｄ
ｔ）であって、それ以外の時間における逆バイアスは無
益である。ところがこの従来例では逆バイアスの印加時
間がトリガ電圧の直前まで続くため、■電力損失が大き
い、■トランジスタＴｒ５の蓄積時間のためトランジス
タＴｒ４とＴｒ５が同時に導適するため、トランジスタ
が破壊する危険性があると同時に、サィリスタ７のトリ
ガ電圧の立上りがなまってしまい、サィリスタ７のスイ
ッチングロスが増大する等の問題点があった。また、そ
れらの対策として、トランジスタＴｒ５の導適時間（逆
バイアス時間）をトランジスタＴｒｌの信号を微分して
一定の時間だけ印加する等のことも考えられているが、
■回路構成が複雑になる、■負荷変動等に対して帰還電
流のタイミングが変動した時に追従しない等の問題が残
されていた。また、別の従来例としてパルストランスを
用いたものについて説明する。
５と、正負の極性を持つ増中トランジスタから構成され
る。目走マルチパイプレータ１６の出力トランジスタＴ
ｒｌ，Ｔｒ２のコレクターェミッタ電圧（以下Ｖｃ耳と
いう）を第３図のｃ，ｄに示す。サィリスタ７のトリガ
電圧はトランジスタＴｒ２のＶｃ耳を微分したパルスで
作成されコンデンサ１６によりＶｃ８の立上り時にトラ
ンジスタＴｒ３を導通させ、同時にトランジスタＴｒ４
が導適する。一方トランジスタＴｒｌのコレクタに接続
されたゼナーダィオード１７のゼナー電圧を負電源電圧
より大きくし、正負電源電圧の和より少なく選んでおけ
ばトランジスタＴｒｌがオフした時にゼナーダイオード
１７はブレークオーバし、トランジスタＴｒ５を導通さ
せる。トランジスタＴｒ４とＴｒ５の出力はサィリスタ
のゲート様子で合成されてそれぞれトリガ電圧、逆バイ
アス電圧となる（第３図ｅ）。よってトリガ電圧でサィ
リスタ７は導通し「第３図ａの電流が流れる。この時負
電流はダイオード８を通る帰還電流である。帰還電流が
流れている間がサィリスタ７の転流余裕時間で電流がな
くなればサィリスタに順方向電圧（第３図ｂ）が印加さ
れる。サィリスタの逆バイアス効果が大きいのは帰還電
流の流れる時間（サィリスタの転流失敗防止）と順方向
電圧が印加された前縁（日頃方向電圧上昇率−ｄｖ／ｄ
ｔ）であって、それ以外の時間における逆バイアスは無
益である。ところがこの従来例では逆バイアスの印加時
間がトリガ電圧の直前まで続くため、■電力損失が大き
い、■トランジスタＴｒ５の蓄積時間のためトランジス
タＴｒ４とＴｒ５が同時に導適するため、トランジスタ
が破壊する危険性があると同時に、サィリスタ７のトリ
ガ電圧の立上りがなまってしまい、サィリスタ７のスイ
ッチングロスが増大する等の問題点があった。また、そ
れらの対策として、トランジスタＴｒ５の導適時間（逆
バイアス時間）をトランジスタＴｒｌの信号を微分して
一定の時間だけ印加する等のことも考えられているが、
■回路構成が複雑になる、■負荷変動等に対して帰還電
流のタイミングが変動した時に追従しない等の問題が残
されていた。また、別の従来例としてパルストランスを
用いたものについて説明する。
第４図がその回路図で、トランジスタＴｒ３は抵抗１８
を介して第１の従来例と全く同じ出力の目走マルチパイ
プレータのトランジスタＴｒ２により駆動される。
を介して第１の従来例と全く同じ出力の目走マルチパイ
プレータのトランジスタＴｒ２により駆動される。
そして、トランジスタＴｒ２がオンするまでパルストラ
ンスの一次側を励磁して２次側に正電圧を発生しトラン
ジスタＴｒ２がオンすると同時に２次側に逆電圧を発生
させそれぞれをトリガ電圧、逆バイアス電圧としてサィ
リスタ７のゲートへ印加する。この例では回路構成は簡
単であるが、■トリガ電圧は不必要に長時間印加される
ので電力損失が大きい、■逆バイアス電圧は、パルスト
ランスのィンダクタンスに蓄えられた電磁ェネルギであ
るので逆バイアス時間を長くとったりできない。■サイ
リスタのゲートインピーダンスにより、逆バイアスが大
きく左右される。という問題が残っていた。本発明にか
かる問題を一挙に解決したゲート回路に関するものであ
る。第５図は第４図の回路の場合の第３図ｅに相当する
波形である。本発明の一実施例を第６図に示す。
ンスの一次側を励磁して２次側に正電圧を発生しトラン
ジスタＴｒ２がオンすると同時に２次側に逆電圧を発生
させそれぞれをトリガ電圧、逆バイアス電圧としてサィ
リスタ７のゲートへ印加する。この例では回路構成は簡
単であるが、■トリガ電圧は不必要に長時間印加される
ので電力損失が大きい、■逆バイアス電圧は、パルスト
ランスのィンダクタンスに蓄えられた電磁ェネルギであ
るので逆バイアス時間を長くとったりできない。■サイ
リスタのゲートインピーダンスにより、逆バイアスが大
きく左右される。という問題が残っていた。本発明にか
かる問題を一挙に解決したゲート回路に関するものであ
る。第５図は第４図の回路の場合の第３図ｅに相当する
波形である。本発明の一実施例を第６図に示す。
基本構成は第１図と同一であり、ゲート回路１２はサィ
リスタのオン・オフに応じて充放電する充放電回路２０
と、第１および第２の比較器２１，２２と、その出力を
増中するパルス増中回路とから成っている。
リスタのオン・オフに応じて充放電する充放電回路２０
と、第１および第２の比較器２１，２２と、その出力を
増中するパルス増中回路とから成っている。
起動停止手段１１は同図ではスイッチ２３であり、これ
をＯＮにしていると、サィリスタ７ののオフ検知トラン
ジスタＴｒｌｏのベース電流が零となりトランジスタＴ
ｒｌｏはサィリスタのオン・オフに無関係にオフとなる
（第７図ｃ）。よって次段のトランジスタＴｒｌｌはオ
ンしたままとなり、コンデンサ２９の端子電圧ｅｃは零
のままである。よって第１の比較器２１の出力は基準電
圧竿，とｅｃを比較して“Ｌｏ’’のままであり、トラ
ンジスタＴｒ１２，Ｔｒ１３は共にオフのままでありサ
ィリスタ７にはトリガ電圧が発生せず発振しない。起動
させるためにスイッチ２３をオフにすると、トランジス
タＴｒｌｏ，１１は抵抗２４，２５で分圧されたサイリ
スタ７の端子電圧ＶＦに従う。即ち、サィリスタ７はオ
フしているのでＶＦは所定の電源電圧が発生しており、
トランジスタＴｒｌ０はオン、トランジスタＴｒｌｌは
オフとなる。そこでコンデンサ２９は抵抗２７，２８を
通して電源から充電され所定の時定数で端子電圧が上昇
する。ｅｃが第１の比較器２１の基準電圧ｅ，に達する
と比較器２１の出力は“凶”から“Ｈｉ’’に反転し、
トランジスタＴｒ１ ２，１ ３を順次ＯＮさせてサイ
リスタ７へゲート電圧を送る。ゲート電圧により、サイ
リスタ７が“ＯＮ”し、ＶＦが零になると、トランジス
タＴｒｌ ｏがオフするのでトランジスタＴｒｌ ｌが
オンし、コンデンサ２９の電荷を抵抗２８を介して放電
させる。するとｅｃはｅ，以下となり比較器２１の出力
は再び功となりゲート電圧は零となる。一方、第２の比
較器２２の基準電圧ｅ２をｅ，より低くしておくと、ｅ
ｃが上昇した直後から放電しきる直前まで出力は“Ｈｒ
になり、トランジスタＴｒ１４，１５が共にオフとなり
逆バイアス電圧が発生しない。よってコンデンサ２９が
放電する時定数と、基準電圧ｅ２を適当に選べば、逆バ
イアス効果の大きい帰還電流が流れている転流余裕時間
と、順方向電圧の立上り時のみに選択的に逆バイアス信
号を発生させることができる。以上、第１サイクルにつ
いて説明したが、以後のサイクルでの動作は全く同一で
ある。実施例において、逆バイアスが印加されるのは充
放電回路の時定数とｅ，で決るが、逆バイアスが終るの
はサィリスタ７が転流してオフし、ＶＦが充分立上った
後であるので、負荷変動等による共振状態が変化しても
自動的に追尾し、極めて安定で、かつ電力損失が非常に
少ない特徴を得ることができる。上記では第１の比較器
２１の出力によって基準電圧ｅ，に負帰還をかけていな
いのでゲート電圧は、サイリスタ７がオンすると同時に
なくなるが電源電圧の零点近辺等ではサィリスタ７がオ
ンしても、順方向電流が非常に少なくなることがある。
特にサィリスタ７のラッチング電流と同程度の順方向電
流時には、ラッチング電流以上になるまでは、ゲート電
圧を連続して供給しないと、ラッチできないのでゲート
パルス中を広げる必要が生じる。一実施例（特許請求の
範囲第２項）として第８図に、トランジスタＴｒ１２の
コレク夕と抵抗３０と３１の接続点の間にダイオード４
６と抵抗４５の直列回路を挿入し、負帰還をかけている
ものを示す。各部の波形は第９図ａ〜ｄである。動作を
説明するとｅｃが所定の時定数で第９図ｂのごとく上昇
してｅ，の設定値になると比較器２１の出力はＨｉにな
りトランジスタＴｒ１２が○Ｎし、ダイオード４６、抵
抗４５を介して基準回路から電流を流してｅ，の値を低
下させる。よってｅｃ＞ｅ，の時間がｅ，のヒステリシ
ス中で設定できるのでサィリスタの確実なトリガが可能
である。なお、第８図では第２の基準電圧ｅ２はヒステ
リシスの必要がないので抵抗３２の代わりにゼナーダィ
オード３２′を用いているためｅ２は一定である。今ま
で述べたことでも理解される通り、ゲート信号と逆バイ
アス信号はｅ，，ｅ２，ｅｃの相対的なしベルの大小関
係で作られる。即ちｅ，＝Ｋｅ２（Ｋ＞１の定数）の関
係が守られなければゲート信号と逆バイアス信号が同時
に発生する危険性があり、出力トランジスタＴｒ１３，
Ｔｒ１５の破壊へと至る可能性がある。そこでｅ，をさ
らに抵抗３１，３２で分圧することにより、（特許請求
の範囲第３項）ｅ，＝Ｋｅ２は完全に守られることにな
り、抵抗２７〜３２、コンデンサ２９のどれがいかなる
故障をしても出力トランジスタやサィリスタ７への２次
故障へと波及しない、信頼性の高い設計が達成される。
第７図の説明でも明らかなごとく、発振停止した場合ｅ
ｃｉｏとなるのでｅｃ＜ｅ２となり第２の比較器２２の
出力は常に“山”であり、トランジスタＴｒ１ ４，Ｔ
ｒ１ ５をＯＮさせて、サイリスタに常に逆バイアスを
印加している。
をＯＮにしていると、サィリスタ７ののオフ検知トラン
ジスタＴｒｌｏのベース電流が零となりトランジスタＴ
ｒｌｏはサィリスタのオン・オフに無関係にオフとなる
（第７図ｃ）。よって次段のトランジスタＴｒｌｌはオ
ンしたままとなり、コンデンサ２９の端子電圧ｅｃは零
のままである。よって第１の比較器２１の出力は基準電
圧竿，とｅｃを比較して“Ｌｏ’’のままであり、トラ
ンジスタＴｒ１２，Ｔｒ１３は共にオフのままでありサ
ィリスタ７にはトリガ電圧が発生せず発振しない。起動
させるためにスイッチ２３をオフにすると、トランジス
タＴｒｌｏ，１１は抵抗２４，２５で分圧されたサイリ
スタ７の端子電圧ＶＦに従う。即ち、サィリスタ７はオ
フしているのでＶＦは所定の電源電圧が発生しており、
トランジスタＴｒｌ０はオン、トランジスタＴｒｌｌは
オフとなる。そこでコンデンサ２９は抵抗２７，２８を
通して電源から充電され所定の時定数で端子電圧が上昇
する。ｅｃが第１の比較器２１の基準電圧ｅ，に達する
と比較器２１の出力は“凶”から“Ｈｉ’’に反転し、
トランジスタＴｒ１ ２，１ ３を順次ＯＮさせてサイ
リスタ７へゲート電圧を送る。ゲート電圧により、サイ
リスタ７が“ＯＮ”し、ＶＦが零になると、トランジス
タＴｒｌ ｏがオフするのでトランジスタＴｒｌ ｌが
オンし、コンデンサ２９の電荷を抵抗２８を介して放電
させる。するとｅｃはｅ，以下となり比較器２１の出力
は再び功となりゲート電圧は零となる。一方、第２の比
較器２２の基準電圧ｅ２をｅ，より低くしておくと、ｅ
ｃが上昇した直後から放電しきる直前まで出力は“Ｈｒ
になり、トランジスタＴｒ１４，１５が共にオフとなり
逆バイアス電圧が発生しない。よってコンデンサ２９が
放電する時定数と、基準電圧ｅ２を適当に選べば、逆バ
イアス効果の大きい帰還電流が流れている転流余裕時間
と、順方向電圧の立上り時のみに選択的に逆バイアス信
号を発生させることができる。以上、第１サイクルにつ
いて説明したが、以後のサイクルでの動作は全く同一で
ある。実施例において、逆バイアスが印加されるのは充
放電回路の時定数とｅ，で決るが、逆バイアスが終るの
はサィリスタ７が転流してオフし、ＶＦが充分立上った
後であるので、負荷変動等による共振状態が変化しても
自動的に追尾し、極めて安定で、かつ電力損失が非常に
少ない特徴を得ることができる。上記では第１の比較器
２１の出力によって基準電圧ｅ，に負帰還をかけていな
いのでゲート電圧は、サイリスタ７がオンすると同時に
なくなるが電源電圧の零点近辺等ではサィリスタ７がオ
ンしても、順方向電流が非常に少なくなることがある。
特にサィリスタ７のラッチング電流と同程度の順方向電
流時には、ラッチング電流以上になるまでは、ゲート電
圧を連続して供給しないと、ラッチできないのでゲート
パルス中を広げる必要が生じる。一実施例（特許請求の
範囲第２項）として第８図に、トランジスタＴｒ１２の
コレク夕と抵抗３０と３１の接続点の間にダイオード４
６と抵抗４５の直列回路を挿入し、負帰還をかけている
ものを示す。各部の波形は第９図ａ〜ｄである。動作を
説明するとｅｃが所定の時定数で第９図ｂのごとく上昇
してｅ，の設定値になると比較器２１の出力はＨｉにな
りトランジスタＴｒ１２が○Ｎし、ダイオード４６、抵
抗４５を介して基準回路から電流を流してｅ，の値を低
下させる。よってｅｃ＞ｅ，の時間がｅ，のヒステリシ
ス中で設定できるのでサィリスタの確実なトリガが可能
である。なお、第８図では第２の基準電圧ｅ２はヒステ
リシスの必要がないので抵抗３２の代わりにゼナーダィ
オード３２′を用いているためｅ２は一定である。今ま
で述べたことでも理解される通り、ゲート信号と逆バイ
アス信号はｅ，，ｅ２，ｅｃの相対的なしベルの大小関
係で作られる。即ちｅ，＝Ｋｅ２（Ｋ＞１の定数）の関
係が守られなければゲート信号と逆バイアス信号が同時
に発生する危険性があり、出力トランジスタＴｒ１３，
Ｔｒ１５の破壊へと至る可能性がある。そこでｅ，をさ
らに抵抗３１，３２で分圧することにより、（特許請求
の範囲第３項）ｅ，＝Ｋｅ２は完全に守られることにな
り、抵抗２７〜３２、コンデンサ２９のどれがいかなる
故障をしても出力トランジスタやサィリスタ７への２次
故障へと波及しない、信頼性の高い設計が達成される。
第７図の説明でも明らかなごとく、発振停止した場合ｅ
ｃｉｏとなるのでｅｃ＜ｅ２となり第２の比較器２２の
出力は常に“山”であり、トランジスタＴｒ１ ４，Ｔ
ｒ１ ５をＯＮさせて、サイリスタに常に逆バイアスを
印加している。
これは、低電力損失の面から見ても、信頼性の面からで
も、不必要な逆バイアスなので、発振が停止中は逆バイ
アスを禁止することが望ましい。これを目的とした実施
例を第１０図に示す（特許請求の範囲第４項）。第１１
図は起動時の波形で第１２図は停止時の波形である。第
１０図において起動停止手段５８が上記目的を達成する
ためのものである。起動時はスイッチ２３，２３′を同
時にＯＦＦにすれば第７図のごとく起動する。その時、
ＴＴＬまたはＣ−ＭＯＳのバッファゲート５１の出力電
圧をｃに示す。その出力が“Ｈｉ’’にプルアツプされ
た時、コンデンサの端子電圧ｅ３はコンデンサ５２ーバ
ツフア５１ーダィオード５７一抵抗５５とコンデンサ５
２ーバツフア５１一抵抗５６の回路で放電して行くｄが
バッファ５１の出力が電源電圧と同電位になるため、ダ
イオード５７のカソードは（十Ｅ，一０．７Ｖ）になる
。ダイオード５４の順方向電圧も、ほぼ０．７Ｖである
から、トランジスタＴｒ１６のベース・ェミツタ電圧は
零となりコンデンサ５２の電荷に無関係にスイッチがＯ
ＦＦになるとトランジスタＴｒ１６もＯＦＦとなり起動
時の１サイクル目から逆バイアスが印加される。一方、
停止の方は、スイッチ２−３′がオンになつても、１サ
イクルは自由振動が続くので、逆バイアス信号は、スイ
ッチ２３′がオンして一定時間後に禁止されなければな
らない。スイッチ２３′がＯＮ‘こなるとバッファ５１
の出力はプルダウンされるのでコンデンサ５２−抵抗５
６の時定数回路が充電される。よってトランジスタＴｒ
１６のベース電流ｅはコンデンサ５２が１．４Ｖ以上充
電しないと流れ出さず、そのためトランジスタＴｒ１
４，Ｔｒ１ ５が、トランジスタＴｒ１ ６によつて禁
止されることはない。以上の様に本発明によれば、サイ
リスタのゲート電力、逆バイアス電力を必要最少限に抑
えながり、一方では負荷変動や、部品の故障に対しても
極めて安定な信頼性の高いゲート回路が達成される。
も、不必要な逆バイアスなので、発振が停止中は逆バイ
アスを禁止することが望ましい。これを目的とした実施
例を第１０図に示す（特許請求の範囲第４項）。第１１
図は起動時の波形で第１２図は停止時の波形である。第
１０図において起動停止手段５８が上記目的を達成する
ためのものである。起動時はスイッチ２３，２３′を同
時にＯＦＦにすれば第７図のごとく起動する。その時、
ＴＴＬまたはＣ−ＭＯＳのバッファゲート５１の出力電
圧をｃに示す。その出力が“Ｈｉ’’にプルアツプされ
た時、コンデンサの端子電圧ｅ３はコンデンサ５２ーバ
ツフア５１ーダィオード５７一抵抗５５とコンデンサ５
２ーバツフア５１一抵抗５６の回路で放電して行くｄが
バッファ５１の出力が電源電圧と同電位になるため、ダ
イオード５７のカソードは（十Ｅ，一０．７Ｖ）になる
。ダイオード５４の順方向電圧も、ほぼ０．７Ｖである
から、トランジスタＴｒ１６のベース・ェミツタ電圧は
零となりコンデンサ５２の電荷に無関係にスイッチがＯ
ＦＦになるとトランジスタＴｒ１６もＯＦＦとなり起動
時の１サイクル目から逆バイアスが印加される。一方、
停止の方は、スイッチ２−３′がオンになつても、１サ
イクルは自由振動が続くので、逆バイアス信号は、スイ
ッチ２３′がオンして一定時間後に禁止されなければな
らない。スイッチ２３′がＯＮ‘こなるとバッファ５１
の出力はプルダウンされるのでコンデンサ５２−抵抗５
６の時定数回路が充電される。よってトランジスタＴｒ
１６のベース電流ｅはコンデンサ５２が１．４Ｖ以上充
電しないと流れ出さず、そのためトランジスタＴｒ１
４，Ｔｒ１ ５が、トランジスタＴｒ１ ６によつて禁
止されることはない。以上の様に本発明によれば、サイ
リスタのゲート電力、逆バイアス電力を必要最少限に抑
えながり、一方では負荷変動や、部品の故障に対しても
極めて安定な信頼性の高いゲート回路が達成される。
第１図は従来の周波数変換装置の基本構成図、第２図は
第１図の要部の具体回路図、第３図は策２図の回路各部
の波形図、第４図は従来の他の例における一部回路図、
第６図は第４図の回路における波形図、第６図は本発明
の一実施例における周波数変換装置の回路図、第７図は
第６図の回路各部の波形図、第８図は本発明の他の実施
例による要部回路図、第９図は第８図の回路による回路
各部の波形図、第１０図は本発明のさらに他の実施例に
よる回路図、第１１図、第１２図は第１０図の回路各部
の波形図である。 ７……サイリスタ、８……ダイオード、９……コンデン
サ「 １０…・・・コイル、１１……起動停止手段、１
２・・・・・・ゲート回路、２１・・・・・・第１の比
較器、２２……第２の比較器、２９・…・・コンデンサ
、３０〜３２・・・・・・抵抗、４５・・・・・・抵抗
、４６・・・…ダイオード（負帰還）、５８・・・・・
・起動・停止手段、Ｔｒｌ ｏ，Ｔｒｌ ｌ，Ｔｒ１
２，Ｔｒ１ ３，Ｔｒ１４，Ｔｒ１ ５……トランジス
タ。 第２図 第１図 第３図 第４図 第５図 図 〇 船 第７図 第８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図
第１図の要部の具体回路図、第３図は策２図の回路各部
の波形図、第４図は従来の他の例における一部回路図、
第６図は第４図の回路における波形図、第６図は本発明
の一実施例における周波数変換装置の回路図、第７図は
第６図の回路各部の波形図、第８図は本発明の他の実施
例による要部回路図、第９図は第８図の回路による回路
各部の波形図、第１０図は本発明のさらに他の実施例に
よる回路図、第１１図、第１２図は第１０図の回路各部
の波形図である。 ７……サイリスタ、８……ダイオード、９……コンデン
サ「 １０…・・・コイル、１１……起動停止手段、１
２・・・・・・ゲート回路、２１・・・・・・第１の比
較器、２２……第２の比較器、２９・…・・コンデンサ
、３０〜３２・・・・・・抵抗、４５・・・・・・抵抗
、４６・・・…ダイオード（負帰還）、５８・・・・・
・起動・停止手段、Ｔｒｌ ｏ，Ｔｒｌ ｌ，Ｔｒ１
２，Ｔｒ１ ３，Ｔｒ１４，Ｔｒ１ ５……トランジス
タ。 第２図 第１図 第３図 第４図 第５図 図 〇 船 第７図 第８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ＬＣ共振回路とそれを励振するサイリスタと、起動
・停止手段を有する周波数変換装置において、前記サイ
リスタのオン・オフに応じて作動する充放電回路の充放
電電圧信号を入力端子を共通接続した第１及び第２の電
圧比較器に印加し、前記第１，第２の電圧比較器の他端
の入力端子は夫々異なる基準電圧を印加し、前記第１の
比較器の出力により前記サイリスタのトリガ信号を、前
記第２の比較器の出力により逆バイアス信号を前記サイ
リスタのゲートに供給するゲート回路を有することを特
徴とする周波数変換装置。 ２ ゲート回路には、第１の比較器の出力により、同比
較器の基準電圧に負帰還を与え、ヒステリシス特性を持
たせたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の周
波数変換装置。 ３ 第２の比較器の基準電圧は第１の比較器の基準電圧
を抵抗分割した値とすることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の周波数変換装置。 ４ 充放電時定数が大きく異なる遅延特性を有し、停止
信号に同期して大なる時定数の遅れ後、逆バイアス信号
を禁止し、起動信号に対しては、小なる時定数で禁止を
解除する起動・停止手段を有することを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の周波数変換装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53079902A JPS607467B2 (ja) | 1978-06-30 | 1978-06-30 | 周波数変換装置 |
| US06/051,202 US4281378A (en) | 1978-06-30 | 1979-06-22 | Frequency inverter |
| CA330,490A CA1123907A (en) | 1978-06-30 | 1979-06-25 | Frequency inverter |
| DE2925756A DE2925756C2 (de) | 1978-06-30 | 1979-06-26 | Steuersatz für Frequenzumsetzer |
| GB7922313A GB2025713B (en) | 1978-06-30 | 1979-06-27 | Frequency converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53079902A JPS607467B2 (ja) | 1978-06-30 | 1978-06-30 | 周波数変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS558238A JPS558238A (en) | 1980-01-21 |
| JPS607467B2 true JPS607467B2 (ja) | 1985-02-25 |
Family
ID=13703204
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53079902A Expired JPS607467B2 (ja) | 1978-06-30 | 1978-06-30 | 周波数変換装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4281378A (ja) |
| JP (1) | JPS607467B2 (ja) |
| CA (1) | CA1123907A (ja) |
| DE (1) | DE2925756C2 (ja) |
| GB (1) | GB2025713B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6435263U (ja) * | 1987-08-27 | 1989-03-03 |
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| DE19844980C2 (de) * | 1998-09-30 | 2000-10-26 | Siemens Ag | Meßvorrichtung zur Messung der Zwischenkreisspannung von Gradientenverstärkern |
| JP2004153983A (ja) * | 2002-11-01 | 2004-05-27 | Sharp Corp | スイッチング電源装置 |
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-
1978
- 1978-06-30 JP JP53079902A patent/JPS607467B2/ja not_active Expired
-
1979
- 1979-06-22 US US06/051,202 patent/US4281378A/en not_active Expired - Lifetime
- 1979-06-25 CA CA330,490A patent/CA1123907A/en not_active Expired
- 1979-06-26 DE DE2925756A patent/DE2925756C2/de not_active Expired
- 1979-06-27 GB GB7922313A patent/GB2025713B/en not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6435263U (ja) * | 1987-08-27 | 1989-03-03 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4281378A (en) | 1981-07-28 |
| JPS558238A (en) | 1980-01-21 |
| GB2025713A (en) | 1980-01-23 |
| DE2925756A1 (de) | 1980-01-03 |
| DE2925756C2 (de) | 1982-08-26 |
| CA1123907A (en) | 1982-05-18 |
| GB2025713B (en) | 1982-08-25 |
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