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Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Betrieb eines netzseitigen Pulsstromrichters für eine Umrichterschaltung sowie auf einen nach dem Verfahren arbeitenden netzseitigen Pulsstromrichter. Ein netzseitiger Stromrichter einer Umrichterschaltung wird im Folgenden auch als Gleichrichter bezeichnet, ohne dass hierdurch rückspeisefähige Umrichterschaltungen ausgeschlossen werden sollen.
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Eine Umrichterschaltung wird insbesondere zur Ansteuerung eines Elektromotors, z.B. für eine Produktions- oder Werkzeugmaschine eingesetzt. Der Umrichter ist hierbei dem Elektromotor und einem diesen speisenden Stromnetz zwischengeschaltet und dient zur Umrichtung der Netzspannung in eine meist mehrphasige Antriebsspannung für den Motor mit einstellbarer Frequenz und Amplitude. Eine solche Umrichterschaltung umfasst üblicherweise einen netzseitigen Stromrichter (Gleichrichter) sowie einen lastseitigen Stromrichter (Wechselrichter), denen ein (Gleichspannungs-)Zwischenkreis zwischengeschaltet ist. Der Wechselrichter ist üblicherweise durch einen selbstgeführten Pulsstromrichter gebildet. Bei rückspeisefähigen Umrichterschaltungen ist häufig auch der Gleichrichter durch einen selbstgeführten Pulsstromrichter gebildet. Solche Gleichrichter werden auch als AFE (Active Front End) bezeichnet.
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Ein solcher Gleichrichter weist allgemein einen Hochpotentialanschluss und einen Niederpotentialanschluss auf, die an die Hochpotentialschiene bzw. Niederpotentialschiene des Zwischenkreises der Umrichterschaltung anschließbar sind. Zwischen diese Anschlüsse ist eine Anzahl von aktiven Halbbrücken geschaltet, von denen jeweils eine einer Netzphase des anzuschließenden Stromnetzes zugeordnet ist. Zum Anschluss dieser Netzphase weist jede Halbbrücke eine entsprechende Phasenklemme auf, die die jeweilige Halbbrücke in einen Hochpotentialabschnitt und einen Niederpotentialabschnitt teilt.
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In beiden Abschnitten ist innerhalb jeder Halbbrücke jeweils ein Halbleiterschalter mit einer parallelgeschalteten Freilaufdiode angeordnet. Jeder Phasenklemme (und somit jeder Halbbrücke) ist weiterhin netzseitig üblicherweise eine Kommutierungsinduktivität vorgeschaltet. Die Halbleiterschalter eines AFE werden mit Taktfrequenzen betrieben, die typischerweise im kHz-Bereich liegen, und die somit die Frequenz der Netzspannung (z.B. 50 Hz) um mehrere Größenordnungen übersteigen. Ein AFE erzeugt ferner häufig eine Zwischenkreisspannung, die die verkettete Netzspannung - mitunter erheblich - übersteigt.
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Zur Pufferung und Stabilisierung der im Zwischenkreis anliegenden Zwischenkreisspannung ist in den Zwischenkreis einer Umrichterschaltung in der Regel eine vergleichsweise große Kapazität, insbesondere in Form eines oder mehrerer Elektrolytkondensatoren, geschaltet.
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Problematisch bei einer solchen Umrichterschaltung sind insbesondere kurzzeitige Netzunterbrechungen, bei denen sich die Zwischenkreiskapazität ganz oder teilweise entlädt. Aufgrund des in der Regel sprunghaften Anstiegs der Netzspannung bei Netzwiederkehr kommt es häufig zu hohen Nachladeströmen über die Freilaufdioden des Gleichrichters, die zur Zerstörung dieser Freilaufdioden führen können. Das Risiko schädlicher Nachladströme ist dabei umso größer, je größer die Zwischenkreiskapazität gewählt ist. Der zu erwartende Anstieg der Nachladeströme werden andererseits begrenzt durch die vorgeschalteten Kommutierungsinduktivitäten.
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Um Schäden aufgrund von Nachladeströmen zu vermeiden, werden bei herkömmlichen Umrichterschaltungen die Diodenflächen des Gleichrichters üblicherweise hinreichend überdimensioniert, so dass das Grenzlastintegral der Diodenflächen über dem maximal zu erwartenden Lastintegral liegt.
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Bei hochfrequent taktenden AFEs, wie sie derzeit in Entwicklung sind, ist eine hinreichende Überdimensionierung der netzseitigen Freilaufdioden aber mit einem erheblich steigenden Kostenaufwand verbunden, da bei solchen Gleichrichtern die Kommutierungsinduktivitäten aufgrund der hohen Taktfrequenz vergleichsweise klein dimensioniert werden können. Als hochfrequent taktend werden hierbei insbesondere Gleichrichter mit einer Taktfrequenz von deutlich oberhalb 16 kHz bezeichnet.
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Zur Begrenzung der Ladeströme werden andererseits häufig Ladewiderstände eingesetzt, die entweder im Zwischenkreis in Serie mit der Zwischenkreiskapazität oder im Stromnetz angeordnet sind, und die im Normalbetrieb der Umrichterschaltung durch Schaltrelais überbrückt sind. Die infolge kurzzeitiger Netzunterbrechungen auftretenden Nachladeströme können solche Begrenzungsschaltungen allerdings aufgrund der vergleichsweise langen Schaltzeit der Schaltrelais nicht oder nur ungenügend abfangen.
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Aus der
US 7 005 829 B2 ist ein Umrichter bekannt, dessen netzseitiger Stromrichter eine B6-Brückenschaltung mit Insulated-Gate-Bipolar-Transistoren (IGBT) aufweist, wobei jeweils einem IGBT eines Brückenzweiges dieser B6-Brückenschaltung eine Diode und dem zweiten IGBT eines jeden Brückenzweiges ein IGBT antiparallel geschaltet sind. Zur Begrenzung des Ladestromes bzw. eines Nachladestromes werden die antiparallel geschalteten IGBTs angesteuert. Sobald der Lade- bzw. Nachladeprozess beendet ist, werden die antiparallel geschalteten IGBTs eingeschaltet. Durch diese Ausgestaltung des netzseitigen Stromrichters werden keine Begrenzungsschaltungen mehr benötigt. Nachteilig wirkt sich aus, dass weitere abschaltbare Halbleiterschalter benötigt werden.
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Die
CN 1 02 035 364 A offenbart einen brückenlosen PFC-(Power Factor Correction) Wandler, der einen ersten Eingangsanschluss und einen zweiten Eingangsanschluss, einen Ausgangsanschluss, erste bis (n-1)-te Induktivitäten, eine Ausgangsstufe und einen Ausgangskondensator umfasst, wobei der erste Eingangsanschluss und der zweite Eingangsanschluss zum Empfangen eines Wechselstromeingangssignals verwendet werden, der Ausgangsanschluss zum Bereitstellen eines Ausgangssignals verwendet wird, die ersten bis (n-1)-ten Induktivitäten mit dem ersten Eingangsport und der Ausgangsstufe gekoppelt sind, die Ausgangsstufe einen ersten Brückenzweig und einen zweiten bis n-ten Brückenzweig umfasst, das Eingangsende des ersten Brückenzweigs mit dem zweiten Eingangsanschluss (N) gekoppelt ist, die Eingangsenden des zweiten bis n-ten Brückenzweigs durch den ersten bis (n-1)-ten Induktor jeweils mit dem ersten Eingangsport gekoppelt sind, der erste Brückenzweig und der zweite bis n-te Brückenzweig parallel geschaltet und zwischen dem Ausgangsport und einer Bezugsmasse gekoppelt sind und der Ausgangskondensator zwischen den Ausgangsanschluss und die Bezugsmasse gekoppelt ist und n eine natürliche Zahl größer oder gleich 2 ist.
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Gemäß diesem bereitgestellten brückenlosen PFC-Wandler werden Laufverluste stark reduziert und die Effizienz verbessert.
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Die
DE 11 2004 001 850 T5 betrifft eine Hochsetz-Topologie ohne Brückenschaltung (BLB, engl. „Bridge-Less Boost“) zur Leistungsfaktorkorrektur (PFC, engl. „Power Factor Correction“) und spezieller einen derartigen Schaltkreis, der mit Einzyklussteuerung geregelt wird und/oder bidirektionale Schalter aufweist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein einfach realisierbares Verfahren zum Betrieb eines Gleichrichters anzugeben, das die Freilaufdioden des Gleichrichters effektiv gegen eine Überbelastung bei Nachladeströmen aufgrund einer kurzzeitigen Netzunterbrechung schützt. Der Erfindung liegt weiterhin die Aufgabe zugrunde, einen zur Durchführung dieses Verfahrens besonders geeigneten Gleichrichter anzugeben.
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Bezüglich des Verfahrens wird die Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 1. Die Erfindung geht danach aus von einem Gleichrichter der vorstehend beschriebenen Art, insbesondere einem sogenannten AFE. Verfahrensgemäß wird jeder Halbleiterschalter dieses Gleichrichters immer dann aufgesteuert, wenn nach einer Netzunterbrechung ein Ladestrom durch die diesem Halbleiterschalter zugeordnete Freilaufdiode fließt. Der Halbleiterschalter wird also in den Ladephasen nach einer (insbesondere kurzzeitigen) Netzunterbrechung anders als im Normalbetrieb nicht gepulst betrieben. Vielmehr wird in der Ladephase jeder Halbleiterschalter des Gleichrichters zumindest im Wesentlichen während der gesamten Zeitdauer, für welche die zugeordnete Freilaufdiode stromführend ist, leitend geschaltet.
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Die Erfindung beruht hierbei auf der Erkenntnis, dass bei gängigen Halbleiter-Leistungsbauelementen der über die Halbleiterschalter gebildete Strompfad oft wesentlich verlustärmer ist als der über die Freilaufdiode gebildete Strompfad. Indem die Halbleiterschalter während der Ladephasen gezielt aufgesteuert werden, wird somit ein erheblicher Anteil des Ladestroms über die Halbleiterschalter geführt. Die parallelgeschalteten Freilaufdioden werden hierdurch effektiv geschont. Ein besonderer Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens liegt darin, dass durch die erfindungsgemäße Beschaltung der Halbleiterschalter besonders schnell auf kurzfristige Netzunterbrechungen und den bei Netzwiederkehr erfolgenden sprunghaften Spannungsanstieg reagiert werden kann, ohne dass hierfür zusätzliche Schaltungskomponenten benötigt werden. Vielmehr kann das erfindungsgemäße Verfahren durch entsprechende softwaretechnische Implementierung der bei einem Pulsstromrichter ohnehin vorhandenen Steuerhardware unaufwändig realisiert werden.
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In einer einfach umsetzbaren Verfahrensvariante wird das Vorliegen einer Netzunterbrechung unter Beobachtung der (zwischen dem Hochpotentialanschluss und dem Niederpotentialanschluss des Gleichrichters anliegenden) Zwischenkreisspannung daran erkannt, dass die Zwischenkreisspannung einen vorgegebenen Entladeschwellwert unterschreitet. Entsprechend wird das Unterschreiten des Entladeschwellwerts durch die Zwischenkreisspannung vorzugsweise als notwendige Bedingung für das Vorliegen von Ladeströmen herangezogen. Mit anderen Worten wird die erfindungsgemäße Aufsteuerung der Halbleiterschalter während der stromführenden Phasen der zugeordneten Freilaufdiode nur dann vorgenommen, wenn gleichzeitig die Zwischenkreisspannung den Entladeschwellwert unterschreitet.
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Alternativ oder zusätzlich hierzu wird in einer weiteren Verfahrensvariante das Vorliegen einer Netzunterbrechung durch Analyse einer für die Netzspannung charakteristischen Messgröße vorgenommen. Die auf die Netzunterbrechung folgende Netzwiederkehr wird hierbei daran erkannt, dass die zeitliche Änderung dieser Netzspannungs-Messgröße einen vorgegebenen Schwellwert überschreitet. Entsprechend wird gemäß dieser Verfahrensvariante die Überschreitung des Schwellwerts durch die zeitliche Änderung der Netzspannungs-Messgröße als notwendige Bedingung für das Vorliegen von Ladeströmen herangezogen. Mit anderen Worten wird also die erfindungsgemäße Aufsteuerung der Halbleiterschalter nur dann vorgenommen, wenn die zeitliche Änderung der Netzspannungs-Messgröße gleichzeitig den Schwellwert überschreitet. Als Netzspannungs-Messgröße wird beispielsweise die in einer Netzphase anliegende Phasenspannung gegen Masse oder die verkettete Netzspannung zweier Netzphasen herangezogen. Optional werden ferner die Phasenspannungen mehrerer Netzphasen in Kombination analysiert.
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Um während einer Ladephase nach einer Netzunterbrechung zu entscheiden, welche der sechs Halbleiterschalter des Gleichrichters jeweils aufzusteuern sind, wird das Vorliegen eines Ladestroms in einer bevorzugten Variante des Verfahrens anhand einer direkten Messung des durch die Freilaufdioden fließenden Stromes erkannt.
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Alternativ hierzu wird in einer weiteren Ausführung des Verfahrens der Bestromungszustand der Freilaufdioden durch Messung der über jeder Freilaufdiode abfallenden Spannung bestimmt. In einer schaltungstechnisch besonders einfach und preisgünstig zu realisierenden Variante dieses Verfahrens wird die Spannung nicht direkt an der Freilaufdiode gemessen, sondern an einer hierzu parallel geschalteten Messdiode. Bei der Messdiode handelt es sich im Gegensatz zu der Freilaufdiode nicht um ein Leistungshalbleiterbauteil, sondern um eine einfache Diode geringer Belastbarkeit, die in Serie mit einem hochohmigen, und somit strombegrenzenden Widerstand geschaltet ist. Die Messdiode kann daher durch ein preisgünstiges Bauteil realisiert sein. Anstelle der über der Messdiode abfallenden Spannung kann auch die über dem zugehörigen Vorwiderstand abfallende Spannung zur Erkennung des Bestromungszustands der Freilaufdiode herangezogen werden.
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Bezüglich des Gleichrichters wird die obige Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 6. Danach ist einem Gleichrichter der eingangs beschriebenen Art eine die Halbleiterschalter ansteuernde Steuerschaltung beigeordnet. Diese Steuerschaltung ist schaltungs- und/oder programmtechnisch zur Durchführung des vorstehend beschriebenen Verfahrens in einer seiner Varianten eingerichtet. Die Steuerschaltung ist also insbesondere dazu eingerichtet, jeden Halbleiterschalter immer dann aufzusteuern, wenn nach einer Netzunterbrechung ein Ladestrom durch die diesem Halbleiterschalter zugeordnete Freilaufdiode fließt.
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Die Steuerschaltung ist bevorzugt zumindest im Wesentlichen durch einen ASIC oder eine analoge oder digitale Schaltung gebildet, in dem eine der vorstehend beschriebenen Verfahrensvarianten schaltungstechnisch implementiert ist.
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Das Verfahren ist besonders vorteilhaft einsetzbar bei einer bevorzugten Ausführung des Gleichrichters, bei dem jede Freilaufdiode durch eine integrierte Bodydiode des zugehörigen Halbleiterschalters gebildet ist. Die Nutzung der bei Leistungs-Halbleiterschaften oft ohnehin vorhandenen Bodydiode als Freilaufdiode erlaubt vorteilhafterweise die Einsparung separater Leistungsdioden. Bislang wurde aufgrund der vergleichsweise hohen Verlustleistung und der vergleichsweise geringen Stromfestigkeit der Bodydioden von deren Nutzung als Freilaufdioden meist abgesehen.
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Die Halbleiterschalter des Gleichrichters sind ferner zweckmäßigerweise - wie bei AFEs an sich üblich - durch bidirekbidirektional stromführende Unipolartransistoren, insbesondere MOSFETs oder JFETs, gebildet.
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Ein Stromrichter mit MOSFETs als Stromrichterventile eines netzseitigen Stromrichters eines Umrichters ist aus der
DE 33 10 898 C2 bekannt. Mittels diesen MOSFETs ist nun der netzseitige Stromrichter rückspeisefähig.
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Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:
- 1 in einem schematischen Schaltbild einen netzseitigen Pulsstromrichter (Gleichrichter) einer Umrichterschaltung,
- 2 in Detaildarstellung eine Ausführung eines Halbleiterschalters sowie einer zugeordneten Freilaufdiode des Gleichrichters, bei der die Freilaufdiode durch die integrale Bodydiode des Halbleiterschalters realisiert ist, und
- 3 in Darstellung gemäß 2 eine weitere Variante des Gleichrichters, bei dem jeder Freilaufdiode eine zusätzliche Messdiode mit seriellgeschalteten Vorwiderstand parallelgeschaltet ist.
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Einander entsprechende Teile und Größen sind in allen Figuren stets mit gleichen Bezugszeichen versehen.
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Der in 1 dargestellte Gleichrichter 1 ist Teil einer (nicht näher bezeichneten) Umrichterschaltung, die einem Stromnetz 2 mit drei Netzphasen L1, L2, L3 und einem (nicht dargestellten) Elektromotor zwischengeschaltet ist. Die Umrichterschaltung umfasst neben dem Gleichrichter 1 einen (nicht dargestellten) motorseitigen Stromrichter (Wechselrichter). Diese beiden Stromrichter sind durch einen (Gleichspannungs-) Zwischenkreis 3 verbunden.
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Der Zwischenkreis 3 führt eine Zwischenkreisspannung Uz. Er umfasst eine Hochpotentialschiene 4, die ein elektrisches Potential +Uz/2 führt, sowie eine Niederpotentialschiene 5, die ein demgegenüber erniedrigtes elektrisches Potential -Uz/2 führt. In den Zwischenkreis 3 ist eine Zwischenkreiskapazität 6 geschaltet.
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Der Gleichrichter 1 ist mit einem Hochpotentialanschluss 10 mit der Hochpotentialschiene 4, und mit einem Niederpotentialanschluss 11 mit der Niederpotentialschiene 5 des Zwischenkreises 3 verbunden. Innerhalb des Gleichrichters 1 sind den Anschlüssen 10 und 11 drei zueinander parallele aktive Halbbrücken 12a, 12b und 12c zwischengeschaltet, die über je eine korrespondierende Phasenklemme 13a,13b bzw. 13c mit einer korrespondierenden Netzphase L1 bzw. L2 bzw. L3 verschaltet sind.
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Zwischen der Phasenklemme 13a bis 13c und dem Hochpotentialanschluss 10 ist in jeder Halbbrücke 12a bis 12c jeweils ein hochpotentialseitiger Halbleiterschalter 14a, 14b bzw.14c angeordnet. Jedem der Halbleiterschalter 14a bis 14c ist eine hochpotentialseitige Freilaufdiode 15a, 15b bzw. 15c parallelgeschaltet. Zwischen der Phasenklemme 13a bis 13c und dem Niederpotentialanschluss 11 ist innerhalb jeder Halbbrücke 12a bis 12c jeweils ein niederpotentialseitiger Halbleiterschalter 16a, 16b bzw. 16c angeordnet. Diesen Halbleiterschaltern 16a bis 16c ist jeweils eine niederpotentialseitige Freilaufdiode 17a, 17b bzw. 17c parallelgeschaltet.
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Den Phasenklemmen 13a bis 13c, und damit den Halbbrücken 12a bis 12c ist jeweils netzseitig eine Kommutierungsinduktivität 18a, 18b bzw. 18c vorgeschaltet.
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Den Kommutierungsinduktivitäten 18a bis 18c ist wiederum innerhalb jeder Netzphase L1 bis L3 jeweils ein Vorladewiderstand 19a,19b bzw. 19c vorgeschaltet. Jedem Vorladewiderstand 19a bis 19c ist wiederum ein Bypassschalter 20a,20b bzw. 20c parallelgeschaltet, mit welchem der jeweilige Vorladewiderstand 19a bis 19c quasi verlustfrei überbrückbar ist. Die Bypassschalter 20a bis 20c werden insbesondere gebildet durch jeweils einen Pol eines dreipoligen Schaltrelais 21, insbesondere eines Schützes.
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Dem Gleichrichter 1 ist weiterhin eine Steuerschaltung 22 beigeordnet, die zur Ansteuerung der Halbleiterschalter 14a bis 14c und 16a bis 16c jeweils mit den Gate-Anschlüssen dieser Halbleiterschalter 14a bis 14c und 16a bis 16c über Steuerleitungen 23 verschaltet ist. Eingangsseitig ist der Steuerschaltung 21 über Messleitungen 24 die Zwischenkreisspannung Uz zugeführt. Der Steuerschaltung 21 ist weiterhin über drei Messleitungen 25 jeweils ein Messsignal I1, I2 bzw. I3 zugeführt, das für den durch jeweils eine Halbbrücke 12a,12b bzw. 12c fließenden Strom charakteristisch ist. Diese Strom-Messsignale I1 bis I3 werden von Messwandlern 26a, 26b bzw. 26c erzeugt, von denen jeweils einer innerhalb jeder Netzphase L1 bis L3 der jeweiligen Kommutierungsinduktivität 18a bis 18c und der jeweiligen Phasenklemme 13a bis 13c zwischengeschaltet ist. Bei den Messsignalen I1 bis I3 handelt es sich um Strom- oder Spannungssignale mit einem zu dem in der jeweiligen Netzphase I1 bis I3 fließenden Strom proportionalen Strom- bzw. Spannungswert.
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Der Steuerschaltung 22 sind weiterhin (in nicht dargestellter Weise) Messwerte oder Abbilder der Phasenspannungen der Netzphasen L1 bis L3 zugeführt.
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Die Steuerschaltung 22 ist außerdem über eine Steuerleitung 27 mit dem Schaltrelais 21 verbunden.
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Der besseren Übersicht halber sind die Steuer- und Messleitungen 23, 24, 25 und 27 gestrichelt dargestellt.
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Die Steuerschaltung 22 ist durch einen ASIC realisiert, in dem das nachfolgend beschriebene Verfahren schaltungstechnisch implementiert ist.
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Im Normalbetrieb der Umrichterschaltung werden die Halbleiterschalter 14a bis 14c und 16a bis 16c durch die Steuerschaltung 22 in Abhängigkeit der Zwischenkreisspannung Uz und der Phasenspannungen der Netzphasen L1 bis L3 gepulst angesteuert.
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Die Zwischenkreisspannung Uz wird dabei insbesondere auf einen Nennwert geregelt, der die verkettete Netzspannung deutlich übersteigt. Zudem werden die Halbleiterschalter 14a bis 14c und 16a bis 16c mit einer Taktfrequenz getaktet, die die Frequenz der Netzspannungen deutlich übersteigt. Insbesondere taktet die Steuerschaltung 22 die Halbleiterschalter 14a bis 14c und 16a bis 16c mit einer im kHz-Bereich liegenden Taktfrequenz.
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Während des Betriebs des Gleichrichters 1 prüft die Steuerschaltung 22 fortlaufend den Wert der Zwischenkreisspannung Uz. Die Steuerschaltung 22 fährt den Gleichrichter 1 hierbei nur dann in dem vorstehend beschriebenen gepulsten Betrieb, wenn und solange die Zwischenkreisspannung Uz einen vorgegebenen Entladeschwellwert überschreitet. Dieser Entladeschwellwert beträgt bevorzugt etwa 130 % der verketteten Netzspannung.
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Sobald die Zwischenkreisspannung Uz unter den Entladeschwellwert absinkt, schaltet die Steuerschaltung 22 von dem vorstehend beschriebenen Normalbetriebsmodus in einen Lademodus.
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Im Lademodus veranlasst die Steuerschaltung 22 zunächst, sobald die Zwischenkreisspannung Uz unter den Entladeschwellwert abfällt, über die Steuerleitung 27 die Öffnung der Bypassschalter 20a bis 20c. Bei einer Netzwiederkehr nach einer längeren Netzunterbrechung, oder bei erstmaligem Laden des Zwischenkreises 3 nach dem Einschalten des Stromnetzes 2 werden die in diesem Fall auftretenden Ladeströme somit durch die Vorladewiderstände 19a bis 19c wirksam begrenzt.
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Erkanntermaßen können allein durch die Öffnung der Bypassschalter 20a bis 20c Nachladeströme, die nach einer kurzzeitigen Netzunterbrechung auftreten, nicht oder nur ungenügend abgefangen werden, zumal die Bypassschalter 20a bis 20c aufgrund ihrer vergleichsweise langen Schaltzeit zu träge sind, um auf eine kurzzeitige Spannungsunterbrechung hinreichend schnell zu reagieren.
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Die Steuerschaltung 22 ermittelt daher zusätzlich im Lademodus fortlaufend den Bestromungszustand der Freilaufdioden 15a bis 15c und 17a bis 17c und steuert die Halbleiterschalter 14a bis 14c und 16a bis 16c immer dann auf, wenn durch die zugehörige Freilaufdiode 15a bis 15c und 17a bis 17c ein Ladestrom fließt. Die Halbleiterschalter 14a bis 14c und 16a bis 16c werden also im Lademodus nicht getaktet betrieben, sondern jeweils während des gesamten Zeitraums, während dessen die zugehörige Freilaufdiode 15a bis 15c und 17a bis 17c bestromt ist, aufgesteuert. Anhand der Stromrichtung, d.h. anhand des Vorzeichens der jeweiligen Strommessgröße I1 bis I3, ermittelt die Steuerschaltung 22 hierbei, ob die jeweils hochpotentialseitige Freilaufdiode 15a bis 15c oder die jeweilige niederpotentialseitige Freilaufdiode 17a bis 17c bestromt ist.
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In einer Variante des vorstehend beschriebenen Verfahrens steuert die Steuerschaltung 22 die Halbleiterschalter 14a bis 14c und 16a bis 16c im Lademodus nicht für die gesamte Zeitdauer auf, während der die zugehörige Freilaufdiode 15a bis 15c oder 17a bis 17c bestromt ist. Vielmehr steuert die Steuerschaltung 21 die Halbleiterschalter 14a bis 14c und 16a bis 16c nur dann auf, wenn und solange der durch die zugehörige Freilaufdiode 15a bis 15c oder 17a bis 17c fließende Strom einen vorgegebenen Schwellwert überschreitet.
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Die Halbleiterschalter 14a bis 14c und 16a bis 16c sind durch bidirektional stromführende Unipolartransistoren, insbesondere MOSFETs oder JFETs gebildet. In einer in 2 näher dargestellten Variante des Gleichrichters 1 ist jeder Halbleiterschalter 14a bis 14c und 16a bis 16c durch einen normal sperrenden n-Kanal-MOSFET gebildet. Als zugehörige Freilaufdiode 15a bis 15c bzw. 17a bis 17c ist hierbei die integrierte Bodydiode 30 des MOSFETS herangezogen, die dort zwischen dem Bulk-Anschluss und dem Drain-Anschluss gebildet ist (im Schaltzeichen durch den Pfeil gekennzeichnet).
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In einer anhand von 3 verdeutlichten weiteren Ausführungsform des Gleichrichters 1 wird der Bestromungszustand der Freilaufdioden 15a bis 15c und 17a bis 17c nicht durch direkte Strommessung ermittelt. Die Messwandler 26a bis 26c können daher entfallen. Vielmehr wird gemäß dieser Variante der Bestromungszustand jeder Freilaufdiode 15a bis 15c und 17a bis 17c durch Messung einer Spannung Ud einer Messdiode 31 bestimmt, die der jeweiligen Freilaufdiode 15a bis 15c bzw. 17a bis 17c parallel geschaltet ist. Das Vorliegen eines Ladestroms wird hierbei daran erkannt, das die Spannung Ud in Durchlassrichtung der Messdiode 31 anliegt und betragsmäßig der Durchlassspannung der Messdiode 31 entspricht.
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Bei der Messdiode 31 handelt es sich nicht um ein Leistungselektronikbauteil, sondern um eine nur gering belastbare Diode einfacher Bauart. Zur Begrenzung des durch die Messdiode 31 fließenden Stromes ist zu jeder Messdiode 31 ein hochohmiger Vorwiderstand 32 in Serie geschaltet.
