DE3030224C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Stromversorgungs­ einrichtung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, die für die Zufuhr elektrischen Stroms aus einer Wechsel­ stromquelle zur Feldwicklung eines Elektromotors vorgesehen ist.

Eine Stromversorgungseinrichtung dieser Art ist in der DE-OS 22 03 398 beschrieben. Diese Druckschrift offenbart eine Stromversorgungseinrichtung in Form eines Stromrichters, der die gesteuerte Zufuhr elektrischen Stroms aus einer Wechsel­ stromquelle zur Feldwicklung eines Elektromotors ermöglicht. Hierzu ist ein erster Schalter in Form zweier antiparallel geschalteter Thyristoren vorgesehen, der die Wechselstrom­ quelle intermittierend mit der Feldwicklung verbindet. Wäh­ rend derjenigen Zeiträume, während denen der Feldwicklung kein Strom zugeführt wird, würde aufgrund der relativ hohen Induktivität der Feldwicklung in die Wechselstromquelle Strom zurückgespeist werden. Um dies für eine Erhöhung der Abgabeleistung des betreffenden Elektromotors zu verhindern, ist bei der bekannten Stromversorgungseinrichtung ferner ein zweiter, ebenfalls aus zwei antiparallelen Thyristoren gebildeter Schalter vorgesehen, der der Feldwicklung parallelgeschaltet ist und einen die Rückspeisung von Strom verhindernden Freilaufstrompfad ausbildet.

Bei dieser bekannten Stromversorgungseinrichtung tritt das Problem auf, daß Spannungsschwankungen der Wechselstrom­ quelle zu einer Änderung der Feldstärke des von der Erreger­ wicklung erzeugten Magnetfeldes führen; dies führt bei gleichbleibender Belastung des Elektromotors zu einer ent­ sprechenden Drehzahländerung derselben, die häufig nicht tolerierbar ist.

Gegenstand der DE-AS 14 38 471 ist ein Steuerungsverfahren für eine zweiphasige Stromrichterbrückenschaltung, bei dem die jeweilige Belastung der steuerbaren Schalter im Hinblick auf den fließenden Strom sowie auf die Sperrspannung mög­ lichst günstig sein soll; dies wird insbesondere durch ge­ eignete Wahl der gegenseitigen Zündverzögerungswinkel der steuerbaren Schalter erreicht.

In der DE-AS 10 95 928 ist eine Schaltungsanordnung be­ schrieben, mittels der eine in gleichbleibendem Verhältnis liegende Belastung mehrerer parallel geschalteter Fahrzeug- Elektromotoren erreicht werden soll. Zu diesem Zweck wird vorgeschlagen, den Ankerstrom jedes einzelnen Fahrmotors, den mittleren Ankerstrom aller Fahrmotoren sowie auch den jeweiligen Feldstrom jedes einzelnen Fahrmotors zu erfassen und in Abhängigkeit von diesen Istwerten eine Stromquelle nachzustellen. Der Aufbau der einstellbaren Stromquelle ist nicht näher erläutert; ferner ist die Ausgestaltung eines Freilaufstrompfades dort nicht herstellbar.

Schließlich offenbart die DE-OS 27 57 872 eine Steuerschal­ tung für den Fahrmotor eines Elektrofahrzeugs, bei der die Stromversorgung des Ankers und der Feldwicklung des Elek­ tromotors über eine Zerhackerschaltung nicht aus einer Wechselstromquelle, sondern aus einer Gleichspannungs- Batterie erfolgt. Die Ausgestaltung eines Freilaufstromfades ist dort ebenfalls nicht entnehmbar.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Stromversor­ gungseinrichtung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 derart weiterzubilden, daß mit möglichst geringem Schal­ tungsaufwand ein Erregerstrom erzielbar ist, der auch bei Spannungsschwankungen der Wechselstromquelle eine im wesent­ lichen unveränderte Drehzahl des Elektromotors ermöglicht.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im kennzeichnen­ den Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Die Erfindung basiert auf der Erkenntnis, daß eine akzepta­ ble Drehzahlkonstanz bereite dann erreichbar ist, wenn mindestens der im Freilaufstrompfad fließende Erregerstrom im wesentlichen konstant bleibt, d. h. auf der Erkenntnis, daß eine Stromschwankung während der aktiven Stromzufuhr von der Wechselstromquelle demgegenüber vernachlässigbar ist. Die erforderliche Konstanz des Freilaufstroms wird dabei mit den im Kennzeichnungsteil des Patentanspruchs 1 angege­ benen Schaltungsmaßnahmen gewährleistet, die insgesamt relativ unaufwendig und mit entsprechend niedrigen Kosten verbunden sind.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im fol­ genden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein elektrisches Schaltbild einer rela­ tiv einfachen Stromversorgungseinrichtung;

Fig. 2 ein elektrisches Blockschaltbild einer komplexeren Stromversorgungseinrichtung;

Fig. 3 ein elektrisches Schaltbild eines Stark­ stromkreises von Fig. 2;

Fig. 4 ein elektrisches Schaltbild einer optischen Ansteuerschaltung zum Ansteuern des in Fig. 3 gezeigten Stark­ stromkreises;

Fig. 5 ein elektrisches Schaltbild einer Treiber- und Sperrschaltungsanordnung zum Betrei­ ben der optischen Ansteuerschal­ tung von Fig. 4;

Fig. 6 ein elektrisches Schaltbild einer Schal­ tungsanordnung zum Bilden von Sperrsteu­ ersignalen für die Schaltungsanordnung von Fig. 5;

Fig. 7 ein elektrisches Schaltbild einer weiteren Steuer­ schaltungsanordnung zum Steuern der optischen Ansteuerschaltung von Fig. 5;

Fig. 8 eine Schar von Kurven zur Veranschauli­ chung der Arbeitsweise der in Fig. 2 ge­ zeigten Stromversorgungseinrichtung in einer Vorwärtsstromrichtung bei der in Fig. 3 gezeigten Feldwicklung;

Fig. 9 eine Schar von Kurven zur Veranschauli­ chung der Arbeitsweise in einer Rückwärtsstromrichtung bei der Feldwicklung von Fig. 3; und

Fig. 10 ein elektrisches Schaltbild einer für Zweiwegbetrieb geeigneten Stromversorgungseinrichtung.

In den Zeichnungen, in denen gleiche Elemente glei­ che Bezugszahlen tragen, wird zuerst auf die in Fig. 1 ge­ zeigte Schaltungsanordnung Bezug genommen. Diese zeigt eine Stromversorgungseinrichtung in Form einer Erregerschaltung für die Feldwicklung 10 eines Gleichstrommotors. Die Feldwicklung 10 wird gemäß Fig. 1 aus einer einphasi­ gen Wechselstromquelle (nicht gezeigt) über einen Starkstromkreis 11 gespeist wird, der mit Klemmen 12 und 14 verbunden ist. Strom wird der Feldwicklung 10 während einer Halbperiode des Wechselstroms zugeführt. Dies bewirkt ein Einweggleichrich­ ter, der eine Halbleiterdiode 16 enthält, die zwischen ein Ende der Feldwicklung 10 und die Klemme 12 geschaltet ist. Die andere Seite der Feldwicklung 10 ist mit der Klem­ me 14 über die Primärwicklung 18 eines Sättigungstransfor­ mators (d. h. eines Transformators mit sättigbarem Kern) 20 verbunden, der in einer Rückkopplungsschaltung 17 enthal­ ten ist, die ein isoliertes Rückkopplungssignal des Feld­ stroms als Feldstrom-Istwert an eine Steuerschaltung 21 abgibt.

Während derjenigen Halbperiode des Wechselstroms, während der die Klemme 12 in bezug auf die Klemme 14 negativ ist, ist die Diode 16 leitend und gestattet einen Stromfluß durch die Reihenschaltung aus der Feldwicklung 10 und der Primärwicklung 18. Bei der nächsten Halbperiode wird die Diode 16 in Sperrichtung betrieben und die Wech­ selstromquelle kann der Feldwicklung 10 nicht länger Strom zuführen; aufgrund der elektrischen Trägheit oder des Frei­ laufeffekts der Induktivität der Feldwicklung 10 ist der Strom bestrebt, weiterhin zu fließen; folglich wird Energie zu der Quelle zurückgeleitet. Deshalb nimmt der Strom in der Feldwicklung ohne zusätzliche Maßnahmen einen bestimmten Mittelwert. Um für eine Erhöhung und weiter für eine gesteuerte Erhöhung des Stroms in der Feldwicklung 10 zu sorgen, ist als erster Schalter ein Thyristor in Form eines gesteuerten Siliciumgleichrichters 22 auf der Be­ lastungsseite der Gleichrichterdiode 16 parallel an die Feldwicklung 10 und die Primärwicklung 18 angeschlossen, um einen Freilaufstrompfad zu schaffen.

Die Ansteuerung des Thyristors 22 erfolgt mit Hilfe eines Tran­ sistors 24, der mit einer geeigneten Trenneinrichtung, wie beispielsweise einer photooptischen Kopplervorrichtung in Form eines Optokopplers 26 verbunden ist, der aus einer Leuchtdiode 28 und einem Phototransistor 30 besteht. Bei Bedarf können auch andere Arten der elektrischen Trennung benutzt werden, wie beispielsweise Impulstransformatoren. Die Emit­ ter beider Transistoren 24 und 30 sind mit einer Leitung 32 verbunden, die die Klemme 14 mit der Primär­ wicklung 18 verbindet. Der Kollektor des Transistors 30 ist mit der Basis des Transistors 24 verbunden, und der Kollektor des Transistors 24 ist mit der Steuerelektrode des Thyristors 22 verbunden. Darüber hinaus sind die Basis und der Kollektor des Transistors 24 mit der Kathode einer Z-Diode 34 über feste Widerstände 36 bzw. 38 verbunden. Die Anode der Z-Diode 34 ist ihrerseits mit einer Leitung 39 verbunden, die ein Ende der Feldwicklung 10 mit der Anode der Gleichrichterdiode 16 verbindet.

Im Betrieb fällt Strahlung aus der Leuchtdiode 28, wenn diese mit Strom versorgt wird, auf den Phototransistor 30 und bewirkt, daß dieser leitet. Dieser Vorgang führt zur Unterbrechung des Basisstroms des normalerweise leitenden Transistor 24, was bewirkt, daß dieser abschaltet und somit den Strom zu der Steuerelektrode des Thyristors 22 umleitet. Der Photokoppler 26 liefert folglich ein isolierdes Zündsignal aus einer Steuerschaltung an den Thyristor 22 in dem Starkstromkreis.

Die Steuerschaltung 21 legt denjenigen Zeitpunkt in der Wechselstrom­ halbperiode fest, bei dem der Thyri­ stor 22 eingeschaltet wird. Sie spricht auf zwei Signale an, nämlich auf ein Feldstrom-Istwertsignal, das zu dem Feldgleichstrom proportional ist, und auf ein Feldstrom-Sollwertsignal. Das Feldstrom-Istwert­ signal wird an einem festen Widerstand 40 (in einer Rückkopp­ lungsschaltung 17) in im folgenden noch näher beschriebener Weise gebildet, während das Sollwertsignal vom Schlei­ fer 42 eines Steuerpotentiometers 44 abgenommen wird, das mit einer festen Gleichspannung (z. B. -15 V=) verbunden ist, die an einer Versorgungssammelschiene 46 anliegt. Die andere Seite des Potentiometers 44 ist mit einer Sammelschiene 48 verbunden, die, wie gezeigt, mit ei­ nem als Masse dargestellten Referenzpotentialpunkt verbun­ den ist. Das Istwertsignal und das Sollwertsi­ gnal werden an einen Summierpunkt 50 über feste Widerstän­ de 52 bzw. 54 angelegt. Der Summierpunktausgang ist mit dem invertierenden Eingang 56 eines Operationsverstärkers 58 verbunden, während am nichtinvertierenden Eingang 60 eine Wechselspannung anliegt, die gegenüber der an die Klemmen 12 und 14 angelegten Wechselspannung um 90° verschoben ist. Diese um 90° verschobene Spannung wird an einem Kondensator 62 einer RC-Schaltung gebildet, die weiter einen festen Widerstand 64 enthält. Diese RC- Schaltung ist an Klemmen 12′ und 14′ angeschlossen, die eine in Phase befindliche Wechselspannung mit kleinerer Amplitude als die an die Klemmen 12 und 14 angelegte Wech­ selspannung empfangen. Bekanntlich ist die Spannung, die an einem Kondensator einer RC-Schaltung abgenommen wird, an welcher eine Wechselspannung anliegt, in der Phase um 90° gegenüber der an dem Widerstand auftretenden Spannung verschoben.

Zu einem gewissen Zeitpunkt in der Halbperiode der an den Klemmen 12 und 14 erscheinenden Spannung wird, wenn die Klemme 12 gegenüber der Klemme 14 positiv ist und die Gleichrichterdiode 16 nichtleitend ist, das Signal am Aus­ gang 66 des Verstärkers 58 positiv. Diese Zeitpunkt ist durch das Differenzsignal zwischen dem Istwertsignal und dem Sollwertsignal festgelegt, das an dem Ausgang des Summierpunktes 50 erscheint. Der Ausgang 66 des Operations­ verstärkers 58 ist mit der Basis eines Transistors 68 über einen Widerstand 70 verbunden; dieser wird auf ein positives Signal an dem Ausgang 66 hin leitend. Der Kollektor des Transistors 68 ist mit dem positiven Versorgungspotential (+15 V), das an der Sammelschiene 69 über einen festen Widerstand 72 und die Photodiode 28 des Photokopp­ lers 26 anliegt, verbunden. Das Leiten des Transistors 68 bewirkt, daß die Photodiode 28 leitet, die ihrerseits den Transistor 30 ansteuert, damit der Transistor 24 im Starkstromkreis 11 abgeschaltet wird, wobei zu diesem Zeit­ punkt der Thyristor 22 zündet. Somit wird der Zeitpunkt, zu dem der Thyristor 22 eingeschaltet wird, durch die Summe der beiden Signale festgelegt, die an den Summier­ punkt 50 angelegt werden.

Es wird nun erläutert, wie das Feldstrom- Istwertsignal mittels des Sättigungs­ transformators 20 erzeugt wird. Gemäß Fig. 1 enthält der Sättigungstransformator 20 eine Primärwicklung 18, die zu der Feldwicklung 10 in Reihe geschaltet ist. Eine Sekundär­ wicklung 19 des Transformators 20 ist an einem Ende mit der Wechselstromquelle 12′ verbunden, während ihr entgegenge­ setztes Ende mit dem Widerstand 40 verbunden ist. Die ande­ re Seite des Widerstands 40 ist mit der Leitung 48 verbunden, die der Wechselstromklemme 14′ und Masse ge­ meinsam ist. Die Polaritätspunkte geben die Enden der Wick­ lungen an, die gegenseitig gleiche Polarität haben. Dasjenige Ende der Primärwicklung 18, das den Polaritätspunkt aufweist, ist mit der Wechselstromklemme 14 verbunden, während das Ende der Sekundärwicklung 19, das den Polaritätspunktaufweist, mit dem Widerstand 40 verbunden ist. Der Kern des Transfor­ mators 20 ist aus einem Magnetischen Material mit recht­ eckiger Hystereseschleife hergestellt. Wegen der relativ hohen Induktivität der Feldwicklung 10 wird der Feldstrom von Periode zu Periode im wesentlichen derselbe sein, so daß der Feldstrom für Darstellungszwecke als eine Konstant­ stromquelle angenommen werden kann. Demgemäß ist die Pri­ märwicklung 18 des Transformators so ausgelegt, daß der Strom, der erforderlich ist, um den Transformatorkern zu sättigen, im Vergleich zu dem Feldstrom relativ klein ist, so daß der über den Starkstromkreis 11 gelieferte Feld­ strom den Transformator 20 weit in die Sättigung treibt. Darüber hinaus wird bei dem Transformator das Verhältnis von Sekundärwindungen zu Primärwindungen relativ groß ge­ macht, so daß die Sekundärströme auf Werte verringert wer­ den, die ausreichend niedrig sind, um den Stromverbrauch in dem Sekundärkreis zu minimieren.

Im Betrieb fließt während derjenigen Halbperiode der Wechsel­ spannung, während der die Klemme 12 in bezug auf die Klemme 14 negativ ist, Feldstrom in das mit Punkt ver­ sehene Ende der Primärwicklung 18 und treibt den Kern des Transformators 20 in einer Richtung tief in die Sättigung. Während der nächsten Halbperiode, während der die Klemme 14 gegenüber der Klemme 12 negativ ist, bewirkt die po­ sitive Spannung an der Klemme 12′, daß Strom in das nicht mit einem Punkt versehene Ende der Sekundärwicklung 19 fließt, damit der Transformator aus der Sättigung herauskommt.

Wenn der Sekundärstrom einen Wert erreicht, der dem in das mit dem Punkt versehene Ende der Sekundärwicklung 19 eintretenden Feldstrom entspricht, tritt an dem Widerstand 40 ein Span­ nungsabfall auf, der zu dem Primärstrom proportional ist und somit ein Istwertsignal ergibt, das den Augen­ blicksfeldstrom angibt.

An der Sekundärwicklung 19 wird eine von der Quelle über die Wechselstromklemmen 12′ und 14′ angelegte Überspannung auftreten, wenn die Sekundärwicklung 19 beginnt, die Sät­ tigung zu verlassen. Die Windungszahl der Sekundärwicklung wird jedoch so gewählt, daß in Verbindung mit der induzier­ ten Spannung aus der Primärwicklung 18 der Transformator während des Verlaufes dieser Halbperiode nicht in der ent­ gegengesetzten Richtung in Sättigung getrieben wird. Daher ist eine Trennschaltungsanordnung vorgesehen, um ein Feld­ strom-Istwertsignal zu bilden, das an den Summierpunkt 50 zusammen mit der Referenzspannung aus dem Potentiometer 44 angelegt wird. Infolge dieser Summierung wird die Größe des Feldstroms entsprechend der Einstellung des Schleifers 42 des Potentiometers 44 einstellbar, da er zu­ sammen mit dem Istwertsignal den Punkt festlegt, bei welchem der Thyristor 22 während derjenigen Halbperiode der Wechsel­ spannung, in der die Einweggleichrichterdiode 16 nichtleitend ist, in den leitenden Zustand geschaltet wird.

Fig. 1 zeigt weiter eine Feldverlustschaltung, mittels der den Verlust an Feldstrom festgestellt und Ankerspannung von dem Elektromotor entfernt werden kann.

Sofern die Spannung an dem Widerstand 40 ein Signal bildet, das zu dem Feldstrom proportional ist, wird das Signal in einem Schaltungsknotenpunkt 74 über einen Spannungs­ teiler, der aus Widerständen 76 und 78 besteht, an den invertierenden Eingang 80 eines Operationsverstärkers 82 angelegt, dessen nichtinvertierender Eingang 84 mit der gemeinsamen Sammelschiene 48 verbunden ist. Der Operationsverstärker 82 wird als Vergleicher benutzt und die Spannung an dem Ausgang 86 wird durch ein Netzwerk, das aus einer Z-Diode 88 und Dioden 90, 92, 94 und 96 be­ steht, sowohl für Ausgangssignale mit positiver Polarität als auch für Ausgangssignale mit negativer Polarität auf einer konstanten Amplitude gehalten.

Die Dauer der negativen Ausgangsspannung des Operations­ verstärkers 82 wird zu der Länge derjenigen Zeit proportional sein, während der die Spannung an dem Widerstand 40 posi­ tiv ist, und die Dauer der positiven Ausgangsspannung wird zu der Länge derjenigen Zeit proportional sein, während der die Spannung an dem Widerstand 40 negativ ist. Wenn Feldstrom fließt, ist die Spannung an dem Widerstand 40 für eine Zeitspanne positiv, die länger ist als die Zeit, während der sie negativ ist. Wenn kein Feldstrom fließt, werden die Zeiten gleich sein. Es steht somit eine Ein­ richtung zur verfügung, mittels welcher sich feststellen läßt, ob Feldstrom fließt oder nicht. Wenn Feldstrom fließt, sind die Zeiten negativer und positiver Ausgangsspannung an dem Ausgang 86 unausgeglichen. Dieser Zustand wird aus­ genutzt, indem eine Integrierschaltung auf das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 82 anspricht.

Demgemäß ist ein Operationsverstärker 98, bei dem ein Rück­ kopplungswiderstand 100 und ein Integratorkondensator 102 zwischen einen Ausgang 104 und einen invertierenden Eingang 106 geschaltet ist, mit dem Ausgang des Operations­ verstärkers 82 über in Reihe geschaltete Widerstände 108 und 110 verbunden. Wenn Feldstrom fließt, sind die Zeiten negativer und positiver Ausgangsspannung an dem Ausgang 86 des Operationsverstärkers 82 unausgegli­ chen, so daß das Ausgangssignal der Inte­ grierverstärkerausgangsklemme positiv wird. Dieses positive Ausgangssignal wird an die Basis eines Transistors 112 über einen aus Widerständen 114 und 116 bestehenden Span­ nungsteiler angelegt. Der Kollektor des Transistors 112 ist mit der Quelle positiven Stromversorgungspotentials (+15 V) über ein Relais 118 verbunden, das mit Strom ver­ sorgt wird, solange der Transistor 112 leitend bleibt. Das Relais 118 weist zwei nicht gezeigte Kontakte auf, die mit dem ebenfalls nicht gezeigten Anker­ kreis verbunden sind. Wenn nun der Feldstrom in der Feldwicklung 10 zu "0" wird, wird die mittlere Spannung in dem Integrator den Wert "0" annehmen und bei einem vorbestimmten Wert, der durch die Bauelementwerte des Kon­ densators 102 und der Widerstände 100, 114 und 116 festge­ legt ist, wird der Transistor 112 nichtleitend werden, das Relais wird abfallen und der Motor wird außer Betrieb gesetzt werden.

Was bis zu dieser Stelle beschrieben worden ist, ist ein Erreger für einen Feldgleichstrom für nur eine Richtung der Motordrehung.

Es ist jedoch normaler­ weise erwünscht, den Strom, der einer äußerst induktiven Belastung, wie einem Motorfeld, zugeführt wird, sowohl für die Vorwärts- als auch für die Rückwärtsrichtung des Motorbetriebes zu regeln. Fig. 2 zeigt in Form eines Blockschaltbildes die bevorzugte Aus­ führungsform einer solchen Anordnung. Die Stromversorgungseinrichtung, die in dieser Figur gezeigt ist, enthält ei­ nen modifizierten Starkstromkreis 11′, der mit einer geeig­ neten Quelle verbunden ist, wie z. B. einer Phase eines drei­ phasigen Wechselstromnetzes, das Leitungen L₁, L₂ und L₃ aufweist. In dieser Ausführungsform ist der Starkstromkreis 11′ mit den Leitungen L₂ und L₃ verbunden und liefert Strom an eine induktive Belastung 10, bei der es sich um die Feldwicklung eines Gleichstrommotors handeln kann. Ebenso wie in der oben beschriebenen Ausführungsform ist eine Stromrückkopplungsschaltung 17, deren Einzelheiten bereits mit Bezug auf Fig. 1 beschrieben worden sind, vor­ gesehen, die ein Istwertsignal liefert, das zu dem gelieferten Feldstrom proportional ist und an den Signalsummierpunkt (nicht gezeigt) angelegt wird, wo es mit einem Sollwert­ signal aus dem Potentiometer 44 verglichen wird.

Aufgrund der Tatsache, daß nun sowohl Vorwärts- als auch Rückwärtsfeldströme der induktiven Belastung 10 zugeführt werden sollen, ist eine komplexere Steuerschaltung 21′ erforderlich. Gemäß Fig. 2 enthält die Steuerschaltung 21′ für Vorwärtsstrom und Rückwärtsstrom getrennte, optisch gekoppelte Treiberschaltungen 23 und 25, die mit dem Stark­ stromkreis 11′ verbunden sind und drei Steuersignale A, B und C aus einer Summierverstärker- und Phasenschieber­ schaltung 27 bzw. einer Vorwärts- oder Rückwärtsstrom­ sperrschaltung 29 empfangen. Ein Netzspan­ nungsrechteckumformer 31 wird benutzt, um den Betrieb der Schaltungsanordnung 27 mit der Wechselspannung L₂-L₃ zu synchronisieren. Die Arbeitsweise dieser Steuerschal­ tung wird im Laufe der folgenden Beschreibung deutlich werden.

Es werden nun diese einzelnen Schaltungen ausführlich be­ betrachtet, wobei der Starkstromkreis 11′ in Fig. 3 gezeigt ist. Diese Schaltung enthält zwei Paare Thyristoren 124, 126 und 128, 130, von denen ein Paar benutzt wird, um der Feldwicklung 10 Vorwärtsstrom zu liefern, während das andere Paar benutzt wird, um Strom in der Rückwärtsrichtung zu liefern. Das Vorwärts­ paar der Thyristoren 124 und 126 wird derart leitend gemacht, daß Strom während einer Halbperiode der Wechselspannung über den Thyristor 124 von der Leitung L₂ in die Belastung 10 und über die Leitung L₃ aus dieser herausfließt, während der Thyristor 126 einen Freilaufstrompfad über die Feldwicklung 10 während derjenigen Halbperiode bildet, in der der Thyristor 124 nichtleitend ist. Das Rückwärtspaar aus Thyri­ storen 128 und 130 arbeitet in ähnlicher Weise, und demge­ mäß schafft der Thyristor 128 einen Stromfluß von der Lei­ tung L₃ über die Feldwicklung 10 und über die Leitung L₂ heraus während einer Halbperiode, wohingegen der Thyristor 130 einen Freilaufstrompfad während der nächsten Halb­ periode schafft.

Das Paar, das den Strom führt, ist von der Richtung der Strom­ zufuhr zu der Belastung abhängig.

Um zu gewährleisten, daß ein jeweiliges Paar der Thyri­ storen nichtleitend wird, bevor der Strom in dem anderen Paar zu fließen beginnt, ist die in Fig. 2 ge­ zeigte Sperrschaltungsanordnung 29 erforderlich. Die Sperr­ schaltungsanordnung ist erfor­ derlich, um ein unbeabsichtigtes Kurzschließen zu verhindern. Ein solcher Kurzschluß­ pfad könnte von der Leitung L₂ zur Leitung L₃ über den Thyristor 124 und den Thyristor 130 oder von der Leitung L₃ zurück zur Leitung L₂ über den Thyristor 126 und den Thyristor 128 auftreten. Die Sperrschaltungsanordnung ist der zum Zünden der Thyristoren 124, 126, 128 und 130 be­ nutzten Schaltungsanordnung zugeordnet und wird im folgenden im einzelnen betrachtet.

Es sei angemerkt, daß die Thyristoren 124 und 128 die in Fig. 1 gezeigte Einweggleichrichterdiode 16 ersetzen und folgendermaßen betrieben werden. Bezüglich der Vorwärts­ stromrichtung, d.h. einer Richtung des Stromflusses von der Leitung L₂ zur Leitung L₃, wird der Thyristor 124 zu einem gewissen Zeitpunkt in der Halbperiode der Wechsel­ spannung leitend gemacht, wenn die Leitung L₂ gegenüber der Leitung L₃ positiv ist, und der Thyristor 126 wird gegenüber dem Beginn des Leitens in dem Thyristor 124 um 180° verzögert leitend gemacht.

Die Thyristoren 124 und 126 werden jeweils für eine Periode von 180° zum Leiten gebracht, wobei der Beginn der 180°-Perioden durch Signale A und B aus der Schaltung 21′ eingeleitet wird. Der Beginn des Leitens des Thyristors 124 (Signal A) kann so gelegt werden, daß es beginnt,un­ mittelbar nachdem die Leitung L₂ gegenüber der Leitung L₃ positiv wird. 180° später wird das Signal B den Thyristor 126 zünden. Nachdem die Leitung L₂ in bezug auf die Lei­ tung L₃ negativ wird, muß mit dem Zünden des Thyristors 124 gewartet werden, bis die Leitung L₂ wieder positiv wird. Die Beziehungen zwischen der Thyristorphasenlage und -ausgangsspannung für die Vorwärtsrichtung sind in Fig. 8 für drei Zustände gezeigt: 90°-Zündung, Zündung bei weniger als 90° (Frühzündung) und Zündung bei mehr als 90° (Spätzündung). Kurven 134, 136 bzw. 138 veran­ schaulichen die Spannung an der Feldwicklung 10 für die drei genannten Zustände. Es ist zu erkennen, daß, wenn der Beginn des Leitens in dem Thyristor 124 vor 90° liegt, der mittlere Strom und die mittlere Spannung der Feldwick­ lung 10 positiv sind. Wenn jedoch der Start des Leitens über den 90°-Punkt hinaus verzögert wird, wird der mitt­ lere Ausgangsstrom positiv sein, während die mittlere Spannung negativ sein wird.

Umgekehrt werden für die Rückwärts- oder negative Rich­ tung des Stroms die Thyristoren 128 und 130 in derselben Weise abwechselnd leitend gemacht. Diese Betriebsart ist durch die Kurven in Fig. 9 dargestellt. Die Kurven 140, 142 und 144 veranschaulichen die Spannung an der Feld­ wicklung 10, wenn der Thyristor 128 in dem negativen 90°- Punkt der Leitungsspannung L₂-L₃ gezündet wird, wenn der Thyristor 128 bei weniger als 90° gezündet wird (Frühzün­ dung) bzw. wenn er bei mehr als 90° gezündet wird (Spät­ zündung). Es ist zu erkennen, daß, wenn der Beginn des Leitens des Thyristors 128 um weniger als 90° verzögert ist, der mittlere Ausgangsstrom und die mittlere Spannung an der Belastung negativ sein werden. Wenn jedoch der Be­ ginn des Leitens um mehr als 90° bis zu 180° verzögert wird, wird der mittlere Ausgangsstrom negativ sein, wäh­ rend die mittlere Spannung positiv oder "0" sein wird.

Vorstehende Beschreibung zeigt, daß der Starkstromkreis 11′, der in Fig. 3 gezeigt ist, in der Lage ist, in allen vier Spannungs-Stromquadranten zu arbeiten, d. h. zum Vorwärts­ spannungsgleichrichten, Vorwärtsspannungsumkehren, Negativ­ spannungsgleichrichten und Negativspannungsumkehren in der Lage ist. "Umkehren" bedeutet hier die Fähigkeit der Schal­ tung, die Polarität der Schaltung umzukehren, um die Po­ larität der angelegten Spannung umzukehren, ungeachtet der Richtung des Stroms selbst, um so eine schnelle Verringe­ rung des Blastungsstroms zu erzielen.

In der in Fig. 1 gezeigten Ausführungsform dient das Kon­ zept des optischen Ansteuerns des Thyristors 22 zum Schaf­ fen einer elektrischen Trennung zwischen der Steuerschal­ tung 21 und dem Starkstromkreis 11. Bei der in Fig. 3 ge­ zeigten Ausführungsform kann diese Tech­ nik ebenfalls angewandt werden.

Gemäß Fig. 4 werden die Thyristoren 124, 126, 128 und 130 jeweils durch Optokoppler 150, 152, 154 bzw. 156 gezündet, die entweder mittels optischen Treiberschaltung 23 für Vorwärtsstrom oder einer optischen Treiberschaltung 25 für Rückwärtsstrom, deren Einzelheiten in Fig. 5 gezeigt sind, betätigt werden. Der Vorwärtsstrom­ richtungsthyristor 124 ist mit Hilfe des Optokopplers 150 triggerbar. In gleicher Weise wird der Vorwärtsfreilaufstrom­ thyristor 126 mit Hilfe des Optokopplers 152 gezündet. Für die Rückwärtsstromrichtungen zünden die Optokoppler 154 und 156 die Thyristoren 128 bzw. 130. In jedem Fall ist die Photodiode 28 mit der geeigneten optischen Treiberschaltung 23 oder 25 gekoppelt, während der Kollektor des Photo­ transistors 30 mit der Steuerelektrode des betreffenden Thyristors über einen Spannungsteiler verbunden ist. Bei dem Optokoppler 150 ist der Spannungsteiler 158 mit der Steuerelektrode des Thyristors 124 verbunden, während der Spannungsteiler 160 den Phototransistor 30 des Optokopp­ lers 152 mit dem Thyristor 126 verbindet.

In beiden Fällen endigen die Spannungsteiler an einem Schaltungsknotenpunkt 162, der einer Seite der Feldwick­ lung 10 gemeinsam ist. Vorspannungspotentiale für die Phototransistoren 30 in den Optokopplern 150 und 152 wer­ den mit Hilfe von Spannungsquellen 164 bzw. 166 erzeugt, die zwischen den Schaltungsknotenpunkt 162 und die Emitter der Phototransistoren geschaltet sind. Bei den Rückwärtsstromrichtungsthyristoren 128 und 130 verbinden Spannungsteiler 168 bzw. 170 die Phototransistoren 30 der Optokoppler 154 bzw. 156 mit den Steuerelektroden. In die­ sem Fall endet der Spannungsteiler 168 in der Lei­ tung L₂, wohingegen der Spannungsteiler 170 in der Leitung L₃ endet, während ihre entgegengesetzten Enden mit der betreffenden Kollektorelektrode des betreffenden Photo­ transistors verbunden sind. Die Vorspannungspotentiale für die Phototransistoren 30 und die Optokoppler 154 und 156 werden weiter durch Spannungsquellen 172 und 174 ge­ liefert, die zwischen den betreffenden Emitter der Photo­ transistoren 30 und die Leitungen L₂ bzw. L₃ geschaltet sind.

Zur Erläuterung der Treiberschaltungen 23 und 25 wird nun auf Fig. 5 Bezug genommen. Die dort gezeigte Schaltungs­ anordnung soll nicht nur die Stromversorgung der Photodioden 28 in jedem der Opto­ koppler 150, 152, 154 und 156 veranschaulichen, sondern auch die dafür vorgesehene Sperrschaltungsanordnung, die erforderlich ist, um ein unbeabsichtigtes Kurzschließen der Leitungen L₂ und L₃ während der Stromumkehr zu verhindern. Die Trei­ berschaltungsanordnung für die Optokoppler 150 und 152 enthält Transistoren 176 und 178, die durch Steuersignale A und B steuerbar sind, welche gemäß der Darstellung an Klemmen 180 bzw. 182 anliegen. Diese Signale werden durch die in Fig. 6 gezeigte Schaltungsanordnung erzeugt. Der Kollektor des Transistors 176 ist mit der Photodiode 28 des Optokopplers 150 über einen Widerstand 186 verbunden. Das Steuersignal A wird der Basis des Transistors 176 über einen Widerstand 188, einen Kopplungskondensator 190 und eine Signalrichtdiode 192 zugeführt. Ebenso ist der Kollektor des Transistors 178 mit der Photodiode 28 des Optokopplers 152 über einen Widerstand 194 verbunden, und das Steuersignal B wird an die Basis des Transistors 178 über einen Widerstand 196, einen Kopplungskondensator 198 und eine Richtdiode 200 an­ gelegt. Außerdem sei angemerkt, daß es einen Widerstand 202 gibt, der zwischen den Kollektor des Transistors 176 und die Basis des Transistors 178 geschaltet ist, und einen Widerstand 204, der zwischen den Kollektor des Tran­ sistors 178 und die Basis des Transistors 176 geschaltet ist. Die Widerstände 202 und 204 sorgen für eine Kreuz­ kopplung zwischen den Transistoren 176 und 178, so daß die Schaltungskombination bistabil ist, was bedeutet, daß sie durch ein positivgehendes Signal A, das an die Klemme 180 angelegt wird, in den einen ihrer beiden stabilen Zustände und durch ein an die Klemme 182 angelegtes positivgehendes Signal B in den anderen Zustand getriggert wird. Gemäß den Fig. 8 und 9 sind die Signale A und B Rechteckschwingungen, die eine feste 180°-Beziehung zueinander haben, aber eine einstellbare Phasenbeziehung gegenüber der Wechselspannung L₂-L₃.

Eine gleiche Treiberschaltungsanordnung 25 für die Rück­ wärtsstromthyristoren 128 und 130 (Fig. 4), die durch die Optokoppler 154 und 156 getriggert werden, enthält einen Transistor 206, der mit dem Optokoppler 154 über einen Widerstand 208 verbunden ist und dem das Signal A über eine Diode 209 zugeführt wird. Die Diode 209 ist mit einem Schaltungsknotenpunkt 210 verbunden, der dem Kopp­ lungskondensator 190 und der vorgenannten Diode 192 gemein­ sam ist. Der andere Treibertransistor umfaßt einen Tran­ sistor 212, dessen Kollektor mit dem Optokoppler 156 über einen Widerstand 214 verbunden ist und dessen Basis das Steuersignal B über eine Diode 216 empfängt. Diese Diode führt zurück zu einem Schaltungsknotenpunkt 214, der dem Kopplungskondensator 198 und der Diode 200 gemeinsam ist. Kreuzkopplungswiderstände 216 und 218 verbinden, wie zuvor, die Kollektoren und die Basen der Transistoren 206 und 212, um die Schaltungsanordnung bistabil zu machen, wie im Falle der Vorwärtsstromschaltungsanordnung.

In Fig. 5 bleibt nun noch die Sperrschaltungsanordnung zu betrachten. Für die Vorwärtsstromrichtung enthält die Sperrschaltungsanordnung, wie gezeigt, Transistoren 220 und 222, die um die Transistoren 176 bzw. 178 geschaltet sind. Ein Sperrsignal C kann mit einer Klemme 224 gekoppelt werden, die mit den Basen der Transistoren 220 und 222 über Widerstände 226 und 228 verbunden ist. Ein positives Vorspannungspotential, das an der Sammelschiene 229 anliegt, ist mit den Basen über Widerstände 230 und 232 verbunden. Es sei angemerkt, daß beispielsweise der Emit­ ter des Transistors 220 direkt mit dem Emitter des Tran­ sistors 176 verbunden ist, daß jedoch der Kollektor des Transistors 220 mit der Basis des Transistors 176 verbun­ den ist. Eine gleiche Verbindung existiert zwischen den Transistoren 222 und 178. Im Betrieb werden durch ein po­ sitivgehendes Sperrsignal C die Transistoren 220 und 222 eingeschaltet, da aber die Emitter der Transistoren 176 und 220 mit einer Sammelschiene 234 verbunden sind, die an Masse liegt, wird der Transistor 176 daran gehindert, leitend zu werden. Eine gleiche Situation exi­ stiert bei dem Transistor 222, der das Leiten des Tran­ sistors 178 blockiert. Somit werden Steuersignale an den Vorwärtsthyristoren 124 und 126 (Fig. 4) unterdrückt, während diejenigen an den Rückwärtsstromthyristoren 128 und 130 freigegeben werden.

Die Rückwärtsstromrichtungssperrschaltung besteht aus Transistoren 236 und 238, die an Transistoren 206 bzw. 212 in gleicher Weise wie in der anderen Sperrschaltung angeschlossen sind, mit der Ausnahme, daß diese Rückwärts­ schaltung durch eine negative Versorgungsspannung vorge­ spannt ist, die an der Schaltungssammelschiene 240 anliegt. Das Sperrsignal, das an eine Klemme 224 angelegt wird, wird den Basen der Transistoren 236 und 238 über feste Widerstände 242 bzw. 244 zugeführt, wobei eine negative Vorspannung an ihnen über Widerstände 246 bzw. 248 anliegt. Eine ausreichend negative Sperrsignalspannung C, die an der Klemme 224 anliegt, macht die Transistoren 236 und 238 leitend und unterdrückt somit das Leiten der Transistoren 206 und 212 und sperrt demgemäß die Rückwärtsthyristoren 128 und 130. Das Vorspannen der Sperrschaltungsanordnung wird durch Auswahl der Werte der Bauelemente festgelegt, die mit den Basen der Sperrtransistoren 220, 222, 236 und 238 verbunden sind, so daß eine tote Zone zum Ansteuern sowohl der Vorwärtsstromthyristoren 124 und 126 als auch der Rückwärtsstromthyristoren 128 und 130 existiert, was be­ deutet, daß das Zünden unterdrückt wird, bis eine aus­ reichend positive oder negative Signalspannung C an der Sperrsignalklemme 224 anliegt.

Die Schaltungsanordnung zum Erzeugen des Sperrsignals C ist in Fig. 6 gezeigt und hat Eingangsklemmen 250 und 252, die das Stromrückkopplungssignal D bzw. das Stromreferenz­ signal E empfangen, welche ihnen von der Stromrückkopp­ lungsschaltung 19 und dem Potentiometer 44, die in Fig. 2 gezeigt sind, zugeführt werden. Die in Fig. 6 gezeigte Schaltung enthält zwei Operationsverstärker 254 und 256. Der invertierende Eingang 258 des Operationsverstärkers 254, der außerdem einen Rückkopplungswiderstand 260 hat, ist mit der Eingangsklemme 250 für das Stromrückkopplungs­ signal D über einen Widerstand 262 verbunden, während der nichtinvertierende Eingang 264 zu einer Sammel­ leitung 266 zurückgeführt ist, die auf Massepotential gelegt ist. Der Ausgang 268 des Operationsverstärkers ist mit einem Schaltungsknotenpunkt 270 über einen Wider­ stand 272 verbunden. Der Schaltungsknotenpunkt 270 ist mit dem invertierenden Eingang 274 des Operationsverstärkers 256 verbunden. Der invertierende Eingang 274 ist außerdem mit der Klemme 252 für das Stromreferenzsignal E über Wi­ derstände 276 und 278 verbunden. Zwischen den Widerstän­ den 276 und 278 ist eine bipolare Spannungsbegrenzungsschaltung angeschlossen, die aus Dioden 280 und 282 besteht, von denen zueinander entgegengesetzte Elektroden mit der Masse­ sammelschiene 266 verbunden sind. Der nichtinvertierende Eingang 284 des Operationsverstärkers 256 ist ebenfalls mit der Massesammelschiene 266 verbunden. Ein Integrier­ kondensator 286 liegt in einer Rückleitung von dem Ver­ stärkerausgang 288 zu dem invertierenden Eingang 274 und parallel zu einem Widerstand 290. Ein Ausgangswiderstand 292 ist zwischen den Verstärkerausgang 288 und die Aus­ gangsklemme 294 für das Sperrsignal C geschaltet, die mit der Eingangsklemme 224 für das Signal C (Fig. 5) verbunden ist.

Im Betrieb hat das Sperrsignal C an der Klemme 294 im wesentlichen den Wert "0", wenn sowohl das Stromreferenzsignal E als auch das Rückkopplungsstromsignal D, die an den Klemmen 252 bzw. 250 anliegen, "0" sind. Dieser Zustand bewirkt, daß die Ansteuersignale sowohl an den Vorwärts­ als auch an den Rückwärtsstromthyristorpaaren 124, 126 und 128, 130 unterdrückt werden. Wenn die Referenzspannung aus dem Potentiometer 44 so eingestellt ist, daß ein Strom in der vorwärtsrichtung verlangt wird, wird ein an die Klemme 252 angelegtes Referenzsignal E durch die Spannungs­ begrenzungsschaltung begrenzt, woraufhin ein festes Signal mit dem Wert L an den invertierenden Eingang 274 des Opera­ tionsverstärkers 256 über den Widerstand 278 angelegt wird. Der Ausgang 288 des Operationsverstärkers 256 wird negativ und hebt dadurch die Blockierung der Vorwärtsstromthyri­ storen 124 und 126 (Fig. 4) auf, während die Blockierung der Rückwärtsstromthyristoren 128 und 130 aufrechterhalten wird. Wenn sich Strom in einer vorwärtsrichtung infolge der Wirkung der Rückkopplungsschaltung 19 aufbaut, wird das an die Klemme 250 angelegte Stromrückkopplungssignal D dem Operationsverstärker 254 zugeführt. Der Ausgang 268 des Operationsverstärkers 254 wird positiv und ver­ stärkt demgemäß das ursprüngliche kleine Referenzsignal, das an der invertierenden Eingangsklemme 274 des inte­ grierenden Operationsverstärkers 256 anliegt, was zur Folge hat, daß die Sperrschaltungsanordnung in der rich­ tigen Richtung verriegelt wird, um eine Vorwärtsstromlei­ tung zu gestatten, während ein Rückwärtsstrom verhindert wird.

Wenn dann die Referenzspannung E geändert wird, so daß ein Rückwärtsrichtungsstrom verlangt wird, wird die in Fig. 6 gezeigte Sperrschaltung in ihrer ursprünglichen Richtung verriegelt bleiben, bis der Strom aus dem Aus­ gang 288 einen sehr niedrigen Wert erreicht. Eine kleine Verzögerung wird durch den Eingangswiderstand 278 in Ver­ bindung mit dem Integratorkondensator 286 sowie durch den Wert des Eingangswiderstandes 262 an dem Operations­ verstärker 254 bewirkt. Demgemäß wird der Strom auf "0" abnehmen und sich in der umgekehrten Richtung aufbauen, wodurch sich die Polarität der Spannung an der Ausgangs­ klemme 294 ändert. Es erfolgt die Sperrung der Vorwärtsrichtungsthyristoren, während es zur Freigabe der Rückwärtsrichtungsthyristoren kommt.

Es werden nun die Einrichtungen zum Erzeugen der Steuer­ signale A und B, die an die Treiberschaltungen 23 und 25 in Fig. 5 angelegt werden, unter Bezugnahme auf Fig. 7 betrachtet, in der Klemmen 296 und 298 das Stromrückkopp­ lungssignal D aus der Stromrückkopplungsschaltung 19 bzw. das Stromreferenzsignal E aus dem einstellbaren Potentio­ meter 44 von Fig. 2 empfangen. Diese Signale werden an einen Summierpunkt 300 über Widerstände 302 und 304 ange­ legt. Der Summierpunkt 300 erzeugt ein Differenzsignal zwischen dem Stromrückkopplungssignal D und dem Referenzsignal E. Dieses Differenzsignal wird an den invertierenden Ein­ gang 306 eines Operationsverstärkers 308 angelegt. Sein nichtinvertierender Eingang 310 ist mit einer Masse­ sammelschiene 312 verbunden. Ein symmetrischer Si­ gnalbegrenzer, der Dioden 314, 316, 318 und 320 sowie eine Z-Diode 322 aufweist, die alle durch einen Widerstand 324 nebengeschlossen sind, ist zwischen den Ausgang 326 und den Sum­ mierpunkt 300 geschaltet, um das Ausgangssignal des Ver­ stärkers 308 zu begrenzen. Mit Ausnahme des Strombegrenzers entspricht diese Schaltungsanordnung der in Fig. 1 gezeig­ ten, die den Operationsverstärker 58, den Summierpunkt 50 und die Widerstände 52 und 54 enthält.

Darüber hinaus enthält die hier beschriebene Ausführungs­ form zwei Operationsverstärker 328 und 330, die mit hoher Verstärkung betrieben werden und deren invertieren­ de Eingänge 332 und 334 mit einem Paar zweiter Summier­ punkte 336 bzw. 338 verbunden sind. Das begrenzte Ausgangs­ signal des summierenden Operationsverstärkers 308 wird an die Summierpunkte 336 und 338 über Widerstände 340 bzw. 342 angelegt. Das andere Signal, das an die zweiten Sum­ mierpunkte 336 und 338 angelegt wird, ist eine Rampen- oder linear an- oder absteigende Spannung, die mit Hilfe des Rechteckumformers 31 von Fig. 2 gebildet und an eine Klemme 344 angelegt wird. Das Rechteckausgangssignal F aus dem Rechteckumfor­ mer 31, das zu der sinusförmigen Wechselspannung L₂-L₃ synchron ist, wird an ein RC-Netzwerk angelegt, das aus einem Widerstand 346 und einem Kondensator 348 besteht, welche eine passive Integratorschaltung bilden. Demgemäß bildet die Spannung an dem Kondensator 348 eine Schwin­ gung in Form einer linear ansteigenden und abfallenden Rampe oder eines Sägezahns. Diese Schwingung wird zuerst an den Summierpunkt 338 über einen Widerstand 350 angelegt. Eine Signalinverterschaltung ist jedoch zwischen den Kon­ densator 348 und den Summierpunkt 336 geschaltet. Der In­ verter enthält einen Operationsverstärker 352, welcher einen mit dem invertierenden Eingang 356 verbundenen Ein­ gangswiderstand 354 aufweist. Ein Rückkopplungswiderstand 358 ist in eine Rückleitung von dem Ausgang 360 zu dem Eingang 356 geschaltet. Ein Summierwiderstand 362 verbindet den Ausgang 360 mit dem Summierpunkt 336.

Linear ansteigende oder abfallende Spannungen oder Säge­ zahnspannungen mit zueinander entgegengesetzten Polari­ täten werden demgemäß an die Summierpunkte 336 bzw. 338 zusammen mit dem begrenzten Spannungsausgangssignal des ersten Summierverstärkers 308 anlegt. Die Operationsver­ stärker 328 und 330, die als Verstärker mit hohem Ver­ stärkungsfaktor betrieben werden, liefern Rechteckausgangs­ signale A und B mit zueinander entgegengesetzter Polari­ tät an den Ausgängen 364 und 366 und demgemäß an den Aus­ gangsklemmen 368 und 370. Die Signale A und B schalten die Polarität an denjenigen Punkten um, an denen die summierten Signale, die an den Eingängen der Verstärker 328 und 330 anliegen, durch "0" gehen. Diese Nulldurchgangspunkte verschieben sich darüber hinaus in der Phase gegenüber der sinusför­ migen Wechselspannung L₂-L₃ in Abhängigkeit von demjenigen Ausgangssignal des Operationsverstärkers 308 vor und zu­ rück, das an dem ersten Summierpunkt 300 anliegt, welchem, wie oben erwähnt, Signale zugeführt werden, die dem Strom­ rückkopplungssignal D und dem Referenzsignal E ent­ sprechen. Die gegenseitigen Phasenbeziehungen zwischen den Rechteckausgangssignalen aus den Operationsverstärkern 328 und 330, die die Steuersignale A bzw. B umfassen, sind, wie oben erwähnt, in den Fig. 8 und 9 sowohl für die Vor­ wärtsstrombetriebsart als auch für die Rückwärtsstrombe­ triebsart gezeigt.

Es sei angemerkt, daß die Grenzen zwischen den Früh- und Spätzündpunkten der Thyristoren 124, 126 und 128, 130 die als maximaler Phasengegenwinkel bezeichnet werden, durch das Verhältnis der Amplitude des Rampen- oder Sägezahnsi­ gnals an dem Kondensator 348 und dem begrenzten Ausgangs­ signal aus dem Operationsverstärker 308 bestimmt wird. Eine Veränderung der Phasenrückgrenze ist möglich, indem die Größe des an die Summierpunkte 336 und 338 angelegten Rampensignals geändert wird. In der hier beschriebenen Ausführungsform sind diese Amplituden als auf einen vor­ bestimmten Amplitudenwert festgelegt gezeigt, sie können aber bei Bedarf variabel gemacht werden.

Die Steuerschwingungen A und B sorgen darüber hinaus für eine ständige Ansteuerung der Thyristoren 124, 126 und 128, 130 während der Periode, in der sie aufgrund der Rechteckschwingungseigenschaften der Signale A und B lei­ tend sein sollten. Das steht im Gegensatz zur Impulsan­ steuerung oder Impulsfolgeansteuerung. Die kontinuierliche Ansteuertechnik, die hier benutzt wird, gewährleistet das Thyristorleiten in Perioden, in denen es in der Wechsel­ spannung "Spannungsbrüche" geben kann.

Die Erfindung ist zwar bis hierher als ein Halbwellenfeld­ erreger sowohl für unidirektionale als auch für bidirek­ tionale Belastungsströme betrachtet worden, es kann jedoch bei Bedarf ein Vollwellenumkehrbetrieb erreicht werden, indem eine Modifizierung des in Fig. 3 gezeigten Stark­ stromkreises 11′ in den in Fig. 10 gezeigten Starkstrom­ kreis vorgenommen wird. Die Steuerschaltungsanordnung 21′ (Fig. 2) bleibt gleich. Für einen Vollwellenbetrieb ist jedoch ein zusätzlicher mittenangezapfter Transformator 372 erforderlich, dessen Primärwicklung 374 an eine Phase des Wechselstromnetzes angeschlossen ist, beispielsweise an die Leitungen L₂ und L₃, während dessen Sekundärwick­ lung 376, die eine Mittenanzapfung 378 aufweist, an die Belastung 10 angeschlossen ist, welche mit der Primärwick­ lung 18 des Sättigungstransformators 20 in Reihe liegt. Während die Vorwärtsstromthyristoren 124 und 126 in Vor- Rück-Beziehung in Reihe an die Leitungen L₂ und L₃ für den Halbwellenbetrieb angeschlossen waren, sind in einem Voll­ wellensystem, wie es in Fig. 10 gezeigt ist, die Thyristoren 124 und 126 parallel mit zueinander entgegengesetzter Po­ larität an eine Endklemme 380 der Sekundärwicklung 376 und eine gemeinsame Sammelschiene 382 angeschlossen. Für den Rückwärtsstromzustand sind die Thyristoren 128 und 130 mit zueinander entgegengesetzter Polarität an die entgegengesetzte Endklemme 384 der Sekundärwicklung 352 und an die gemeinsame Sammelschiene 382 ange­ schlossen. Ein Stromrückkehrpfad ist für beide Hälften der Sekundärwicklung durch die gemeinsame Schaltungssam­ melschiene 382 vorhanden.

Claims (11)

1. Stromversorgungseinrichtung zur Zufuhr elektrischen Stroms aus einer Wechselstromquelle zur Feldwicklung eines Elektromotors, mit einem ersten Schalter, welcher die Wech­ selstromquelle intermittierend mit der Feldwicklung verbin­ det, sowie mit einem zweiten Schalter, welcher der Feldwick­ lung zur Bildung eines Freilaufstrompfads parallelgeschaltet ist, gekennzeichnet durch

• A) eine Meßeinrichtung (17) zum Erzeugen eines Feldstrom- Istwerts, die in Reihe zur Feldwicklung (10) im Freilauf­ strompfad liegt,
• B) eine Sollwert-Vorgabeeinrichtung (42, 44, 46) zum Er­ zeugen eines Feldstrom-Sollwerts,
• C) einen Vergleicher (50; 308), der aus der Differenz zwi­ schen dem Feldstrom-Istwert und dem Feldstrom-Sollwert ein Steuersignal ableitet, sowie durch
• D) eine Steuereinrichtung (21; 21′), die anhand dieses Steuersignals die Schaltzeitpunkte der beiden Schalter (124, 128; 126, 130) um 180° versetzt einstellt.

2. Stromversorgungseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die beiden Schalter (124, 128; 126, 130) steuerbare Halbleiterschalter aufweisen.

3. Stromversorgungseinrichtung nach Anspruch 2, dadurch ge­ kennzeichnet, daß jeder der beiden Schalter aus zwei antipa­ rallel geschalteten steuerbaren Halbleiterschaltern (124, 128; 126, 130) gebildet ist.

4. Stromversorgungseinrichtung nach Anspruch 2 oder 3, da­ durch gekennzeichnet, daß die steuerbaren Halbleiterschalter Thyristoren sind.

5. Stromversorgungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßeinrichtung (17) einen Transformator (20) mit sättigbarem Kern aufweist, des­ sen eine Wicklung in Reihe zur Feldwicklung (10) im Frei­ laufstrompfad liegt.

6. Stromversorgungseinrichtung nach Anspruch 5, dadurch ge­ kennzeichnet, daß aus der anderen Wicklung des Transforma­ tors (20) ein den Feldstrom-Istwert angebendes Signal (74) ableitbar ist.

7. Stromversorgungseinrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennkeichnet, daß die Steuereinrichtung (21; 21′) Optokoppler (26; 150, 152, 154, 156) aufweist, die für die Ansteuerung der Thyristoren (124, 128; 126, 130) erzeugte Ansteuersignale galvanisch von der Steuerein­ richtung trennen.

8. Stromversorgungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der vergleicher einen die Summe des Feldstrom-Istwerts und des Feldstrom-Sollwerts erfassenden Operationsverstärker (50; 308) aufweist.

9. Stromversorgungeeinrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine jeweilige Stromfluß­ richtung wählbar ist und daß die Steuereinrichtung (21; 21′) in Abhängigkeit von der gewählten Richtung jeweils einen der beiden antiparallel geschalteten steuerbaren Gleichrich­ ter (124, 128; 126, 130) ansteuert.

10. Stromversorgungseinrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die jeweilige Stromflußrichtung mittels der Polarität eines den Feldstrom-Sollwert angebenden Si­ gnals wählbar ist.

11. Stromversorgungseinrichtung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Sperrschaltung (23, 25) vorgesehen ist, die während einer Stromfluß-Richtungs­ änderung einen Kurzschluß verhindert.