JPH07312898A - 可変速度モータの三相電気インバータとその駆動方法 - Google Patents

可変速度モータの三相電気インバータとその駆動方法

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JPH07312898A
JPH07312898A JP6117231A JP11723194A JPH07312898A JP H07312898 A JPH07312898 A JP H07312898A JP 6117231 A JP6117231 A JP 6117231A JP 11723194 A JP11723194 A JP 11723194A JP H07312898 A JPH07312898 A JP H07312898A
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Jose Escudero
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Antonio Merloni SpA
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 従来の系の難点を排除し、特にインバータに
より電気モータで発生する雑音を低減でき、実用的に静
かな運転が行え、三相電気誘導モータを可変速度で運転
できる、改良された三相電子インバータおよびその方法
を提供する。 【構成】 三相出力トランジスタ・ブリッジ１３に出力
される整流器の電圧が、導通角度を調整して電圧制御ユ
ニット１０のトライアックで制御され、出力トランジス
タは演算増幅器で構成されたレベルアダプターを介して
制御ユニット１６のマイクロプロセッサの出力に応じて
駆動される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、可変速度モータの三
相電子インバータおよびこのインバータの駆動方法に関
する。
【０００２】
【従来の技術】電子インバータは基本的にスイッチ回路
で構成されている。このスイッチ回路は交流回路と交流
負荷の間に配設され、可変周波数の交流を出力し、電気
モータを例えば種々の回転速度で駆動する。非同期モー
タは可変周波数あるいは回転速度を決める制御された周
波数で駆動される。
【０００３】このため、電子インバータは一定周波数の
電源、通常 50 Hzあるいは 60 Hzの電源を直流に変換
し、出力トランジスタをトリガして得られた直流を交流
に変換する。
【０００４】可変周波数で電気誘導モータを作動させる
市販のインバータでは、出力トランジスタのブリッジへ
の出力電圧を形成する半波整流信号がチョッパー技術、
所謂「パルス幅変調」により変調される。この技術に
は、モータで雑音を発生すると言う問題がある。この雑
音はチョッパーの相当高い案内周波数から生じるモータ
の磁歪現象による。この装置は必要な周波数の変化でイ
ンバータ回路の出力電圧を可変するためにある。
【０００５】周波数と電圧の関係を与えるために使用さ
れる他の方法は、電源電圧に直線的に依存する周波数を
与えるインバータを使用することである。そのような回
路で電圧を二倍にすると、周波数も二倍になる。
【０００６】このようなインバータはかなり複雑な回路
を有し、モータの負荷が増加すると共に一定の電圧を維
持するのに問題を有する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】それ故、この発明の課
題は、従来の系の難点を排除し、特にインバータにより
電気モータで発生する雑音を低減でき、実用的に静かな
運転が行え、三相電気誘導モータを可変速度で運転でき
る、改良された三相電子インバータおよびその方法を提
供することにある。
【０００８】この発明の他の課題は、説明したタイプの
インバータ出力に影響を与えるチョッパーへの要求を排
除し、更に可変負荷に対して一定の電圧を維持すると問
題が発生する複雑なインバータ回路への要求を除去する
電子インバータを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記の課題は、この発明
により、出力トランジスタブリッジに三つのアームを設
け、各アームが交流回路網に接続する直流電源の正端子
と負端子の間に橋絡された直列接続されたソース・ドレ
イン通路を有する一対のトランジスタを備え、各ダイオ
ードを前記ソース・ドレイン通路の両端に接続し、各ア
ームのソース・ドレイン通路の間の出力端が三相電気モ
ータの各巻線端子に接続されている、三相電気モータを
駆動する三相電子インバータを駆動する方法にあって、
(a) 前記回路網から低直流電圧を取り出し、(b) 前記低
力流電圧を用いて、制御パルスを発生し、交番極性でほ
ぼ 120°の位相差を有する矩形信号を前記巻線の両端に
巻線から巻線にわたって発生するタイミングで前記出力
トランジスタのゲートに前記制御パルスを印加し、(c)
前記パルスの発生とは別に、前記ソースから出力される
電圧レベルを制御して、前記タイミングの周波数と、前
記矩形波信号の周波数で決まる前記モータの回転速度と
の増加にほぼ直線的に前記電圧レベルを増加させる、過
程から成ることによって解決されている。
【００１０】更に、上記の課題は、この発明により、交
流回路網に接続され、正と負の端子を有する直流電源、
各アームが前記直流電源の正端子と負端子の間に橋絡さ
れた直列接続のソース・ドレイン通路を有する一対の出
力トランジスタを有する、３つのアームを備えた出力ト
ランジスタブリッジ、前記ソース・ドレイン通路の両端
に接続された各ダイオード、各アームのソース・ドレイ
ン通路の間で取り出され、三相電気モータの各巻線端子
に接続する出力端子、前記回路網から低直流電圧を導く
手段、前記制御パルスを発生させるため前記低直流電圧
を受け取り、巻線間でそれぞれ前記巻線の両端で交番極
でほぼ 120°位相が互いにずれた矩形波信号を発生する
ため、或るタイミングで前記出力トランジスタのゲート
に前記制御パルスを印加する制御手段、および、前記パ
ルスの発生とは別に駆動でき、前記ソースから出力され
る電圧レベルを制御し、前記タイミングの周波数と、前
記矩形波信号の周波数で決まる前記モータの速度との増
加と共にほぼ直線的に前記制御電圧レベルを増加させる
手段、から成る、三相電気モータを駆動する三相電子イ
ンバータによって解決されている。
【００１１】この発明による他の有利な構成は、特許請
求の範囲の従属請求項に記載されている。
【００１２】
【作用】この発明の電子インバータを使用すると、パル
ス幅 Ti が可変でき、ピーク電圧 Vi も可変できる位相
差が 120°のパルスの波が形成される。両方の値はある
種の既知の条件に応じて選択される。つまり、パルス幅
Ti は周期 Tに相当するサイクルの運転周波数で電気誘
導モータの界磁巻線の時定数の三倍以下か、あるいは同
じであり、ピーク電圧 Vi はモータの巻線に印加する電
圧に等しい。そして、最大振幅はモータと負荷に最適と
思われる出力と速度に対する正弦波の最大振幅である。
【００１３】この発明による電子インバータは、モータ
に供給される電圧の高周波成分に起因する磁歪現象なし
にモータを駆動する。この発明を用いると、制御器によ
り電圧は、出力トランジスタのブリッジの両端に接続さ
れた整流ブリッジ回路のトライアックを点弧するタイミ
ング角度で設定され、先に使用したチョッパーの高い周
波数信号の影響を受けない。出力トランジスタのゲー
ト、即ち MOSFET （酸化金属半導体電界効果トランジス
タ) あるいは IGBT （絶縁ゲートバイポーラトランジス
タ）のゲートをトリガするパルスは、整流ブリッジで出
力される電圧を制御するために使用されるのでない。逆
に、電圧の制御と出力トランジスタのトリガとの間が分
離されている。
【００１４】出力された電圧の波形はモータのどんな運
転条件下でもほぼ正弦波状であり、モータが改良された
機械的な強度で動作する。この回路装置は一般的に知ら
れているアナログおよびデジタル部品を使用するので、
コストが低減される。
【００１５】保守は簡単で、習熟度が比較的低い技術者
でも行える。出力端を有する整流器ブリッジと回路網と
の間に接続されたトライアックをトリガして電圧レベル
を制御し、フィルタコンデンサが前記整流ブリッジの両
端に接続され、この方法は更に電圧レベルを調整するた
め、トライアックのトリガ角度を可変する過程を有す
る。
【００１６】トライアックは、このトライアックのゲー
トに接続するフォトカプラを作動させてトリガされる。
出力トランジスタは、マイクロプロセッサで制御パルス
を発生させ、前記出力トランジスタに付属する各演算増
幅器に制御パルスを印加し、出力トランジスタの各ゲー
トに接続する各フォトカプラを動作させて、制御パルス
の周波数で制御される。前記フォトカプラは少なくとも
一つの演算増幅器で制御される。
【００１７】更に、この発明によれば、低電圧源は、回
路網の交流を整流し、整流器ブリッジの出力端の間に直
流電圧を形成するため前記回路網に接続された整流ブリ
ッジ、マイクロプロセッサと前記出力トランジスタのゲ
ートとを駆動させることのでき、＋ 5ボルトと＋Vcc の
電圧をそれぞれ出力するため、前記整流ブリッジの出力
端に接続された少なくとも一つの安定化抵抗とツエナー
ダイオードの回路網、前記整流ブリッジにより出力され
る電圧を濾波する各コンデンサ、で構成されている。
【００１８】この電源には、正負の端子と電源の両端に
あるコンデンサとを有する整流ブリッジイがある。この
コンデンサ間の電圧は回路手段を制御する。制御手段
は、波形を発生するマイクロプロセッサと、このマイク
ロプロセッサを出力トランジスタのゲートに接続して、
波形に合わせてモータの速度を決める周波数で出力トラ
ンジスタを飽和状態と非動作させるレベル・アダプタと
を有する。
【００１９】このレベル・アダプタはそれぞれ演算増幅
器と、個々の出力トランジスタの各ゲーートをマイクロ
プロセッサに接続し、抵抗で作動するフォトカプラとを
有する。出力トランジスタの飽和はマイクロプロセッサ
の各出力端の０論理状態に相当し、各出力トランジスタ
の非動作は各フォトカプラの非動作に相当し、マイクロ
プロセッサの出力端の１論理状態に相当する。
【００２０】
【実施例】以下、図面を参照してこの発明を好適実施例
に基づきより詳しく説明する。モータ１００は端子Ａ，
Ｂ，Ｃを有する巻線１０１，１０２，１０３（図１Ｂ）
を有する。端子Ａ，Ｂ，Ｃの間には、波形１０４，１０
５，１０６の電圧（図１Ａ）が互いに位相差 120°の関
係にして印加される。各半サイクルは、T/2 以下あるい
はそれに等しい期間 Ti の矩形波パルスで構成されてい
る。ここで Tは発生する周波数の周期である。各矩形波
の半サイクルは電圧方位 Vi を有する。
【００２１】Vi は図１Ａの波形を図１Ｂのモータの巻
線に印加して、これ等の巻線の時定数のため、各周波数
でモータを全出力で駆動させる正弦波形を形成する最大
強度の合成電流が流れる。
【００２２】図１Ａの波形を発生するため、出力トラン
ジスタのブリッジを使用する。つまり、図２に示すよう
な三相ブリッジ１０７を使用する。このブリッジは直流
電流源の正負の端子１０８，１０９に接続し、更にこの
直流電流源は回路網に接続している。ブリッジ１０７は
三つのブリッジアーム１１０，１１１と１１２を有し、
出力トランジスタ１，２，３，４，５，６の対のソース
・ドレイン回路がそれぞれ出力トランジスタの間にある
端子Ａ，ＢとＣへの出力端を有する。これ等の出力トラ
ンジスタ、通常 MOSFET あるいは IGBT のゲートは以下
に詳しく説明するような案内信号によってトリガされる
が、出力トランジスタは飽和・阻止サイクルで交互に飽
和と非動作にされ、図１Ａに示すように周期 Tの各サイ
クルに対して電圧 Va-Vb, Vb-Vc, Vc-Va、つまり端子Ａ
−Ｂ，Ｂ−ＣおよびＣ−Ａの間で測定された電圧を与え
ると理解される。ブリッジに直流電圧 Vi を供給する
と、この電圧は出力トランジスタが完全な飽和と非動作
で動作するに従い、各相の個々の半波のピーク電圧とな
る。
【００２３】電圧 Vi の源は整流ブリッジ８を有する。
このブリッジの入力側はトライアック１１３を介して交
流回路に接続している。このトライアックのゲートはト
リガ回路７によって制御される。回路網の交流波形は図
３Ｂで１１４に示してある。各サイクルの導通期間はト
リガパルス１１５の幅で決まり、全波整流ブリッジの出
力は１１６に示してあり、平滑化された直流電流は１１
７に示してある。
【００２４】図３Ａで、トリガ回路がパルス１１５をブ
リッジ８に供給する交流電圧に対して遅れφで回路７を
介してトライアック１１３のゲートに印加すると、トラ
イアックがトリガされ、回路電圧の各半サイクの一部を
通過させて整流する。従って、ブリッジ整流器８の出力
端には、図３Ｂに示すようにピーク値 Emax sinφのパ
ルス化された直流電圧が出力する。整流器ブリッジの両
端に接続されたフィルタコンデンサ９はうねり少ない出
力 Emax sinφを出力する。この出力はコンデンサ９の
静電容量と回路電圧を供給する回路の内部抵抗に依存す
る。
【００２５】入力波に対してトライアックのトリガ角度
φを 180から 90 に可変する制御器７を用いて、出力直
流電圧 Vi は 0〜 Emax の間で可変できる。図４にイン
バータのブロック図が示してあり、図５に系を回路図に
して示してある。
【００２６】図４には、１１８に回路網が示してあり、
整流器１１とその下流にあるフィルタ１２に供給する電
圧を制御器１０に出力する。この電圧は三相出力トラン
ジスタブリッジ１３の供給電圧を与える。このブリッジ
の出力トランジスタは、次いで、マイクロプロセッサ制
御ユニット１７からの信号を用いて案内ユニット１７で
トリガされる。マイクロプロセッサ制御ユニット１７に
低電圧供給が回路網１１８に接続する他の整流器１４の
下流の源源１５により与えられる。
【００２７】電圧調整器１０は図３Ａに関連んして原理
的に説明されていたトライアックを使用し、トライアッ
クの導通角度を可変して電圧の大きさを調整する。制御
ユニット１６か導かれるが、案内パルスに無関係なトラ
イアックの案内電圧は、比較器１２０に印加される。こ
こでは、案内電圧が抵抗１１を含む帰還ループ内でイン
バータあるいは整流器１１の出力電圧と比較される。誤
差信号は、負荷に関しインバータで出力される電圧の変
化を補償するように電圧調整器を調整する。
【００２８】整流器１１は、電圧調整ユニット１０のト
ライアックから供給される交流電圧を制御するためにあ
ると説明したような全波整流器である。フィルタ１２は
整流器の出力端の両端に接続するコンデンサである。
【００２９】三相トランジスタブリッジ１３は図２に関
連して説明したものであるが、出力トランジスタで構成
され、これ等のトランジスタは、制御ユニットから生じ
る飽和と非動作により、フィルタ１２のコンデンサの両
端に電圧のピーク値をもってインバータの出力端に交流
電圧を発生する。しかし、周波数とパルス期間は案内ユ
ニット１７によって決まる。
【００３０】整流器１４はフィルタコンデンサを有する
全波ブリッジであり、ブロック１５を介して制御ユニッ
トに供給する直流電圧を形成する。前記ブロック１５は
インバータの制御論理、特に制御ユニットのマイクロプ
ロセッサと低電圧レベルを必要とする他の回路に必要な
全てのレベルの直流電圧を発生する。
【００３１】制御ユニット１６自体はマイクロプロセッ
サに基礎を置き、適当な導通時間とシーケンスでユニッ
ト１３の出力トランジスタを導通・非導通にする信号シ
ーケンスを発生する。
【００３２】案内ユニット１７は制御ユニット１６で発
生する案内信号を論理レベル 0〜 5ボルトからユニット
１３のトランジスタの案内と飽和・非動作に必要なレベ
ル 0〜 Vccに調整する。
【００３３】図５の回路に関して、更に図６〜１１を参
照する。ここでは、種々の回路素子が詳しく示してあ
る。低電圧電源（図５と図６）は、参照符号１８に交流
回路網からの入力端を有する。この入力は全波整流ブリ
ッジ１９の入力端に印加され、全波整流ブリッジ１９の
出力端の両端には、コンデンサ２２と２５でそれぞれ濾
波されるような、＋ Vccと＋5 ボルトの安定化された電
圧出力を発生する各ツエナーダイオード２１と２４に直
列に抵抗２０と２３が接続されている。ダイオード２６
と２７は各電圧を分離する。
【００３４】可変電圧 Vi を発生する回路は、図５と図
７に詳しく示してあり、トライアック２８を有する。こ
のトライアック２８は、実質上、先に説明したトライア
ック１１３に相当し、回路接続器１８と参照符号２９で
示す全波整流器の間に接続されている。この整流器は先
に説明した整流器８に相当する。整流ブリッジ２９のフ
ィルタコンデンサは参照符号３２に示してある。フォト
トライアック３１はトライアック２８のゲートに対する
フォトカプラを形成し、抵抗３０に接続されている。フ
ォトトライアック３１が導通すると、トライアック２８
は抵抗３０を介して電流を受け取り、交流回路を整流器
２９に接続して、コンデンサ３２の両端に可変直流電圧
Vi を発生する。電圧 Vi の大きさは、先に説明したよ
うに、トライアックのトリガ角度φに依存する。
【００３５】可変直流電圧 Vi は、先に説明したものと
同じ 0ボルトの基準点に対して測定される。フォトトラ
イアック３１を制御する演算反転増幅器３４の入力端に
接続するコンデンサ３３は、電圧 Vccでコンデンサの静
電容量と抵抗３５の抵抗値の積に等しい時定数で充電さ
れる。通常、演算増幅器３６の出力は Vccのレベルであ
り、ダイオード３７でコンデンサ３３に対して阻止され
ている。ダイオード２６の陽極に接続されている演算増
幅器３６の入力が抵抗３８と３９で形成される分圧器に
接続する増幅器の入力電圧より低いなら、演算増幅器３
６の出力端の電圧値は、ダイオード３７を経由してコン
デンサ３３を放電して、 0ボルトになる。こうして、演
算増幅器３４の＋入力端には、図８に示す波形１２５か
ら明らかなように、0 を通過する回路電圧に同期する傾
斜が生じる。
【００３６】ボルテージフォロアーとして接続さている
演算増幅器４０は、分圧器の電圧を再現し、抵抗４１〜
４５を介して入力を加算する加算器の機能を有する。前
記抵抗４１〜４５は各ダイオード４６〜４９を経由して
インバータで発生させるべき周波数に対応するデジタル
信号をマイクロプロセッサから受け取るコネクタ５０の
端子に接続されている。
【００３７】演算増幅器３４の−入力端に接続するコン
デンサ５１には、基準電圧（演算増幅器４０の出力）と
抵抗５４と５５で構成される分圧器の出力との間の差に
比例する抵抗５２／５３の比で決まる増幅率の電圧が出
力する。
【００３８】演算増幅器３４の＋入力端では、信号が回
路電圧の零点に同期する傾斜を有する（図８の波形１２
６）。傾斜の値が反転演算増幅器の出力電圧に比例する
−入力端の値より大きい場合、演算増幅器３４の出力が
0から Vccに上昇し、フォトトライアック３１をトリガ
し、トライアック２８もトリガする。
【００３９】トライアック２８のトリガ角度φはコンデ
ンサ３２の両端の電圧増加と共に増加し、コンデンサ３
２の両端の電圧は演算増幅器４０から出力する基準値と
なる。
【００４０】図９から分かるように（図５も参照），制
御ユニットは、マイクロプロセッサ５９、水晶発振器５
９，つまり通常内部発振器によりマイクロプロセッサの
クロック発生する回路、コンデンサ５７と５８を有す
る。マイクロプロセッサ５９は、レベルアダプターによ
り、出力トランジスタを飽和／非動作にする波形を発生
する。このマイクロプロセッサはコネクタ５０と、コネ
クタの接点１と接点２〜６の間を開閉するマイクロスイ
ッチとを経由して外部と交信する。このマイクロスイッ
チはインバータを動作／非動作に切り換え、モータに対
して選択された回転速度に相当する周波数を選択する。
出力トランジスタの案内回路は図５，１０と１１に詳し
く示してある。
【００４１】出力トランジスタ１〜６と保護用のそれ等
の逆ダイオード６０〜６５は、図２に関連して説明した
インバータの三相ブリッジの典型的な構造を形成する。
ブリッジの出力端は、モータの接続部を形成するコネク
タ６６に接続されている。
【００４２】ソースが 0ボルトレベルである出力トラン
ジスタ４，５，６の案内回路はゲートを演算増幅器６
７，６８，６９の出力端に接続することによって形成さ
れる。これ等の演算増幅器の出力端は、マイクロプロセ
ッサ５９のゲートＢ（図９）に接続されている演算増幅
器の＋入力端ＰＢ1,ＰＢ2,ＰＢ3 が 0ボルトである全期
間の間 0ボルトである。何故なら、−入力端が抵抗７０
と７１で形成される分圧器に接続され、0 ボルトより高
く、5 ボルトより低いからである。これ等の状況では、
出力トランジスタはブロック条件下にある。マイクロプ
ロセッサ５９の出力端ＰＢ1,ＰＢ3,ＰＢ5 でゲートＢの
何れかが論理状態１（＋ 5ボルト）になると、演算増幅
器６７，６８と６９の対応する出力が各出力トランジス
タを飽和させる Vccに上昇する。
【００４３】ソースがインバータの出力の電圧レベルに
あり、フローテングしている出力トランジスタ１，２と
３の案内は、飽和を達成させるフォトカプラ７２，７３
と７４を使用して電圧 Vccの基準を 0ボルトから各ソー
スのレベルに移行させることによって達成される。
【００４４】フォトカプラ７２，７３，７４は、マイク
ロプロセッサ５９のゲートＢの出力ＰＢ0,ＰＢ2,ＰＢ4
が 0ボルトの論理状態になると、抵抗７５，７６，７７
によって作動する。これ等の状況では、付属する出力ト
ランジスタは飽和する。上記出力が論理レベル１（＋ 5
ボルト）であれば、フォトカプラ７２，７３，７４は作
動せず、出力トランジスタは動作しない。
【００４５】ダイオード７８，８０，８２とコンデンサ
７９，８１，８３は、各基準電圧 Vccをトランジスタ
１，２，３のソースのレベルの 0ボルトにする。トラン
ジスタ４が飽和すると、トランジスタ１が非動作し、フ
ォトカプラ７２が動作しない。トランジスタ４は導通状
態にあるので、ドレインは 0ボルトであり、電流 Ic1が
ダイオード・コンデンサ回路７８，７９を流れ、コンデ
ンサ７９を値 Vccに充電する。トランジスタ４が阻止あ
るいは非導通状態になると、コンデンサ７９はトランジ
スタ１のソースと比べて電圧値 Vccで充電される。フォ
トカプラが動作すると、コンデンサ７９の正極がトラン
ジスタ１のゲートに接続し、電圧 Vccがトランジスタ１
のゲートとソースの間に生じる。
【００４６】ダイオード７８は、トランジスタ４のドレ
インがインバータの出力の最大電圧であるとき、コンデ
ンサ７９の逆向きの充電を阻止する。ダイオード・コン
デンサ８０，８１と８２，８３はトランジスタ２，５と
３，６に対して同じように動作する。
【００４７】電流 Ic2および Ic3は、トランジスタ５お
よび６が飽和して導通状態になると、流れる。
【００４８】
【発明の効果】以上説明したように、この発明の三相電
子インバータおよびその方法を用いると、インバータに
より電気モータで発生する雑音を低減でき、実用的に静
かな運転が行え、三相電気誘導モータを可変速度で運転
できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】交番極の矩形波パルスから成り、モータの巻線
の端子に印加される互いに 120°位相のずれた三つの電
圧の波形図（Ａ）とこの波形電圧が印加される巻線の端
子を有するモータの結線図（Ｂ）である。
【図２】出力トランジスタで構成され、図１Ａの波形電
圧が得られる三相ブリッジの結線図である。
【図３】図２のブリッジを接続でき、直接可変できる電
圧を出力する回路の原理を示す回路図（Ａ）と、入力交
流電流、ブリッジのパルス化された直流出力、および出
力トランジスタのブリッジに供給される濾波された出力
を示す波形図（Ｂ）である。
【図４】この発明によるインバータのブロック図であ
る。
【図５】インバータの回路図である。
【図６】低電圧電源に含まれる図５の回路の部品の詳細
を示す回路図である。
【図７】三相出力トランジスタブリッジから供給される
一般的な電圧を発生する図５の回路の部品の相殺を示す
回路図である。
【図８】入力端での傾斜がどのように回路網の零点通過
と同期するかを示す波形図である。
【図９】出力トランジスタのトリガシーケンスを制御す
る部分を示す図５の回路の詳細図である。
【図１０】出力トランジスタと案内回路を含む図５の回
路の一部を示す回路図である。
【図１１】案内回路の詳細を示す回路図である。
【符号の説明】
１，２，３，４，５，６ 出力トランジスタ ７ トリガ回路 ８ 整流ブリッジ １１，１４ 整流器 １２ フィルタ １３ 三相出力トランジスタ １６ 制御ユニット １７ 案内ユニット １８ 回路コネクタ １９，２９ 整流器ブリッジ ２０，２３，３８，３９，４１〜４５，５２〜５５，７
０，７１，７５〜７７抵抗 ２１，２４ ツエナーダイオード ２６，２７，３７，４６〜４９，７８，８０，８２
ダイオード ２８，１１３ トライアック ３１ フォトトライアック ３２ フィルタコンデンサ ３３，５７，５８，７９，８１，８３ コンデン
サ ３４，４０，６７〜６９ 演算増幅器 ５０ コネクタ ５９ マイクロプロセッサ ７２〜７４ フォトカプラ

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 出力トランジスタブリッジに三つのアー
    ムを設け、各アームが交流回路網に接続する直流電源の
    正端子と負端子の間に橋絡された直列接続されたソース
    ・ドレイン通路を有する一対のトランジスタを備え、各
    ダイオードを前記ソース・ドレイン通路の両端に接続
    し、各アームのソース・ドレイン通路の間の出力端が三
    相電気モータの各巻線端子に接続されている、三相電気
    モータを駆動する三相電子インバータを駆動する方法に
    おいて、 (a) 前記回路網から低直流電圧を取り出し、 (b) 前記低力流電圧を用いて、制御パルスを発生し、交
    番極性でほぼ 120°の位相差を有する矩形信号を前記巻
    線の両端に巻線から巻線にわたって発生するタイミング
    で前記出力トランジスタのゲートに前記制御パルスを印
    加し、 (c) 前記パルスの発生とは別に、前記ソースから出力さ
    れる電圧レベルを制御して、前記タイミングの周波数
    と、前記矩形波信号の周波数で決まる前記モータの回転
    速度との増加にほぼ直線的に前記電圧レベルを増加させ
    る、過程から成ることを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】 前記電圧レベルは、前記回路網と前記出
    力端を有する整流器ブリッジの間に接続されたトライア
    ックをトリガして制御され、フィルタコンデンサが前記
    整流器ブリッジの両端に接続され、この方法は更に前記
    電圧レベルを調整するため前記トライアックのトリガ角
    度を可変する過程を有することを特徴とする請求項１に
    記載の方法。
  3. 【請求項３】 前記トライアックは、回路の前記トライ
    アックのゲートに接続するフォトカプラを作動させて、
    トリガされることを特徴とする請求項２に記載の方法。
  4. 【請求項４】 前記出力トランジスタはマイクロプロセ
    ッサで前記制御パルスを発生させて、前記制御パルスの
    周波数で駆動され、前記出力トランジスタに付属する各
    演算増幅器に前記制御パルスを印加し、前記出力トラン
    ジスタの各ゲートで回路の各フォトカプラを作動させ
    る、ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
  5. 【請求項５】 前記フォトカプラは少なくとも一個の演
    算増幅器で制御されることを特徴とする請求項３に記載
    の方法。
  6. 【請求項６】 交流回路網に接続され、正と負の端子を
    有する直流電源、 各アームが前記直流電源の正端子と負端子の間に橋絡さ
    れた直列接続のソース・ドレイン通路を有する一対の出
    力トランジスタを有する、３つのアームを備えた出力ト
    ランジスタブリッジ、 前記ソース・ドレイン通路の両端に接続された各ダイオ
    ード、 各アームのソース・ドレイン通路の間で取り出され、三
    相電気モータの各巻線端子に接続する出力端子、 前記回路網から低直流電圧を導く手段、 前記制御パルスを発生させるため前記低直流電圧を受け
    取り、巻線間でそれぞれ前記巻線の両端で交番極でほぼ
    120°位相が互いにずれた矩形波信号を発生するため、
    或るタイミングで前記出力トランジスタのゲートに前記
    制御パルスを印加する制御手段、および、 前記パルスの発生とは別に駆動でき、前記ソースから出
    力される電圧レベルを制御し、前記タイミングの周波数
    と、前記矩形波信号の周波数で決まる前記モータの速度
    との増加と共にほぼ直線的に前記制御電圧レベルを増加
    させる手段、から成る、三相電気モータを駆動する三相
    電子インバータ。
  7. 【請求項７】 前記低直流電圧を導く手段は、 回路網の交流を整流し、整流器ブリッジの出力端の間に
    直流電圧を形成するため前記回路網に接続された整流ブ
    リッジ、 マイクロプロセッサと前記出力トランジスタのゲートと
    を駆動させることのでき、＋ 5ボルトと＋Vcc の電圧を
    それぞれ出力するため、前記整流ブリッジの出力端に接
    続された少なくとも一つの安定化抵抗とツエナーダイオ
    ードの回路網、 前記整流ブリッジにより出力される電圧を濾波する各コ
    ンデンサ、を有することを特徴とする請求項６に記載の
    三相電子インバータ。
  8. 【請求項８】 前記パルスを別々に発生できる手段は、 前記ソースと前記回路網の間に接続されたトライアッ
    ク、 トライアックをトリガするため、前記トライアックのゲ
    ートに接続するフォトカプラ、および、 前記トライアックのトリガ角度を可変するため、前記フ
    ォトカプラに接続し、前記ソースの出力電圧を可変する
    回路手段、を有することを特徴とする請求項６に記載の
    三相電子インバータ。
  9. 【請求項９】 前記ソースは正負の端子を有する整流器
    ブリッジと前記ソースの両端にあるコンデンサと、前記
    コンデンサの間の電圧を制御する回路手段とを有するこ
    とを特徴とする請求項１に記載の三相電子インバータ。
  10. 【請求項１０】 前記制御手段は、 波形を発生するマイクロプロセッサと、 前記波形によりモータの回転速度を決める周波数で前記
    出力トランジスタを飽和と非動作にするため、前記出力
    トランジスタのゲートに前記マイクロプロセッサを接続
    するレベルアダプター、を有することを特徴とする請求
    項９に記載の三相電子インバータ。
  11. 【請求項１１】 前記レベルアダプターは、各演算増幅
    器と、個々の出力トランジスタの各ゲートを前記マイク
    ロプロセッサに接続するフォトカプラを有し、出力トラ
    ンジスタの飽和がマイクロプロセッサの各出力端の 0論
    理状態に相当し、各出力トランジスタの非動作が各フィ
    トカプラの非動作とマイクロプロセッサの出力の 1論理
    状態とに相当するように抵抗で駆動されることを特徴と
    する請求項１０に記載の三相電子インバータ。
JP6117231A 1993-05-31 1994-05-30 可変速度モータの三相電気インバータとその駆動方法 Withdrawn JPH07312898A (ja)

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