JPH0124031B2 - - Google Patents
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- JPH0124031B2 JPH0124031B2 JP55125872A JP12587280A JPH0124031B2 JP H0124031 B2 JPH0124031 B2 JP H0124031B2 JP 55125872 A JP55125872 A JP 55125872A JP 12587280 A JP12587280 A JP 12587280A JP H0124031 B2 JPH0124031 B2 JP H0124031B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/162—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
- H02M7/1623—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit
- H02M7/1626—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit with automatic control of the output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
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- H02M7/162—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、選択された所望の振幅レベルで印加
ACライン電圧からDC電圧を発生し、同時にDC
振幅についての正確な制御を妨げる好ましくない
ライン電圧の変動からDC電源を保護する制御DC
電源に関する。
ACライン電圧からDC電圧を発生し、同時にDC
振幅についての正確な制御を妨げる好ましくない
ライン電圧の変動からDC電源を保護する制御DC
電源に関する。
従来の、ACライン電圧から振幅調整可能なDC
電圧を発生する既知の装置は、その導通角が、所
望のDC振幅を維持するために制御される複数の
SCRを有するSCR整流器ブリツジから成つてい
る。ACライン電圧の半サイクルの開始とSCRの
導通への点弧との間の位相角すなわち時間遅延が
大きければ大きいほど、導通角は小さくまた整流
される交流電流も小さくなり、これにより整流器
ブリツジの出力端子間に小さいDC電圧を生ずる。
ブリツジにより駆動される負荷回路に応じて、リ
ツプル分を消去しDC電圧を平滑にするために低
域フイルタ（通常は直列のチヨークと分流コンデ
ンサからなる）により追従されるかあるいはされ
ない。例えば、DC電圧がDC電動機を駆動するな
らば、波することは必要でない。反対に、DC
電圧がインバータを附勢する時は波することが
好ましい。
電圧を発生する既知の装置は、その導通角が、所
望のDC振幅を維持するために制御される複数の
SCRを有するSCR整流器ブリツジから成つてい
る。ACライン電圧の半サイクルの開始とSCRの
導通への点弧との間の位相角すなわち時間遅延が
大きければ大きいほど、導通角は小さくまた整流
される交流電流も小さくなり、これにより整流器
ブリツジの出力端子間に小さいDC電圧を生ずる。
ブリツジにより駆動される負荷回路に応じて、リ
ツプル分を消去しDC電圧を平滑にするために低
域フイルタ（通常は直列のチヨークと分流コンデ
ンサからなる）により追従されるかあるいはされ
ない。例えば、DC電圧がDC電動機を駆動するな
らば、波することは必要でない。反対に、DC
電圧がインバータを附勢する時は波することが
好ましい。
SCRを導通状態にトリガーすることは、その
ゲートに印加されるゲートパルスにより達成さ
れ、そしてこれらゲートパルスのタイミングは
ACライン電圧の各半サイクル中傾斜波パルスを
実際の振幅と所望のDC振幅との間の差を表わす
エラー電圧に比較することにより決定される。傾
斜波パルスはACライン電圧から発生されるが、
しかし不幸にもライン電圧の変動はこれらのパル
スに有害に作用し（幅を変化させる）、ゲートパ
ルスの不適当なタイミングを生じSCRブリツジ
の誤つた動作を生じる。そのため、ACライン電
圧がその正常な振幅から偏位しその結果として
DC電圧が調整できず所望の振幅レベルに保たれ
なくなつた時には、この従来のDC電源装置の信
頼性と特性は損害を受けることになる。
ゲートに印加されるゲートパルスにより達成さ
れ、そしてこれらゲートパルスのタイミングは
ACライン電圧の各半サイクル中傾斜波パルスを
実際の振幅と所望のDC振幅との間の差を表わす
エラー電圧に比較することにより決定される。傾
斜波パルスはACライン電圧から発生されるが、
しかし不幸にもライン電圧の変動はこれらのパル
スに有害に作用し（幅を変化させる）、ゲートパ
ルスの不適当なタイミングを生じSCRブリツジ
の誤つた動作を生じる。そのため、ACライン電
圧がその正常な振幅から偏位しその結果として
DC電圧が調整できず所望の振幅レベルに保たれ
なくなつた時には、この従来のDC電源装置の信
頼性と特性は損害を受けることになる。
本発明はこれらの問題を解決し、改良された制
御DC電源を提供する。この制御DC電源は電源ラ
イン電圧の変動に無関係にし、広くライン電圧が
変動していてすらも十分に効率的であり信頼でき
る。
御DC電源を提供する。この制御DC電源は電源ラ
イン電圧の変動に無関係にし、広くライン電圧が
変動していてすらも十分に効率的であり信頼でき
る。
本発明の制御DC電源は、ACライン電圧が不要
な振幅変動の影響下にあつても印加されたACラ
イン電圧を整流しこれから所望の振幅のDC電圧
を発生する。電源は、ACライン電圧を整流し、
ACライン電圧の各半サイクル中SCRの導通角に
より決定される振幅を有するDC電圧を発生する、
少なくとも２つのSCRを有するSCR整流器ブリ
ツジを備えている。パルス発生装置はACライン
電圧に応答し、ACライン電圧の各半サイクル中
傾斜波パルスを生ずる。制御装置は、傾斜波パル
スを用いて、ACライン電圧の各半サイクルの始
めに追従する所望の位相角でSCRを導通状態に
トリガーし、これにより選択された所望の振幅レ
ベルでDC電圧を確立するために導通角を制御す
るために設けられている。終わりに、パルス発生
装置中に含まれている調整装置は、ACライン電
圧中の広い変動にもかゝわらず、傾斜波パルスに
対して一定パルス幅を維持し、これにより制御装
置をライン電圧の変動に無関係にするために設け
られている。
な振幅変動の影響下にあつても印加されたACラ
イン電圧を整流しこれから所望の振幅のDC電圧
を発生する。電源は、ACライン電圧を整流し、
ACライン電圧の各半サイクル中SCRの導通角に
より決定される振幅を有するDC電圧を発生する、
少なくとも２つのSCRを有するSCR整流器ブリ
ツジを備えている。パルス発生装置はACライン
電圧に応答し、ACライン電圧の各半サイクル中
傾斜波パルスを生ずる。制御装置は、傾斜波パル
スを用いて、ACライン電圧の各半サイクルの始
めに追従する所望の位相角でSCRを導通状態に
トリガーし、これにより選択された所望の振幅レ
ベルでDC電圧を確立するために導通角を制御す
るために設けられている。終わりに、パルス発生
装置中に含まれている調整装置は、ACライン電
圧中の広い変動にもかゝわらず、傾斜波パルスに
対して一定パルス幅を維持し、これにより制御装
置をライン電圧の変動に無関係にするために設け
られている。
新規な本発明の特徴は特に特許請求の範囲に記
載されている。別の利点及び特徴と共に、本発明
は添付図面と共に以下の説明を参照することによ
り最も良く理解される。
載されている。別の利点及び特徴と共に、本発明
は添付図面と共に以下の説明を参照することによ
り最も良く理解される。
ライン導体L1及びL2は、60ヘルツの整流周波
数で正弦波状に変化し、例えば120ボルトの定格
振幅を有する単相ACライン電圧を従来の電源に
与える。ACライン電圧の振幅は附勢される負荷
の特性に応じた適当な値をとる。SCR整流器ブ
リツジ１０は周知の構成であり、ブリツジ構造に
接続された１対のシリコン制御整流器すなわち
SCR１１及び１２と１対のダイオード１４及び
１５を有している。ライン導体L1がある極性の
半サイクル中ライン導体L2に対して正である時
にSCR１１及び１２がゲートオンされている、
つまりライン電圧の各半サイクルの少なくともあ
る部分の間導通状態にあるとすれば、電流はライ
ンL1からSCR１１、フイルタチヨーク１８、フ
イルタコンデンサ１９及びこれに分路している負
荷回路、及びダイオード１５を介してラインL2
への方向に流れる。逆極性の半サイクル中、ライ
ンL2がラインL1に対して正である時、電流はラ
インL2からSCR１２、チヨーク１８、コンデン
サ１９及び分路負荷回路、及びダイオード１４を
介してラインL1に向う方向に流れる。そのため、
正極性DC電圧は基準電位すなわち、実施例の回
路共通、ゼロボルト、の接地面に接続されたライ
ン２１に対してDCバス上に生ずる。当然、DC電
圧の振幅は各サイクル中のSCRの導通角すなわ
ち、SCRが導通状態にゲートされ次にこれが
SCRゲートドライバ２３からライン２２上を受
信したゲート電流パルスのタイミングにより決定
される各半サイクルの部分の持続時間に依存す
る。
数で正弦波状に変化し、例えば120ボルトの定格
振幅を有する単相ACライン電圧を従来の電源に
与える。ACライン電圧の振幅は附勢される負荷
の特性に応じた適当な値をとる。SCR整流器ブ
リツジ１０は周知の構成であり、ブリツジ構造に
接続された１対のシリコン制御整流器すなわち
SCR１１及び１２と１対のダイオード１４及び
１５を有している。ライン導体L1がある極性の
半サイクル中ライン導体L2に対して正である時
にSCR１１及び１２がゲートオンされている、
つまりライン電圧の各半サイクルの少なくともあ
る部分の間導通状態にあるとすれば、電流はライ
ンL1からSCR１１、フイルタチヨーク１８、フ
イルタコンデンサ１９及びこれに分路している負
荷回路、及びダイオード１５を介してラインL2
への方向に流れる。逆極性の半サイクル中、ライ
ンL2がラインL1に対して正である時、電流はラ
インL2からSCR１２、チヨーク１８、コンデン
サ１９及び分路負荷回路、及びダイオード１４を
介してラインL1に向う方向に流れる。そのため、
正極性DC電圧は基準電位すなわち、実施例の回
路共通、ゼロボルト、の接地面に接続されたライ
ン２１に対してDCバス上に生ずる。当然、DC電
圧の振幅は各サイクル中のSCRの導通角すなわ
ち、SCRが導通状態にゲートされ次にこれが
SCRゲートドライバ２３からライン２２上を受
信したゲート電流パルスのタイミングにより決定
される各半サイクルの部分の持続時間に依存す
る。
インバータ２６はDC電圧に応答し、DC電圧の
振幅に直接に比例する振幅のAC電圧を発生する。
インバータ出力電圧の周波数は電圧制御発振器２
９からライン２７上を受信したタイミングすなわ
ちゲートパルスのパルス繰り返し周波数により確
立される。この発振器２９は次にライン３１上を
受信したDCバス電圧に応答して動作する。この
発振器の周波数はDC電圧により決定され、これ
と共に直接に変化し、これによりインバータ２６
に発生されたAC電圧の周波数に対する振幅比を
ほゞ一定に維持する。インバータの出力はAC誘
導電動機３２に接続され、この電動機の回転をイ
ンバータ周波数により決定されかつ直接にこれに
比例する速度で行なう。この電動機は軸３３を回
転しある機械的負荷３４を駆動する。インバータ
出力電圧の振幅の周波数に対する一定の比を維持
するこにより、電動機３２は電動機速度に無関係
に一定トルク出力容量を有する。
振幅に直接に比例する振幅のAC電圧を発生する。
インバータ出力電圧の周波数は電圧制御発振器２
９からライン２７上を受信したタイミングすなわ
ちゲートパルスのパルス繰り返し周波数により確
立される。この発振器２９は次にライン３１上を
受信したDCバス電圧に応答して動作する。この
発振器の周波数はDC電圧により決定され、これ
と共に直接に変化し、これによりインバータ２６
に発生されたAC電圧の周波数に対する振幅比を
ほゞ一定に維持する。インバータの出力はAC誘
導電動機３２に接続され、この電動機の回転をイ
ンバータ周波数により決定されかつ直接にこれに
比例する速度で行なう。この電動機は軸３３を回
転しある機械的負荷３４を駆動する。インバータ
出力電圧の振幅の周波数に対する一定の比を維持
するこにより、電動機３２は電動機速度に無関係
に一定トルク出力容量を有する。
AC電力ライン電圧は分離され、変圧器３６に
よりステツプダウンされ、帯域フイルタ３７に印
加する振幅低減されたライン電圧を与える。この
フイルタ３７はライン電圧の基本整流周波数（実
施例では60ヘルツ）に同調される。帯域フイルタ
は基本周波数にいかなる位相シフトも生ぜずしか
し高及び低周波数共に減衰する。フイルタ３７の
出力電圧は、このようにライン導体L1及びL2間
に現われたライン電圧基本周波数の振幅低減され
たものであり、正確に位相は一致している。高周
波数ノイズを減衰する低域フイルタは、電力ライ
ン電圧基本成分に位相シフトを生じその結果とし
て本発明の動作が影響を受けるので、受け入れら
れない。そのため、フイルタ３７の出力端で発生
され60ヘルツの周波数を有する交番電圧は第２図
の波形Ａにより示されるようでありその瞬間振幅
は正弦波状に変化する。
よりステツプダウンされ、帯域フイルタ３７に印
加する振幅低減されたライン電圧を与える。この
フイルタ３７はライン電圧の基本整流周波数（実
施例では60ヘルツ）に同調される。帯域フイルタ
は基本周波数にいかなる位相シフトも生ぜずしか
し高及び低周波数共に減衰する。フイルタ３７の
出力電圧は、このようにライン導体L1及びL2間
に現われたライン電圧基本周波数の振幅低減され
たものであり、正確に位相は一致している。高周
波数ノイズを減衰する低域フイルタは、電力ライ
ン電圧基本成分に位相シフトを生じその結果とし
て本発明の動作が影響を受けるので、受け入れら
れない。そのため、フイルタ３７の出力端で発生
され60ヘルツの周波数を有する交番電圧は第２図
の波形Ａにより示されるようでありその瞬間振幅
は正弦波状に変化する。
集積回路増幅器３８はいかなる増幅も生ぜずに
波形Ａの正弦波電圧の位相を反転し、ダイオード
３９及び４１はフイルタ３７及び増幅器３８の出
力端の電圧を整流しこれら２つのダイオードの接
続点に、コンパレータとして機能する集積回路増
幅器４２の非反転入力すなわち（＋）入力端子に
印加する全波整流波形Ｂを発生する。波形Ｂの最
低瞬間振幅に対し幾分正の振幅レベルにあるDC
基準電圧がライン４３上を増幅器の反転入力すな
わち（−）入力端子に印加される。
波形Ａの正弦波電圧の位相を反転し、ダイオード
３９及び４１はフイルタ３７及び増幅器３８の出
力端の電圧を整流しこれら２つのダイオードの接
続点に、コンパレータとして機能する集積回路増
幅器４２の非反転入力すなわち（＋）入力端子に
印加する全波整流波形Ｂを発生する。波形Ｂの最
低瞬間振幅に対し幾分正の振幅レベルにあるDC
基準電圧がライン４３上を増幅器の反転入力すな
わち（−）入力端子に印加される。
前記最低瞬間振幅はACライン電圧がゼロ軸と
交差する時に各半サイクルの始端及び終端で発生
する。コンパレータ４２への入力電圧のこのよう
な関係で、このコンパレータの出力電圧は、（＋）
入力の電圧が（−）入力の電圧より大きい（すな
わち、（−）入力の電圧に対して正である）時相
対的に高レベルに確立され、（＋）入力の電圧が
（−）入力の電圧より小さい（すなわち、（−）入
力の電圧に対して負である）時相対的に低レベル
に確立される。そのため、コンパレータの出力電
圧（波形Ｃ）は、ACライン電圧がゼロ軸と交差
し新しい半サイクルが始まつた後直ちに低振幅レ
ベルから高振幅レベルに急激に切り換わり、次に
まさにライン電圧がその半サイクルを完了する前
に低振幅レベルに急激に戻る。そのため、矩形波
波形Ｃ中の各正パルス成分はACライン電圧の全
半サイクルにわたつて伸びほゞこれに等しいパル
ス幅を有している。各正パルス成分の前縁は半サ
イクルの始端に直ちに追従し、後縁は半サイクル
の完了前に直ちに生ずる。
交差する時に各半サイクルの始端及び終端で発生
する。コンパレータ４２への入力電圧のこのよう
な関係で、このコンパレータの出力電圧は、（＋）
入力の電圧が（−）入力の電圧より大きい（すな
わち、（−）入力の電圧に対して正である）時相
対的に高レベルに確立され、（＋）入力の電圧が
（−）入力の電圧より小さい（すなわち、（−）入
力の電圧に対して負である）時相対的に低レベル
に確立される。そのため、コンパレータの出力電
圧（波形Ｃ）は、ACライン電圧がゼロ軸と交差
し新しい半サイクルが始まつた後直ちに低振幅レ
ベルから高振幅レベルに急激に切り換わり、次に
まさにライン電圧がその半サイクルを完了する前
に低振幅レベルに急激に戻る。そのため、矩形波
波形Ｃ中の各正パルス成分はACライン電圧の全
半サイクルにわたつて伸びほゞこれに等しいパル
ス幅を有している。各正パルス成分の前縁は半サ
イクルの始端に直ちに追従し、後縁は半サイクル
の完了前に直ちに生ずる。
コンパレータ４２の（＋）入力に印加された電
圧がライン電圧から得られるので、その振幅はラ
イン電圧が変化する時はいつでも変化する。本発
明がなければ、ライン電圧の変動はコンパレータ
を悪いタイミングで出力レベルに切り換え、波形
Ｃの正パルス成分に対して異なつたパルス幅をも
たらす。DC電源の正確なかつ信頼性のある性能
はこれらのパルス成分が一定パルス幅を有するこ
とを要求する。
圧がライン電圧から得られるので、その振幅はラ
イン電圧が変化する時はいつでも変化する。本発
明がなければ、ライン電圧の変動はコンパレータ
を悪いタイミングで出力レベルに切り換え、波形
Ｃの正パルス成分に対して異なつたパルス幅をも
たらす。DC電源の正確なかつ信頼性のある性能
はこれらのパルス成分が一定パルス幅を有するこ
とを要求する。
これは本発明によりコンパレータ４２の（−）
入力に適合型のDC基準電圧を与えることによつ
て実行される。ダイオード４４、コンデンサ４
５，４６及び抵抗４７，４８は整流器―フイルタ
回路を形成し、波形Ｂの全波整流、低域振幅のラ
イン電圧を、ライン４３上にACライン電圧の振
幅に直接に比例する振幅をするDC基準電圧に変
換する。コンパレータ４２の（−）入力端子にお
けるこのような適合型のDC基準電圧によつて、
波形Ｂの電圧振幅が（ライン電圧の変動のため
に）変化する時はいつでも、DC基準電圧が同じ
向きすなわち方向に変化する。言い換えると、コ
ンパレータ４２の入力に印加された両電圧は直接
にライン電圧振幅に比例する。ライン電圧が減少
する時は、例えば、コンパレータの（＋）入力端
子の波形Ｂ電圧及び（−）入力端子の適合DC電
圧は共に低下する。そのため、コンパレータは各
半サイクルで２度切り換わり、波形Ｃの各正パル
ス成分がライン電圧振幅に関係なく全く同じ幅を
有するようにする。
入力に適合型のDC基準電圧を与えることによつ
て実行される。ダイオード４４、コンデンサ４
５，４６及び抵抗４７，４８は整流器―フイルタ
回路を形成し、波形Ｂの全波整流、低域振幅のラ
イン電圧を、ライン４３上にACライン電圧の振
幅に直接に比例する振幅をするDC基準電圧に変
換する。コンパレータ４２の（−）入力端子にお
けるこのような適合型のDC基準電圧によつて、
波形Ｂの電圧振幅が（ライン電圧の変動のため
に）変化する時はいつでも、DC基準電圧が同じ
向きすなわち方向に変化する。言い換えると、コ
ンパレータ４２の入力に印加された両電圧は直接
にライン電圧振幅に比例する。ライン電圧が減少
する時は、例えば、コンパレータの（＋）入力端
子の波形Ｂ電圧及び（−）入力端子の適合DC電
圧は共に低下する。そのため、コンパレータは各
半サイクルで２度切り換わり、波形Ｃの各正パル
ス成分がライン電圧振幅に関係なく全く同じ幅を
有するようにする。
波形Ｃの各パルス成分は、PNPトランジスタ
５１及び関連回路要素から成るパルス整形回路に
より同じ幅の傾斜波パルス（波形Ｄ）に変換され
る。詳細には、波形Ｃの矩形波電圧信号はトラン
ジスタ５１のベースに印加されこのトランジスタ
を交互に飽和としや断との間に駆動する。正パル
ス成分はこのトランジスタをしや断し、負パルス
成分はこのトランジスタを飽和に駆動し極めて低
いインピーダンスがエミツタとコレクタとの間に
存在するように導通状態にする。トランジスタ５
１がオフにされた時、コンデンサ５２は抵抗５３
を介して例えば−15ボルトDCである電圧−Ｖに
向つて下方に（コンデンサの下側を見ながら）効
率的に充電される。そのため、波形Ｃの各正パル
ス中、回路接続点５４の電圧は線形に減少し、波
形Ｄにより示されるように傾斜波を形成する。各
正パルスの終端で、トランジスタ５１は負パルス
により飽和に駆動され、これに応じてコンデンサ
５２はエミツタ―コレクタ導通径路を介して瞬間
的に放電しこの傾斜波を終端する。そのため、回
路接続点５４の電圧は、このトランジスタのエミ
ツタ及びコレクタがここで効果的に一緒に結合さ
れるので急激にＶ＋（すなわち、Ｖ−が−15ボル
トDCならば＋15ボルトDC）に変化する。波形Ｄ
に示されたように、回路接続点５４は波形Ｃの各
負パルス中Ｖ＋にとどまる。
５１及び関連回路要素から成るパルス整形回路に
より同じ幅の傾斜波パルス（波形Ｄ）に変換され
る。詳細には、波形Ｃの矩形波電圧信号はトラン
ジスタ５１のベースに印加されこのトランジスタ
を交互に飽和としや断との間に駆動する。正パル
ス成分はこのトランジスタをしや断し、負パルス
成分はこのトランジスタを飽和に駆動し極めて低
いインピーダンスがエミツタとコレクタとの間に
存在するように導通状態にする。トランジスタ５
１がオフにされた時、コンデンサ５２は抵抗５３
を介して例えば−15ボルトDCである電圧−Ｖに
向つて下方に（コンデンサの下側を見ながら）効
率的に充電される。そのため、波形Ｃの各正パル
ス中、回路接続点５４の電圧は線形に減少し、波
形Ｄにより示されるように傾斜波を形成する。各
正パルスの終端で、トランジスタ５１は負パルス
により飽和に駆動され、これに応じてコンデンサ
５２はエミツタ―コレクタ導通径路を介して瞬間
的に放電しこの傾斜波を終端する。そのため、回
路接続点５４の電圧は、このトランジスタのエミ
ツタ及びコレクタがここで効果的に一緒に結合さ
れるので急激にＶ＋（すなわち、Ｖ−が−15ボル
トDCならば＋15ボルトDC）に変化する。波形Ｄ
に示されたように、回路接続点５４は波形Ｃの各
負パルス中Ｖ＋にとどまる。
波形Ｃの正パルスを一定パルス幅に常に維持す
ることにより、波形Ｄの各傾斜パルスの幅はたと
えライン導体L1及びL2間のACライン電圧におけ
る広い変動があつても一定である。
ることにより、波形Ｄの各傾斜パルスの幅はたと
えライン導体L1及びL2間のACライン電圧におけ
る広い変動があつても一定である。
波形Ｄの傾斜波パルスは、SCR整流器ブリツ
ジ１０により発生されたDC電圧を選択された所
望の振幅レベルに確立するためにSCR１１及び
１２の動作を制御するために用いられる。ブリツ
ジ１０からのDC電圧はDCバス及びライン３１を
介して、加算増幅器として作用する集積回路増幅
器５６の反転入力すなわち（−）入力に供給さ
れ、一方、固定抵抗５７と可変抵抗５８の接続点
に設けられたDC基準電圧は増幅器の非反転入力
すなわち（＋）入力に供給される。明らかにされ
るように、DCバス上のDC電圧の振幅及び結果的
にインバータ出力電圧の振幅及び周波数は可変抵
抗５８の設定により決定される。その故に、この
抵抗は電動機３２への速度調整制御を構成し、図
面中にそのように表示されている。実際に、加算
増幅器５６の（＋）入力の電圧が加算され、一
方、（−）入力電圧は減算される。その結果とし
て、増幅器５６の出力は、所望のDC振幅（（＋）
入力電圧により示されている）とDC電圧の実際
の振幅（（−）入力電圧により示されている）と
の間の差の関数として変化するエラー電圧を与え
る。
ジ１０により発生されたDC電圧を選択された所
望の振幅レベルに確立するためにSCR１１及び
１２の動作を制御するために用いられる。ブリツ
ジ１０からのDC電圧はDCバス及びライン３１を
介して、加算増幅器として作用する集積回路増幅
器５６の反転入力すなわち（−）入力に供給さ
れ、一方、固定抵抗５７と可変抵抗５８の接続点
に設けられたDC基準電圧は増幅器の非反転入力
すなわち（＋）入力に供給される。明らかにされ
るように、DCバス上のDC電圧の振幅及び結果的
にインバータ出力電圧の振幅及び周波数は可変抵
抗５８の設定により決定される。その故に、この
抵抗は電動機３２への速度調整制御を構成し、図
面中にそのように表示されている。実際に、加算
増幅器５６の（＋）入力の電圧が加算され、一
方、（−）入力電圧は減算される。その結果とし
て、増幅器５６の出力は、所望のDC振幅（（＋）
入力電圧により示されている）とDC電圧の実際
の振幅（（−）入力電圧により示されている）と
の間の差の関数として変化するエラー電圧を与え
る。
コンパレータとして動作する集積回路増幅器６
１は非反転すなわち（＋）入力にエラー電圧を、
反転すなわち（−）入力に傾斜波波形Ｄを受信す
る。エラー電圧の振幅レベルは、任意の時間にそ
れがどこにあるか無関係に、常に傾斜波パルスに
よりカバーされる振幅レンジ内のあるところにあ
る。傾斜電圧がちようど減少し始めた時にはライ
ン電圧の半サイクルの始端で、コンパレータ６１
の（−）入力の電圧はコンパレータの（＋）入力
の電圧より大きく（すなわち正であり）、波形Ｅ
により示されるような比較的低レベル出力電圧を
もたらす。しかし、各半サイクル中のある点で、
傾斜波電圧はエラー電圧より下に低下し、コンパ
レータ６１は急激に低レベルから傾斜波の終端ま
でとどまる高レベル出力電圧まで切り換わり、こ
れによりコンパレータは低レベル出力電圧に戻
る。例示のために、波形Ｅは、エラー電圧が約
50゜から180゜半サイクルまで正パルスの開始を遅
延する適当な振幅にある時動作条件を示すために
描かれている。波形Ｅの信号はSCRゲートドラ
イバ２３の動作を制御し、このドライバ２３は次
にSCR１１及び１２を導通状態に点弧する適当
なタイミングのゲート電流パルスを発生する。ゲ
ートパルスは波形Ｅの正パルスの前縁に応答して
発生される。
１は非反転すなわち（＋）入力にエラー電圧を、
反転すなわち（−）入力に傾斜波波形Ｄを受信す
る。エラー電圧の振幅レベルは、任意の時間にそ
れがどこにあるか無関係に、常に傾斜波パルスに
よりカバーされる振幅レンジ内のあるところにあ
る。傾斜電圧がちようど減少し始めた時にはライ
ン電圧の半サイクルの始端で、コンパレータ６１
の（−）入力の電圧はコンパレータの（＋）入力
の電圧より大きく（すなわち正であり）、波形Ｅ
により示されるような比較的低レベル出力電圧を
もたらす。しかし、各半サイクル中のある点で、
傾斜波電圧はエラー電圧より下に低下し、コンパ
レータ６１は急激に低レベルから傾斜波の終端ま
でとどまる高レベル出力電圧まで切り換わり、こ
れによりコンパレータは低レベル出力電圧に戻
る。例示のために、波形Ｅは、エラー電圧が約
50゜から180゜半サイクルまで正パルスの開始を遅
延する適当な振幅にある時動作条件を示すために
描かれている。波形Ｅの信号はSCRゲートドラ
イバ２３の動作を制御し、このドライバ２３は次
にSCR１１及び１２を導通状態に点弧する適当
なタイミングのゲート電流パルスを発生する。ゲ
ートパルスは波形Ｅの正パルスの前縁に応答して
発生される。
速度調整抵抗５８の設定に応じて、ライン２２
上のゲートパルスのタイミングは、ブリツジ１０
により発生されたDC電圧が選択された所望の速
度で電動機３２を駆動する必要な振幅を有するよ
うに自動的に調整される。DC振幅が例えば必要
なレベルから増加する傾向にあると、エラー電圧
は減少し、波形Ｅの正パルスが各半サイクル中後
の時刻に開始するようにさせ、これにより正しい
振幅レベルが再確立されるまでDCバス上のDC電
圧をより低くするより大きい位相角でSCRを導
通状態にトリガーする。より大きい電動機速度が
望まれたとすると、速度調整抵抗５８はエラー電
圧が増加するように調整され、これにより波形Ｅ
の正パルスの前縁を進め、新しい所望の速度で電
動機３２を駆動するのに必要なレベルまでDCバ
スを上昇するのに十分なようにSCRの導通間隔
を増加する。
上のゲートパルスのタイミングは、ブリツジ１０
により発生されたDC電圧が選択された所望の速
度で電動機３２を駆動する必要な振幅を有するよ
うに自動的に調整される。DC振幅が例えば必要
なレベルから増加する傾向にあると、エラー電圧
は減少し、波形Ｅの正パルスが各半サイクル中後
の時刻に開始するようにさせ、これにより正しい
振幅レベルが再確立されるまでDCバス上のDC電
圧をより低くするより大きい位相角でSCRを導
通状態にトリガーする。より大きい電動機速度が
望まれたとすると、速度調整抵抗５８はエラー電
圧が増加するように調整され、これにより波形Ｅ
の正パルスの前縁を進め、新しい所望の速度で電
動機３２を駆動するのに必要なレベルまでDCバ
スを上昇するのに十分なようにSCRの導通間隔
を増加する。
従つて、本発明は、所望のDC振幅が常に電力
ライン電圧変動に無関係に維持されるようにDC
電源の動作を制御する新しい装置を提供する。顕
著な特徴は、コンパレータ４２の（−）入力に適
合DC基準電圧を与え、回路接続点５４に発生さ
れた傾斜波パルスがACライン電圧中の広い変動
にもかゝわらず常に一定パルス幅を有するように
このコンパレータの動作を調整する際に存在す
る。このように、DC電源についての制御装置は、
ライン電圧変動に無関係にするようにされ、これ
により信頼性及び特性を増大し電源により発生さ
れたDC電圧の振幅に対して精確な制御を保証す
る。
ライン電圧変動に無関係に維持されるようにDC
電源の動作を制御する新しい装置を提供する。顕
著な特徴は、コンパレータ４２の（−）入力に適
合DC基準電圧を与え、回路接続点５４に発生さ
れた傾斜波パルスがACライン電圧中の広い変動
にもかゝわらず常に一定パルス幅を有するように
このコンパレータの動作を調整する際に存在す
る。このように、DC電源についての制御装置は、
ライン電圧変動に無関係にするようにされ、これ
により信頼性及び特性を増大し電源により発生さ
れたDC電圧の振幅に対して精確な制御を保証す
る。
第１図は本発明の制御DC電源の回路図、第２
図は回路における各電圧信号波形を示す図であ
る。 １０：SCR整流器ブリツジ、２３：SCRゲー
トドライバ、２６：インバータ、２９：電圧制御
発振器、３２：AC誘導電動機、３４：負荷、３
７：帯域フイルタ、３８：増幅器、４２，６１：
コンパレータ、５６：加算増幅器。
図は回路における各電圧信号波形を示す図であ
る。 １０：SCR整流器ブリツジ、２３：SCRゲー
トドライバ、２６：インバータ、２９：電圧制御
発振器、３２：AC誘導電動機、３４：負荷、３
７：帯域フイルタ、３８：増幅器、４２，６１：
コンパレータ、５６：加算増幅器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 不要な振巾変動を受けるACライン電圧を整
流して、所望の振巾のDC電圧を発生するための
制御DC電源において、 前記ACライン電圧を整流して、該ACライン電
圧の各半サイクルの期間の導通角によつて決定さ
れる大きさのDC電圧を出力する少なくとも２個
のSCRを有するSCR整流器ブリツジと、 前記ACライン電圧に応答して、該ACライン電
圧の各半サイクルの期間に傾斜波パルスを発生す
るパルス発生装置と、 前記傾斜波パルスを用いて、前記SCRを前記
ACライン電圧の各半サイクルの開始後に所望の
位相角で導通状態とし、選択された所望の振巾レ
ベルのDC電圧を確立するための導通角を制御す
る制御装置と、 を含み、前記パルス発生装置が、全波整流され振
巾低減されたライン電圧を出力する全波整流回路
と、前記の整流されたライン電圧を前記ACライ
ン電圧の振巾に直接比例する大きさを有するDC
基準電圧に変換する整流器フイルタ回路を有する
調整装置と、前記の全波整流され振巾低減された
ライン電圧と前記DC基準電圧とを比較して、各
半サイクルの開始直後に前縁を持ち各半サイクル
の終了の直前に後縁を持つ一定巾のパルス成分を
各半サイクルの期間に発生する比較器と、前記パ
ルス成分に基づいて、該パルス成分と同じ巾を有
する傾斜波パルスを該パルス成分と時間的に一致
させて出力する手段とを含むことを特徴とする制
御DC電源。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/075,307 US4315305A (en) | 1979-09-12 | 1979-09-12 | Controlled D-C power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5683269A JPS5683269A (en) | 1981-07-07 |
| JPH0124031B2 true JPH0124031B2 (ja) | 1989-05-09 |
Family
ID=22124854
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12587280A Granted JPS5683269A (en) | 1979-09-12 | 1980-09-10 | Controlled dc power source |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4315305A (ja) |
| JP (1) | JPS5683269A (ja) |
| CA (1) | CA1158718A (ja) |
| DE (1) | DE3032289C2 (ja) |
| ES (1) | ES8105901A1 (ja) |
| FR (1) | FR2465362A1 (ja) |
| GB (1) | GB2059194B (ja) |
Families Citing this family (32)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2497422B1 (fr) * | 1980-12-30 | 1986-04-11 | Bull Sa | Disposittif de commande des moyens de regulation dans un convertisseur electrique alternatif continu de forte puissance |
| FR2499333A1 (fr) * | 1981-02-04 | 1982-08-06 | Cii Honeywell Bull | Dispositif automatique de compensation des variations de tension du secteur alternatif polyphase applique a un convertisseur alternatif continu |
| US4376968A (en) * | 1981-02-13 | 1983-03-15 | Borg-Warner Corporation | Protection system for immunizing an inverter system against A-C line voltage disturbances |
| US4600875A (en) * | 1981-02-17 | 1986-07-15 | Tii Corporation | Power supplies with latch-up prevention and automatic back-up |
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| US4499534A (en) * | 1982-10-12 | 1985-02-12 | Borg-Warner Corporation | Control system for controlling an SCR network to regulate three-phase A-C power flow |
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| JPH0638711B2 (ja) * | 1986-03-28 | 1994-05-18 | 三菱電機株式会社 | インバ−タ用直流電源装置 |
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-
1979
- 1979-09-12 US US06/075,307 patent/US4315305A/en not_active Expired - Lifetime
-
1980
- 1980-08-19 CA CA000358526A patent/CA1158718A/en not_active Expired
- 1980-08-27 DE DE3032289A patent/DE3032289C2/de not_active Expired
- 1980-09-10 JP JP12587280A patent/JPS5683269A/ja active Granted
- 1980-09-10 GB GB8029249A patent/GB2059194B/en not_active Expired
- 1980-09-10 ES ES494911A patent/ES8105901A1/es not_active Expired
- 1980-09-11 FR FR8019681A patent/FR2465362A1/fr active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS519365A (ja) * | 1974-07-12 | 1976-01-26 | Taiyo Tomuko Kk | Seigyoparusuhatsuseikairo |
| JPS534822A (en) * | 1976-07-01 | 1978-01-17 | Mitsubishi Electric Corp | Control circuit for thyristor rectifier |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ES494911A0 (es) | 1981-06-01 |
| US4315305A (en) | 1982-02-09 |
| DE3032289A1 (de) | 1981-04-02 |
| FR2465362B1 (ja) | 1983-12-09 |
| GB2059194A (en) | 1981-04-15 |
| GB2059194B (en) | 1983-06-02 |
| DE3032289C2 (de) | 1985-10-03 |
| ES8105901A1 (es) | 1981-06-01 |
| CA1158718A (en) | 1983-12-13 |
| FR2465362A1 (fr) | 1981-03-20 |
| JPS5683269A (en) | 1981-07-07 |
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