JPS642040B2 - - Google Patents
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- JPS642040B2 JPS642040B2 JP56000023A JP2381A JPS642040B2 JP S642040 B2 JPS642040 B2 JP S642040B2 JP 56000023 A JP56000023 A JP 56000023A JP 2381 A JP2381 A JP 2381A JP S642040 B2 JPS642040 B2 JP S642040B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- zero
- switching element
- control
- Prior art date
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 15
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 14
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 12
- 238000002955 isolation Methods 0.000 claims description 5
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 11
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、モータ制御回路に係り、特に、その
構成が簡単で、かつ、突入電流およびノイズの低
減を図るのに好適な回路構成としたモータ制御回
路に関するものである。
構成が簡単で、かつ、突入電流およびノイズの低
減を図るのに好適な回路構成としたモータ制御回
路に関するものである。
従来のインバータモータの制御方法は、一般に
周波数とともに電圧を変えて、その周波数と電圧
の比V/fを一定とする理想的な運転モードとす
るため、モータ駆動信号パルスをパルス幅変調を
行なつたり(PWM方式という。)、あるいは、交
流―直流変換にサイリスタを用いて位相制御を
し、電圧制御を行なつたり、さらには、第1,2
図に示すごとき制御を行なつていた。
周波数とともに電圧を変えて、その周波数と電圧
の比V/fを一定とする理想的な運転モードとす
るため、モータ駆動信号パルスをパルス幅変調を
行なつたり(PWM方式という。)、あるいは、交
流―直流変換にサイリスタを用いて位相制御を
し、電圧制御を行なつたり、さらには、第1,2
図に示すごとき制御を行なつていた。
すなわち、第1図は、従来の倍電圧制御方式の
インバータ制御回路であり、第2図は、その動作
タイムチヤート図である。
インバータ制御回路であり、第2図は、その動作
タイムチヤート図である。
この第1図に示すものにおいては、交流―直流
変換回路1を、整流素子としてダイオード11〜
14を用いた交流を直流に変換する全波整流回路
と、電流制御抵抗器15と平滑コンデンサ16,
17とよりなる平滑回路と、上記の全波整流回路
の交流入力部の一端と平滑コンデンサ16,17
の中点(接続点)との間に接続した交流スイツチ
ング素子、たとえばトライアツク18と、このト
ラアツク18を制御する交流スイツチ点弧回路1
9とより構成したものである。
変換回路1を、整流素子としてダイオード11〜
14を用いた交流を直流に変換する全波整流回路
と、電流制御抵抗器15と平滑コンデンサ16,
17とよりなる平滑回路と、上記の全波整流回路
の交流入力部の一端と平滑コンデンサ16,17
の中点(接続点)との間に接続した交流スイツチ
ング素子、たとえばトライアツク18と、このト
ラアツク18を制御する交流スイツチ点弧回路1
9とより構成したものである。
また、上記の交流スイツチ点弧回路19は、次
のように構成されたものである。
のように構成されたものである。
すなわち、モータ駆動用トランジスタ21〜2
6をそれぞれオン・オフ制御すべき3相タイミン
グ信号を発生する方形波信号発生回路40を、あ
らかじめ決められた周波数以上でトランジスタ2
1〜26を動作させた場合には倍圧指令信号Gを
出力するように構成しておいて、この倍圧指令信
号Gでオンするトランジスタ19aと抵抗器19
b〜19dとで構成するようにしたものである。
6をそれぞれオン・オフ制御すべき3相タイミン
グ信号を発生する方形波信号発生回路40を、あ
らかじめ決められた周波数以上でトランジスタ2
1〜26を動作させた場合には倍圧指令信号Gを
出力するように構成しておいて、この倍圧指令信
号Gでオンするトランジスタ19aと抵抗器19
b〜19dとで構成するようにしたものである。
そして、交流―直流変換回路1からの直流をモ
ータ駆動用トランジスタ21〜26で、インバー
タモータ30を駆動する可変周波数3相電源を作
り、インバータモータ30を駆動するようにして
いるものである。
ータ駆動用トランジスタ21〜26で、インバー
タモータ30を駆動する可変周波数3相電源を作
り、インバータモータ30を駆動するようにして
いるものである。
上記の構成において、第2図のaは、方形波信
号発生回路40より発生される運転周波数信号、
bは、方形波信号発生回路40からトランジスタ
19aに与える、ある一定周波数以上になつたこ
とを知なせる上述の倍圧指令信号Gであり、また
cは、交流―直流変換回路1から出力される直流
を示すものである。
号発生回路40より発生される運転周波数信号、
bは、方形波信号発生回路40からトランジスタ
19aに与える、ある一定周波数以上になつたこ
とを知なせる上述の倍圧指令信号Gであり、また
cは、交流―直流変換回路1から出力される直流
を示すものである。
ところで、さきに述べた各方法において、まず
PWM方式を用いた電圧制御方式では、スイツチ
ング回数増加にともなつて、トランジスタのスイ
ツチングロスが増大し、また、モータ駆動電流波
形のひずみ率増加によるノイズ増加がある欠点を
有するものであり、またサイリスタによる位相制
御方式では、交流―直流変換回路に大容量のチヨ
ークコイルが必要になるばかりでなく、その回路
構成が複雑となり高価なものになるという欠点を
有するものである。
PWM方式を用いた電圧制御方式では、スイツチ
ング回数増加にともなつて、トランジスタのスイ
ツチングロスが増大し、また、モータ駆動電流波
形のひずみ率増加によるノイズ増加がある欠点を
有するものであり、またサイリスタによる位相制
御方式では、交流―直流変換回路に大容量のチヨ
ークコイルが必要になるばかりでなく、その回路
構成が複雑となり高価なものになるという欠点を
有するものである。
さらに、上記の第1図に示す倍電圧方式では、
倍圧指令信号Gが交流電圧と同期しておらず、第
2図のcに示すように、交流電圧の波高値附近で
倍圧指令信号Gが印加されると、直流電圧が急し
ゆんに2倍となり、大きな突入電流,スイツチン
グノイズの増加、を生ずるといおう欠点を有する
ものである。
倍圧指令信号Gが交流電圧と同期しておらず、第
2図のcに示すように、交流電圧の波高値附近で
倍圧指令信号Gが印加されると、直流電圧が急し
ゆんに2倍となり、大きな突入電流,スイツチン
グノイズの増加、を生ずるといおう欠点を有する
ものである。
本発明は、上記した従来技術に係るものの欠点
を無くし、その回路構成が簡単で、かつ、損失が
少ないモータ制御回路の提供を、その目的とする
ものである。
を無くし、その回路構成が簡単で、かつ、損失が
少ないモータ制御回路の提供を、その目的とする
ものである。
本発明の特徴は、交流を直流に変換する交流―
直流変換回路を、整流素子からなる全波整流回路
と、抵抗器と2個の平滑コンデンサからなる平滑
回路と、上記全波整流器の交流入力部の一端と2
個の平滑コンデンサの中点との間に接続した交流
スイツチング素子と、これの動作を制御する交流
スイツチ点弧回路と、交流入力信号よりゼロクロ
ス部分を検出するゼロクロス検出回路とにより構
成し、この交流―直流変換回路で得られた直流を
オン・オフ制御するスイツチング回路を動作させ
る方形波信号発生回路からの倍圧指令信号を、上
記の交流入力信号よりゼロクロス部分を検出する
ゼロクロス検出回路からの信号に同期させ、その
同期させた信号を介して上記交流スイツチング素
子を導通させるようにし、倍電圧直流が得られる
ようにしたモータ制御回路にあり、なお、上記信
号でもつて発振器を動作させ、絶縁トランスを介
して交流スイツチング素子を導通せしめるように
したものである。
直流変換回路を、整流素子からなる全波整流回路
と、抵抗器と2個の平滑コンデンサからなる平滑
回路と、上記全波整流器の交流入力部の一端と2
個の平滑コンデンサの中点との間に接続した交流
スイツチング素子と、これの動作を制御する交流
スイツチ点弧回路と、交流入力信号よりゼロクロ
ス部分を検出するゼロクロス検出回路とにより構
成し、この交流―直流変換回路で得られた直流を
オン・オフ制御するスイツチング回路を動作させ
る方形波信号発生回路からの倍圧指令信号を、上
記の交流入力信号よりゼロクロス部分を検出する
ゼロクロス検出回路からの信号に同期させ、その
同期させた信号を介して上記交流スイツチング素
子を導通させるようにし、倍電圧直流が得られる
ようにしたモータ制御回路にあり、なお、上記信
号でもつて発振器を動作させ、絶縁トランスを介
して交流スイツチング素子を導通せしめるように
したものである。
次に、本発明に係る実施例を第3,4図に基づ
いて説明する。
いて説明する。
ここで、第3図は、本発明の一実施例に係るイ
ンバータモータ制御回路の回路図、第4図は、そ
のゼロクロス検出回路図、第5図は、その動作タ
イムチヤート図である。
ンバータモータ制御回路の回路図、第4図は、そ
のゼロクロス検出回路図、第5図は、その動作タ
イムチヤート図である。
図で、第1図と同一符号のものは同等のものを
示し、1Aは交流―直流変換回路、19Aは交流
スイツチ点弧回路、19a1はトランジスタ、19
b1,19c1は抵抗器、19d1はコンデンサ、19
eは絶縁トランス、19fはダイオード、19g
は、制御信号発生手段に係るフリツプフロツプ、
20は発振器に係る発振回路、20a,20bは
NAND素子であり、20c,20dは抵抗器、
20eはコンデンサ、40Aは方形波信号発生回
路、50はゼロクロス検出回路、50a〜50c
は抵抗、50dはコンデンサ、50eはダイオー
ド、50fはトランジスタ、50gはNOT素子
である。
示し、1Aは交流―直流変換回路、19Aは交流
スイツチ点弧回路、19a1はトランジスタ、19
b1,19c1は抵抗器、19d1はコンデンサ、19
eは絶縁トランス、19fはダイオード、19g
は、制御信号発生手段に係るフリツプフロツプ、
20は発振器に係る発振回路、20a,20bは
NAND素子であり、20c,20dは抵抗器、
20eはコンデンサ、40Aは方形波信号発生回
路、50はゼロクロス検出回路、50a〜50c
は抵抗、50dはコンデンサ、50eはダイオー
ド、50fはトランジスタ、50gはNOT素子
である。
すなわち、本実施例に係るものにおいては、交
流―直流変換回路1Aを、整流素子に係るダイオ
ード11〜14を用いた全波整流回路と、抵抗器
に係る電流制御抵抗器15と2個の平滑コンデン
サ16,17とよりなる平滑回路と、上記の全波
整流回路の交流入力部の一端と平滑コンデンサ1
6,17の中点(接続点)との間に接続した、交
流スイツチング素子に係る、たとえばトライアツ
ク18と、このトライアツク18の動作を制御す
る交流スイツチ点弧回路19Aと、交流入力信号
よりゼロクロス部分を検出する、すなわち、交流
入力のゼロクロスするタイミングでゼロクロス信
号Z(第5図)を発生するゼロクロス検出回路5
0とにより構成したものである。
流―直流変換回路1Aを、整流素子に係るダイオ
ード11〜14を用いた全波整流回路と、抵抗器
に係る電流制御抵抗器15と2個の平滑コンデン
サ16,17とよりなる平滑回路と、上記の全波
整流回路の交流入力部の一端と平滑コンデンサ1
6,17の中点(接続点)との間に接続した、交
流スイツチング素子に係る、たとえばトライアツ
ク18と、このトライアツク18の動作を制御す
る交流スイツチ点弧回路19Aと、交流入力信号
よりゼロクロス部分を検出する、すなわち、交流
入力のゼロクロスするタイミングでゼロクロス信
号Z(第5図)を発生するゼロクロス検出回路5
0とにより構成したものである。
また、上記の交流スイツチ点弧回路19Aは、
次のように構成されたものである。
次のように構成されたものである。
すなわち、インバータモータ30駆動用のトラ
ンジスタ21〜26をそれぞれオン・オフ制御す
べき3相タイミング信号を発生する方形波信号発
生回路40Aを、あらかじめ決められた所定の周
波数以上でトランジスタ21〜26を動作させた
場合には倍圧指令信号Gを出力するように構成し
ておき、この信号Gを、上記ゼロクロス検出回路
50の出力信号であるゼロクロス信号Zに同期さ
せるフリツプフロツプ19gと、このフリツプフ
ロツプ19gの出力信号が来たときにのみ発振す
る発振回路20と、この発振回路20の出力でオ
ン・オフする、スイツチング素子に係るトランジ
スタ19a1と、その信号を上記のトライアツク1
8に伝達させる絶縁トランス19eとで、交流ス
イツチ点弧回路19Aを構成したものである。
ンジスタ21〜26をそれぞれオン・オフ制御す
べき3相タイミング信号を発生する方形波信号発
生回路40Aを、あらかじめ決められた所定の周
波数以上でトランジスタ21〜26を動作させた
場合には倍圧指令信号Gを出力するように構成し
ておき、この信号Gを、上記ゼロクロス検出回路
50の出力信号であるゼロクロス信号Zに同期さ
せるフリツプフロツプ19gと、このフリツプフ
ロツプ19gの出力信号が来たときにのみ発振す
る発振回路20と、この発振回路20の出力でオ
ン・オフする、スイツチング素子に係るトランジ
スタ19a1と、その信号を上記のトライアツク1
8に伝達させる絶縁トランス19eとで、交流ス
イツチ点弧回路19Aを構成したものである。
そして、上記の発振回路20は、NAND素子
20a,20b、抵抗器20c,20dおよびコ
ンデンサ20eとで構成されるものであつて、高
周波信号での変調用に係るものである。
20a,20b、抵抗器20c,20dおよびコ
ンデンサ20eとで構成されるものであつて、高
周波信号での変調用に係るものである。
なお、この発振回路は、上記のもののほか、同
機能を奏する他の発振回路とすることを妨げない
ものである。
機能を奏する他の発振回路とすることを妨げない
ものである。
また、方形波信号発生回路40Aからの、ある
一定周波数以上になつたことを知らせる倍圧指令
信号Gは、速度指令装置などの機械的接点、たと
えば速度指令用の可変抵抗器の接点を用いること
によつてセツトし、容易に出力させることができ
るものである。
一定周波数以上になつたことを知らせる倍圧指令
信号Gは、速度指令装置などの機械的接点、たと
えば速度指令用の可変抵抗器の接点を用いること
によつてセツトし、容易に出力させることができ
るものである。
さらに、ゼロクロス検出回路50は、第4図に
示すように構成され、交流電源より整流回路を介
して、図示の整流負入力が入力されるものであ
り、その負の入力が加わると、ダイオード50e
に−の電位が加わつて、ゼロクロスの点になる
と、ダイオード50eのカソード側に正の電圧が
かかり、これによつてトランジスタ50fがオン
し、NOT素子50gの入力側が0電位になり、
それが反転してCK端子にゼロクロス信号Zを送
出するものである。
示すように構成され、交流電源より整流回路を介
して、図示の整流負入力が入力されるものであ
り、その負の入力が加わると、ダイオード50e
に−の電位が加わつて、ゼロクロスの点になる
と、ダイオード50eのカソード側に正の電圧が
かかり、これによつてトランジスタ50fがオン
し、NOT素子50gの入力側が0電位になり、
それが反転してCK端子にゼロクロス信号Zを送
出するものである。
以上の構成からなるものの作動を、第5図をも
あわせ、次に説明する。
あわせ、次に説明する。
まず、第5図で、イは、方形波信号発生回路4
0Aより発生されるトランジスタ21〜26制御
用の3相タイミング信号、ロは、方形波信号発生
回路40Aからフリツプフロツプ19gに与え
る、ある一定の周波数以上になつたことを知らせ
る倍圧指令信号G、ハは、交流入力信号のゼロク
ロス信号Z、ニは、フリツプフロツプ19gの出
力信号F、ホは、前記出力信号Fがあつたときの
み発振する発振回路20の出力信号H、ヘは、平
滑後の交流―直流変換回路1Aの出力電圧信号で
ある。
0Aより発生されるトランジスタ21〜26制御
用の3相タイミング信号、ロは、方形波信号発生
回路40Aからフリツプフロツプ19gに与え
る、ある一定の周波数以上になつたことを知らせ
る倍圧指令信号G、ハは、交流入力信号のゼロク
ロス信号Z、ニは、フリツプフロツプ19gの出
力信号F、ホは、前記出力信号Fがあつたときの
み発振する発振回路20の出力信号H、ヘは、平
滑後の交流―直流変換回路1Aの出力電圧信号で
ある。
すなわち、方形波信号発生回路40Aより発生
される3相タイミング信号イが、あらかじめ定め
られた一定の周波数以上になると、方形波信号発
生回路40Aからは別途に、ロに係る、それを知
らせる倍圧指令信号Gがフリツプフロツプ19g
のJ端子に入力される。
される3相タイミング信号イが、あらかじめ定め
られた一定の周波数以上になると、方形波信号発
生回路40Aからは別途に、ロに係る、それを知
らせる倍圧指令信号Gがフリツプフロツプ19g
のJ端子に入力される。
一方、ゼロクロス検出回路50よりは、図示結
線の交流入力信号に係るハのゼロクロス信号Zが
フリツプフロツプ19gのCK端子に入力されて
いる。
線の交流入力信号に係るハのゼロクロス信号Zが
フリツプフロツプ19gのCK端子に入力されて
いる。
以上により、フリツプフロツプ19gは、上記
倍圧指令信号Gをゼロクロス信号Zに同期させた
ニの出力信号FをQ端子より発振回路20に入力
する。
倍圧指令信号Gをゼロクロス信号Zに同期させた
ニの出力信号FをQ端子より発振回路20に入力
する。
発振回路20は、この出力信号Fの入力があつ
たときのみ発振して、その高周波信号で変調され
たホの出力信号Hを出力し、この出力信号Hで、
スイツチング素子に係るトランジスタ19a1はオ
ン・オフし、その出力信号Hは、絶縁トランス1
9eを介して、トライアツク18を導通させるも
のである。
たときのみ発振して、その高周波信号で変調され
たホの出力信号Hを出力し、この出力信号Hで、
スイツチング素子に係るトランジスタ19a1はオ
ン・オフし、その出力信号Hは、絶縁トランス1
9eを介して、トライアツク18を導通させるも
のである。
そして、その平滑後の交流―直流変換回路1A
の出力電圧信号ヘによる、トランジスタ21〜2
6の動作によつて、インバータモータ30用の、
その所期する可変周波数3相電源が得られるもの
である。
の出力電圧信号ヘによる、トランジスタ21〜2
6の動作によつて、インバータモータ30用の、
その所期する可変周波数3相電源が得られるもの
である。
上記した実施例によれば、交流スイツチ素子に
係るトライアツク18、交流スイツチ点弧回路1
9A、平滑コンデンサ16,17、ゼロクロス検
出回路50よりなる簡単な回路で、インバータモ
ータに係るものでは不可避な高い周波数になつた
ときのドライブ電流不足を解消する電源昇圧制御
を可能にし、倍電圧直流を得るときにインバータ
モータ30への突入電流を小さくすることができ
るとともにノイズを減少させうるものであり、し
かも、低電圧制御回路の部分と高電圧パワー回路
部分を絶縁することもでき安全性も向上するもの
である。
係るトライアツク18、交流スイツチ点弧回路1
9A、平滑コンデンサ16,17、ゼロクロス検
出回路50よりなる簡単な回路で、インバータモ
ータに係るものでは不可避な高い周波数になつた
ときのドライブ電流不足を解消する電源昇圧制御
を可能にし、倍電圧直流を得るときにインバータ
モータ30への突入電流を小さくすることができ
るとともにノイズを減少させうるものであり、し
かも、低電圧制御回路の部分と高電圧パワー回路
部分を絶縁することもでき安全性も向上するもの
である。
以上に説明したところをも総合して、本発明に
よるときは、交流電圧がゼロクロスしたときに倍
電圧回路になるのでインバータモータへの突入電
流を小にし、ノイズを低減させうるモータ制御回
路を提供できるものであつて、すぐれた効果を奏
する発明ということができる。
よるときは、交流電圧がゼロクロスしたときに倍
電圧回路になるのでインバータモータへの突入電
流を小にし、ノイズを低減させうるモータ制御回
路を提供できるものであつて、すぐれた効果を奏
する発明ということができる。
第1図は、従来の倍電圧制御方式のインバータ
制御回路図、第2図は、その動作タイムチヤート
図、第3図は、本発明の一実施例に係るインバー
タモータ制御回路の回路図、第4図は、そのゼロ
クロス検出回路図、第5図は、その動作タイムチ
ヤート図である。 1A……交流―直流変換回路、11〜14,1
9f,50e……ダイオード、15……電流制御
抵抗器、16,17……平滑コンデンサ、18…
…トライアツク、19A……交流スイツチ点弧回
路、19a1,50f……トランジスタ、19b1,
19c1,20c,20d,50a〜50c……抵
抗器、19d1,20e,50d……コンデンサ、
19e……絶縁トランス、19g……フリツプフ
ロツプ、20……発振回路、20a,20b……
NAND素子、30……インバーターモータ、4
0A……方形波信号発生回路、50……ゼロクロ
ス検出回路、50g……NOT素子。
制御回路図、第2図は、その動作タイムチヤート
図、第3図は、本発明の一実施例に係るインバー
タモータ制御回路の回路図、第4図は、そのゼロ
クロス検出回路図、第5図は、その動作タイムチ
ヤート図である。 1A……交流―直流変換回路、11〜14,1
9f,50e……ダイオード、15……電流制御
抵抗器、16,17……平滑コンデンサ、18…
…トライアツク、19A……交流スイツチ点弧回
路、19a1,50f……トランジスタ、19b1,
19c1,20c,20d,50a〜50c……抵
抗器、19d1,20e,50d……コンデンサ、
19e……絶縁トランス、19g……フリツプフ
ロツプ、20……発振回路、20a,20b……
NAND素子、30……インバーターモータ、4
0A……方形波信号発生回路、50……ゼロクロ
ス検出回路、50g……NOT素子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 整流素子からなる全波整流回路と、抵抗器お
よび2個の平滑コンデンサからなる平滑回路と、
前記全波整流回路の交流入力部の一端と前記2個
の平滑コンデンサの中点との間に接続した交流ス
イツチング素子と、該交流スイツチング素子の動
作を制御するようにした交流スイツチ点弧回路
と、交流入力のゼロクロスするタイミングでゼロ
クロス信号を発生するようにしたゼロクロス検出
回路とにより構成されて交流を直流に変換する交
流―直流変換回路と、この交流―直流変換回路で
得られた直流をオン・オフ制御するようにしたス
イツチング回路と、このスイツチング回路を動作
させるタイミンング信号を発生するとともに所定
の周波数以上のタイミング信号を発生したときに
同時に倍圧指令信号を発生させるように構成した
方形波信号発生回路とよりなり、上記の交流スイ
ツチ点弧回路におけるスイツチング素子を、上記
の倍圧指令信号ならびにゼロクロス信号に同期さ
せてオンし、それにより上記交流スイツチング素
子が導通して倍電圧直流が得られるように構成し
たことを特徴とするモータ制御回路。 2 特許請求の範囲第1項記載のものにおいて、
交流スイツチング素子を駆動する手段は、制御信
号発生手段よりの制御信号を高周波信号によつて
変調し、絶縁トランスを介して駆動せしめるよう
に構成したものであるモータ制御回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56000023A JPS57113796A (en) | 1981-01-05 | 1981-01-05 | Control circuit of motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56000023A JPS57113796A (en) | 1981-01-05 | 1981-01-05 | Control circuit of motor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS57113796A JPS57113796A (en) | 1982-07-15 |
JPS642040B2 true JPS642040B2 (ja) | 1989-01-13 |
Family
ID=11462794
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP56000023A Granted JPS57113796A (en) | 1981-01-05 | 1981-01-05 | Control circuit of motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS57113796A (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61135392A (ja) * | 1984-12-03 | 1986-06-23 | Hitachi Ltd | エレベ−タ−駆動方式 |
JPS61167392A (ja) * | 1985-08-16 | 1986-07-29 | Toshiba Corp | 空気調和機のモ−タ駆動装置 |
-
1981
- 1981-01-05 JP JP56000023A patent/JPS57113796A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS57113796A (en) | 1982-07-15 |
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