JPH08331855A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH08331855A JPH08331855A JP7134246A JP13424695A JPH08331855A JP H08331855 A JPH08331855 A JP H08331855A JP 7134246 A JP7134246 A JP 7134246A JP 13424695 A JP13424695 A JP 13424695A JP H08331855 A JPH08331855 A JP H08331855A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 無効電力による波形歪を低減させる。
【構成】 インバータ装置の出力交流波形は、基準とな
る交流波形と比較され、その歪成分が検出される。歪成
分が検出されると、インバータ装置の出力側は、入力
側、すなわち直流電源側と接続されて、歪成分が直流電
源側に帰還される。 【効果】 正弦波交流出力電圧ゼロ電位近傍に発生する
波形歪が除去される。
る交流波形と比較され、その歪成分が検出される。歪成
分が検出されると、インバータ装置の出力側は、入力
側、すなわち直流電源側と接続されて、歪成分が直流電
源側に帰還される。 【効果】 正弦波交流出力電圧ゼロ電位近傍に発生する
波形歪が除去される。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は直流電圧を交流電圧に変
換する装置に利用する。特に、出力波形の歪除去技術に
関する。
換する装置に利用する。特に、出力波形の歪除去技術に
関する。
【0002】
【従来の技術】従来から知られているインバータ装置
は、例えば特開昭61−214649号公報に示される
ように、直流電圧を安定化された交流電圧に変換するこ
とを目的として用いられている。図7ないし図9を参照
して従来例の回路の動作を説明する。図7は従来例装置
のブロック構成図である。図8はパルス幅と交流出力電
圧との関係を示す図である。図9は過負荷保護回路およ
び過負荷検出状態を示す図である。従来例装置は、変成
器111、112、主スイッチ121、122、低周波
発振器110、切替制御回路113、パルス幅制御回路
114、正負切替回路115、整流回路116、過負荷
保護回路117より構成され、さらに、正負切替回路1
15は切替スイッチ151、152を具備し、整流回路
116はダイオード161、162、コンデンサ16
3、164により構成される。
は、例えば特開昭61−214649号公報に示される
ように、直流電圧を安定化された交流電圧に変換するこ
とを目的として用いられている。図7ないし図9を参照
して従来例の回路の動作を説明する。図7は従来例装置
のブロック構成図である。図8はパルス幅と交流出力電
圧との関係を示す図である。図9は過負荷保護回路およ
び過負荷検出状態を示す図である。従来例装置は、変成
器111、112、主スイッチ121、122、低周波
発振器110、切替制御回路113、パルス幅制御回路
114、正負切替回路115、整流回路116、過負荷
保護回路117より構成され、さらに、正負切替回路1
15は切替スイッチ151、152を具備し、整流回路
116はダイオード161、162、コンデンサ16
3、164により構成される。
【0003】次に、従来例の動作を説明する。パルス幅
制御回路114は、低周波発振器110の出力電圧20
0と交流出力端子Tに現れる交流出力電圧201を検出
比較し、その差分を切替制御回路113から入力する正
負切替信号204、205により、正出力用、負出力用
に分割して駆動パルス206、207のパルス幅を制御
して主スイッチ121、122に送出する。
制御回路114は、低周波発振器110の出力電圧20
0と交流出力端子Tに現れる交流出力電圧201を検出
比較し、その差分を切替制御回路113から入力する正
負切替信号204、205により、正出力用、負出力用
に分割して駆動パルス206、207のパルス幅を制御
して主スイッチ121、122に送出する。
【0004】図8に示すように、駆動パルス信号幅が小
さいときには出力電圧は低く、駆動パルス信号幅が大き
いときには出力電圧は高くなる。パルス幅制御回路11
4は、交流出力電圧201の検出値により駆動パルス信
号の幅を調整する負帰還制御を行い、交流出力電圧20
1を定電圧化する。
さいときには出力電圧は低く、駆動パルス信号幅が大き
いときには出力電圧は高くなる。パルス幅制御回路11
4は、交流出力電圧201の検出値により駆動パルス信
号の幅を調整する負帰還制御を行い、交流出力電圧20
1を定電圧化する。
【0005】正負切替回路115の切替スイッチ15
1、152は、交流出力電圧に対し正出力用および負出
力用にそれぞれ設けられた変成器111および112の
出力切替を切替制御回路113からの正負切替信号20
4または205により交流出力の半周期毎に交互に行
う。
1、152は、交流出力電圧に対し正出力用および負出
力用にそれぞれ設けられた変成器111および112の
出力切替を切替制御回路113からの正負切替信号20
4または205により交流出力の半周期毎に交互に行
う。
【0006】図9に示すように、過負荷保護回路117
は出力電流を検出し、過負荷状態により出力電流値が増
大して所定値を越えたことを検出して、過電流検出信号
202および203をパルス幅制御回路114に送出す
る。
は出力電流を検出し、過負荷状態により出力電流値が増
大して所定値を越えたことを検出して、過電流検出信号
202および203をパルス幅制御回路114に送出す
る。
【0007】パルス幅制御回路114は、過電流検出信
号202または203を受信したとき、駆動パルス信号
206および207の幅を狭め、出力への供給電力を制
限する。
号202または203を受信したとき、駆動パルス信号
206および207の幅を狭め、出力への供給電力を制
限する。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来例装置で
は、インバータ装置の負荷が複素負荷の場合に、出力側
で発生する無効電力を吸収できず、正弦波出力電圧ゼロ
電位近傍にて波形歪みを生じ、また、過電流検出方式が
直流基準電圧と検出信号との比較であり基準電圧より高
いレベルの検出信号の場合のみ過電流垂下動作となるた
め、過負荷状態時は出力電圧のピークから電圧波形が欠
け出力電圧波形歪みが増大するという欠点がある。
は、インバータ装置の負荷が複素負荷の場合に、出力側
で発生する無効電力を吸収できず、正弦波出力電圧ゼロ
電位近傍にて波形歪みを生じ、また、過電流検出方式が
直流基準電圧と検出信号との比較であり基準電圧より高
いレベルの検出信号の場合のみ過電流垂下動作となるた
め、過負荷状態時は出力電圧のピークから電圧波形が欠
け出力電圧波形歪みが増大するという欠点がある。
【0009】本発明は、このような背景に行われたもの
であり、無効電力による波形歪を低減させることができ
るインバータ装置を提供することを目的とする。本発明
は、過電流垂下動作による波形歪を低減させることがで
きるインバータ装置を提供することを目的とする。
であり、無効電力による波形歪を低減させることができ
るインバータ装置を提供することを目的とする。本発明
は、過電流垂下動作による波形歪を低減させることがで
きるインバータ装置を提供することを目的とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明は、直流入力端子
と、基準正弦波発振器と、この基準正弦波発振器の出力
に同期してこの直流入力端子から供給される直流電流を
それぞれ正および負の半波正弦波に変換する手段と、こ
の正および負の半波正弦波を合成して正弦波交流電圧を
発生させる手段と、この正弦波交流電圧を負荷に接続す
る交流出力端子とを備えたインバータ装置である。
と、基準正弦波発振器と、この基準正弦波発振器の出力
に同期してこの直流入力端子から供給される直流電流を
それぞれ正および負の半波正弦波に変換する手段と、こ
の正および負の半波正弦波を合成して正弦波交流電圧を
発生させる手段と、この正弦波交流電圧を負荷に接続す
る交流出力端子とを備えたインバータ装置である。
【0011】ここで、本発明の特徴とするところは、前
記正および負の半波正弦波に変換する手段の出力通路に
それぞれ挿入されたスイッチング回路(9、10)と、
このスイッチング回路を前記基準正弦波発振器の出力に
したがって交互に導通させる制御回路(20)と、前記
交流出力端子の電圧と前記基準正弦波発振器の出力正弦
波とを比較する比較回路(22)とを備え、前記制御回
路(20)は、この比較回路の誤差出力にしたがって前
記スイッチング回路のうち非導通側の回路を一時的に導
通させる手段を含むところにある。
記正および負の半波正弦波に変換する手段の出力通路に
それぞれ挿入されたスイッチング回路(9、10)と、
このスイッチング回路を前記基準正弦波発振器の出力に
したがって交互に導通させる制御回路(20)と、前記
交流出力端子の電圧と前記基準正弦波発振器の出力正弦
波とを比較する比較回路(22)とを備え、前記制御回
路(20)は、この比較回路の誤差出力にしたがって前
記スイッチング回路のうち非導通側の回路を一時的に導
通させる手段を含むところにある。
【0012】前記比較回路(22)は、前記交流出力端
子の電圧と前記基準正弦波発振器の出力正弦波とを全位
相にわたり比較する手段を含むことが望ましい。
子の電圧と前記基準正弦波発振器の出力正弦波とを全位
相にわたり比較する手段を含むことが望ましい。
【0013】前記比較回路の誤差出力は位相誤差である
ことが望ましい。
ことが望ましい。
【0014】過負荷電流検出手段(15、23)が前記
直流入力端子に供給される通路に挿入されることが望ま
しい。
直流入力端子に供給される通路に挿入されることが望ま
しい。
【0015】
【作用】インバータ装置の出力交流波形は、基準となる
交流波形と比較され、その歪成分が検出される。歪成分
が検出されると、インバータ装置の出力側は、入力側、
すなわち直流電源側と接続されて、歪成分が直流電源側
に帰還される。これにより、例えば、正弦波交流出力電
圧ゼロ電位近傍に発生する波形歪を除去するのに効果が
ある。
交流波形と比較され、その歪成分が検出される。歪成分
が検出されると、インバータ装置の出力側は、入力側、
すなわち直流電源側と接続されて、歪成分が直流電源側
に帰還される。これにより、例えば、正弦波交流出力電
圧ゼロ電位近傍に発生する波形歪を除去するのに効果が
ある。
【0016】特に、インバータ装置の負荷が複素負荷で
あるとき、無効電力の影響により基準となる交流波形と
の間に位相誤差が生じる。これを検出してインバータ装
置の出力側を入力側、すなわち直流電源側と接続し歪成
分を直流電源側に帰還させることによりこの無効電力に
よる歪を除去する効果がある。
あるとき、無効電力の影響により基準となる交流波形と
の間に位相誤差が生じる。これを検出してインバータ装
置の出力側を入力側、すなわち直流電源側と接続し歪成
分を直流電源側に帰還させることによりこの無効電力に
よる歪を除去する効果がある。
【0017】また、入力側、すなわち直流電源の電流を
検出し、ここで過電流を検出したときに、パルス幅を制
御するなどして交流出力電圧値を制御し、過電流を垂下
させるようにすることがよい。交流出力電圧に変換後に
過電流を検出する方式に比較すると、変換以前に必要な
処置がとれることから、波形歪を低減させて過電流を垂
下させるのに効果がある。
検出し、ここで過電流を検出したときに、パルス幅を制
御するなどして交流出力電圧値を制御し、過電流を垂下
させるようにすることがよい。交流出力電圧に変換後に
過電流を検出する方式に比較すると、変換以前に必要な
処置がとれることから、波形歪を低減させて過電流を垂
下させるのに効果がある。
【0018】
【実施例】本発明実施例の構成を図1を参照して説明す
る。図1は本発明実施例装置のブロック構成図である。
る。図1は本発明実施例装置のブロック構成図である。
【0019】本発明は、直流入力端子INと、基準正弦
波発振器25と、この基準正弦波発振器25の出力に同
期してこの直流入力端子INから供給される直流電流を
それぞれ正および負の半波正弦波に変換する手段として
のDC/ACインバータ13および14と、この正およ
び負の半波正弦波を合成して正弦波交流電圧を発生させ
る手段としての波形成形部20と、この正弦波交流電圧
を負荷に接続する交流出力端子OUTとを備えたインバ
ータ装置である。
波発振器25と、この基準正弦波発振器25の出力に同
期してこの直流入力端子INから供給される直流電流を
それぞれ正および負の半波正弦波に変換する手段として
のDC/ACインバータ13および14と、この正およ
び負の半波正弦波を合成して正弦波交流電圧を発生させ
る手段としての波形成形部20と、この正弦波交流電圧
を負荷に接続する交流出力端子OUTとを備えたインバ
ータ装置である。
【0020】ここで、本発明の特徴とするところは、D
C/ACインバータ13および14の出力通路にそれぞ
れ挿入されたスイッチング回路としてのMOSFET9
およひ10と、このMOSFET9および10を基準正
弦波発振器25の出力にしたがって交互に導通させる制
御回路としての波形成形部20と、交流出力端子OUT
の電圧と基準正弦波発振器25の出力正弦波とを比較す
る比較回路としての誤差増幅部22とを備え、波形成形
部20は、この誤差増幅部22の誤差出力にしたがって
MOSFET9および10のうち非導通側の回路を一時
的に導通させる手段を含むところにある。
C/ACインバータ13および14の出力通路にそれぞ
れ挿入されたスイッチング回路としてのMOSFET9
およひ10と、このMOSFET9および10を基準正
弦波発振器25の出力にしたがって交互に導通させる制
御回路としての波形成形部20と、交流出力端子OUT
の電圧と基準正弦波発振器25の出力正弦波とを比較す
る比較回路としての誤差増幅部22とを備え、波形成形
部20は、この誤差増幅部22の誤差出力にしたがって
MOSFET9および10のうち非導通側の回路を一時
的に導通させる手段を含むところにある。
【0021】誤差増幅部22は、交流出力端子OUTの
電圧と基準正弦波発振器25の出力正弦波とを全位相に
わたり比較する手段を含む。誤差増幅部22の誤差出力
は位相誤差である。
電圧と基準正弦波発振器25の出力正弦波とを全位相に
わたり比較する手段を含む。誤差増幅部22の誤差出力
は位相誤差である。
【0022】過負荷電流検出手段としての電流検出部1
5および過電流検出部23が直流入力端子INに供給さ
れる通路に挿入されている。
5および過電流検出部23が直流入力端子INに供給さ
れる通路に挿入されている。
【0023】次に、本発明実施例の動作を図2を参照し
て説明する。図2は本発明実施例装置の詳細なブロック
構成図である。図1より本発明実施例装置の回路は、2
組のDC/ACインバータ13、14と制御部12およ
び電流検出部15より構成され、DC/ACインバータ
13はコンバータ30、スイッチ31、DC/ACイン
バータ14はコンバータ40、スイッチ41から構成さ
れ、制御部12は誤差増幅部22、基準正弦波発振器2
5、PWM回路部21、クロック信号発生部24、波形
成形部20、過電流検出部23より構成される。図2よ
り、2組のDC/ACインバータ13、14は、ダイオ
ード1、2、MOSFET3、4、トランス5、6、ダ
イオード7、8、MOSFET9、10よりそれぞれ構
成される。
て説明する。図2は本発明実施例装置の詳細なブロック
構成図である。図1より本発明実施例装置の回路は、2
組のDC/ACインバータ13、14と制御部12およ
び電流検出部15より構成され、DC/ACインバータ
13はコンバータ30、スイッチ31、DC/ACイン
バータ14はコンバータ40、スイッチ41から構成さ
れ、制御部12は誤差増幅部22、基準正弦波発振器2
5、PWM回路部21、クロック信号発生部24、波形
成形部20、過電流検出部23より構成される。図2よ
り、2組のDC/ACインバータ13、14は、ダイオ
ード1、2、MOSFET3、4、トランス5、6、ダ
イオード7、8、MOSFET9、10よりそれぞれ構
成される。
【0024】続いて、図3ないし図6を参照して本発明
実施例の動作を説明する。図3は波形成形部20のドラ
イブ信号a〜dと交流出力電圧との関係を示す図であ
る。図4は各ドライブ信号a〜dと交流出力電圧の波形
歪との関係を示す図である。図5は歪除去の状態を説明
するための図である。図6は過電流垂下の状態を説明す
るための図である。制御部12は、交流出力e点の電圧
を誤差増幅部22で検出し、基準正弦波発振器25の基
準正弦波信号との比較により誤差信号を生成しPWM回
路部21に入力する。PWM回路部21では、誤差信号
とクロック信号発生部24のクロック信号に同期した鋸
波信号を比較しパルス幅変調信号を生成して波形生成部
20に入力する。波形生成部20では、このパルス幅変
調信号から図3に示すように、4系統のドライブ信号a
〜bを生成し、DC/ACインバータ13、14を駆動
制御する。
実施例の動作を説明する。図3は波形成形部20のドラ
イブ信号a〜dと交流出力電圧との関係を示す図であ
る。図4は各ドライブ信号a〜dと交流出力電圧の波形
歪との関係を示す図である。図5は歪除去の状態を説明
するための図である。図6は過電流垂下の状態を説明す
るための図である。制御部12は、交流出力e点の電圧
を誤差増幅部22で検出し、基準正弦波発振器25の基
準正弦波信号との比較により誤差信号を生成しPWM回
路部21に入力する。PWM回路部21では、誤差信号
とクロック信号発生部24のクロック信号に同期した鋸
波信号を比較しパルス幅変調信号を生成して波形生成部
20に入力する。波形生成部20では、このパルス幅変
調信号から図3に示すように、4系統のドライブ信号a
〜bを生成し、DC/ACインバータ13、14を駆動
制御する。
【0025】まず、DC/ACインバータ13の動作か
ら説明すると、制御部12より出力されるドライブ信号
aおよびcによりMOSFET3、MOSFET9が逆
位相で駆動される。MOSFET3は、トランス5を駆
動し直流電力を高周波電力に変換しMOSFET3の閉
期間に巻線Np1に電力を蓄積し、開期間に巻線Nsを
介しトランス5の二次側に電力を伝送する。トランス5
の二次側では、ダイオード7とコンデンサ11により高
周波電力を平滑する。このとき、MOSFET9は、M
OSFET3と逆位相で駆動されているので電力平滑
時、MOSFET9はON状態である。ドライブ信号a
およびcのパルス幅は交流電圧出力の検出により時間的
に変化し、パルス幅が狭い場合には、出力電圧は低く、
パルス幅が広い場合には、出力電圧値は高くなる。制御
部12は、交流出力電圧の検出値によりドライブ信号a
およびcのパルス幅を調整する負帰還制御を行い出力電
圧を定電圧化し、DC/ACインバータ13で半周期の
正弦波電圧を発生させる。
ら説明すると、制御部12より出力されるドライブ信号
aおよびcによりMOSFET3、MOSFET9が逆
位相で駆動される。MOSFET3は、トランス5を駆
動し直流電力を高周波電力に変換しMOSFET3の閉
期間に巻線Np1に電力を蓄積し、開期間に巻線Nsを
介しトランス5の二次側に電力を伝送する。トランス5
の二次側では、ダイオード7とコンデンサ11により高
周波電力を平滑する。このとき、MOSFET9は、M
OSFET3と逆位相で駆動されているので電力平滑
時、MOSFET9はON状態である。ドライブ信号a
およびcのパルス幅は交流電圧出力の検出により時間的
に変化し、パルス幅が狭い場合には、出力電圧は低く、
パルス幅が広い場合には、出力電圧値は高くなる。制御
部12は、交流出力電圧の検出値によりドライブ信号a
およびcのパルス幅を調整する負帰還制御を行い出力電
圧を定電圧化し、DC/ACインバータ13で半周期の
正弦波電圧を発生させる。
【0026】DC/ACインバータ14も同様で、MO
SFET4およびMOSFET10を逆位相のドライブ
信号bまたはdで駆動し上述したのと同様に半周期の正
弦波電圧を発生させる。これらDC/ACインバータ1
3、14の出力を逆並列接続し、出力の半周期毎に交互
にDC/ACインバータ13または14を駆動すること
により交流出力電圧を得ることができるが、出力を逆並
列接続とするため出力が短絡状態となる。これを防止す
るのがMOSFET9、MOSFET10より構成する
スイッチ回路である。DC/ACインバータ13が動作
時は上述したとおりMOSFET3と逆位相で開閉動作
を行い、DC/ACインバータ13の動作が停止し、D
C/ACインバータ14が動作を始めると、MOSFE
T9は、開状態となり、DC/ACインバータ14の出
力からみて、ハイインピーダンス状態となって出力短絡
を防止する。MOSFET10についても同様にDC/
ACインバータ13の動作時はMOSFET10は開状
態となりDC/ACインバータ13の出力からみてハイ
インピーダンス状態となって出力短絡を防止する。以
上、説明した動作は、インバータ装置が交流電力を供給
する負荷が純抵抗の場合で出力電圧に歪みが発生しない
場合である。
SFET4およびMOSFET10を逆位相のドライブ
信号bまたはdで駆動し上述したのと同様に半周期の正
弦波電圧を発生させる。これらDC/ACインバータ1
3、14の出力を逆並列接続し、出力の半周期毎に交互
にDC/ACインバータ13または14を駆動すること
により交流出力電圧を得ることができるが、出力を逆並
列接続とするため出力が短絡状態となる。これを防止す
るのがMOSFET9、MOSFET10より構成する
スイッチ回路である。DC/ACインバータ13が動作
時は上述したとおりMOSFET3と逆位相で開閉動作
を行い、DC/ACインバータ13の動作が停止し、D
C/ACインバータ14が動作を始めると、MOSFE
T9は、開状態となり、DC/ACインバータ14の出
力からみて、ハイインピーダンス状態となって出力短絡
を防止する。MOSFET10についても同様にDC/
ACインバータ13の動作時はMOSFET10は開状
態となりDC/ACインバータ13の出力からみてハイ
インピーダンス状態となって出力短絡を防止する。以
上、説明した動作は、インバータ装置が交流電力を供給
する負荷が純抵抗の場合で出力電圧に歪みが発生しない
場合である。
【0027】ところが、インバータ装置の負荷が複素負
荷のとき、インバータ出力に無効電力が発生し波形が歪
む。この場合のインバータ装置の動作について以下に説
明する。インバータ装置の負荷が複素負荷のとき、出力
電圧は図4のe点の電圧波形にて点線で示す波形歪が発
生する。図4に示すように、正の半周期の電圧波形にて
歪が発生するまでは、制御部12にはDC/ACインバ
ータ13のMOSFET3およびMOSFET9を位相
反転にて連続で駆動させ、出力に歪の無い交流電圧を発
生させていた。複素負荷により出力電圧に歪が発生した
とき、制御部12には波形歪を検出しMOSFET3お
よびMOSFET9の駆動を停止するとともに、DC/
ACインバータ14のMOSFET10をPWM制御に
より駆動させ、波形歪の原因となっている無効電力を入
力側に帰還させる。
荷のとき、インバータ出力に無効電力が発生し波形が歪
む。この場合のインバータ装置の動作について以下に説
明する。インバータ装置の負荷が複素負荷のとき、出力
電圧は図4のe点の電圧波形にて点線で示す波形歪が発
生する。図4に示すように、正の半周期の電圧波形にて
歪が発生するまでは、制御部12にはDC/ACインバ
ータ13のMOSFET3およびMOSFET9を位相
反転にて連続で駆動させ、出力に歪の無い交流電圧を発
生させていた。複素負荷により出力電圧に歪が発生した
とき、制御部12には波形歪を検出しMOSFET3お
よびMOSFET9の駆動を停止するとともに、DC/
ACインバータ14のMOSFET10をPWM制御に
より駆動させ、波形歪の原因となっている無効電力を入
力側に帰還させる。
【0028】図5(a)または(b)に示すように、M
OSFET10、閉期間にトランス6の巻線Nsに電力
を蓄積し、開期間に巻線Np2とダイオード2を介して
無効電力を入力側に帰還させるスイッチング動作を波形
歪が是正されるまで行う。波形歪が無くなると制御部1
2には、MOSFET10の駆動を停止し再びMOSF
ET3およびMOSFET9の位相反転駆動を再開し出
力側に電力を伝送する。制御部12には、DC/ACイ
ンバータ13による出力側への電力伝送とDC/ACイ
ンバータ14のMOSFET10、PWMスイッチング
動作による無効電力帰還動作を出力電圧波形の歪を検出
しながら交互に行い、出力電圧波形歪を低減する。負の
半周期の電圧波形にて歪が発生する場合も同様に、制御
部12には、DC/ACインバータ13のMOSFET
9、PWMスイッチング動作による無効電力帰還動作を
出力電圧波形の歪を検出しながら交互に行い出力電圧波
形歪を低減する。
OSFET10、閉期間にトランス6の巻線Nsに電力
を蓄積し、開期間に巻線Np2とダイオード2を介して
無効電力を入力側に帰還させるスイッチング動作を波形
歪が是正されるまで行う。波形歪が無くなると制御部1
2には、MOSFET10の駆動を停止し再びMOSF
ET3およびMOSFET9の位相反転駆動を再開し出
力側に電力を伝送する。制御部12には、DC/ACイ
ンバータ13による出力側への電力伝送とDC/ACイ
ンバータ14のMOSFET10、PWMスイッチング
動作による無効電力帰還動作を出力電圧波形の歪を検出
しながら交互に行い、出力電圧波形歪を低減する。負の
半周期の電圧波形にて歪が発生する場合も同様に、制御
部12には、DC/ACインバータ13のMOSFET
9、PWMスイッチング動作による無効電力帰還動作を
出力電圧波形の歪を検出しながら交互に行い出力電圧波
形歪を低減する。
【0029】次に、過負荷状態での過電流垂下動作につ
いて説明する。電流検出部15はDC/ACインバータ
13、14に流れるパルス電流を検出し、検出信号を制
御部12に伝送する。検出信号は出力電圧の絶対値に比
例しレベルが変動しており、制御部12では図6(a)
に示すように、過電流検出部23で検出信号を受信し、
基準正弦波発振器25の基準正弦波信号を全波整流した
基準波形と検出信号の比較により過電流を検出しドライ
ブ信号a〜dのパルス幅を狭め、出力への供給電力を制
限する。図6(b)に示すように、基準波形が出力電圧
に同期した波形であるため、過電流検出時は出力電圧の
全領域に渡り垂下動作を行い出力電圧波形に歪みを発生
させることなく垂下動作を行うことができる。
いて説明する。電流検出部15はDC/ACインバータ
13、14に流れるパルス電流を検出し、検出信号を制
御部12に伝送する。検出信号は出力電圧の絶対値に比
例しレベルが変動しており、制御部12では図6(a)
に示すように、過電流検出部23で検出信号を受信し、
基準正弦波発振器25の基準正弦波信号を全波整流した
基準波形と検出信号の比較により過電流を検出しドライ
ブ信号a〜dのパルス幅を狭め、出力への供給電力を制
限する。図6(b)に示すように、基準波形が出力電圧
に同期した波形であるため、過電流検出時は出力電圧の
全領域に渡り垂下動作を行い出力電圧波形に歪みを発生
させることなく垂下動作を行うことができる。
【0030】上述する回路構成および制御を行うことに
より、出力電圧波形の全領域にて低歪みの波形を発生供
給することができ、過負荷動作時も出力電圧波形の歪み
を発生させることなく垂下動作を行うことができる。
より、出力電圧波形の全領域にて低歪みの波形を発生供
給することができ、過負荷動作時も出力電圧波形の歪み
を発生させることなく垂下動作を行うことができる。
【0031】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
直流電圧から交流電圧を発生するインバータ装置におい
て上述する回路構成および制御方式を用いることによ
り、正弦波交流出力電圧ゼロ電位近傍に発生する波形歪
みを改善しかつ、過負荷状態での過電流垂下動作におい
て出力電圧の波形歪みを増大させることなく出力電圧を
垂下させることができる。
直流電圧から交流電圧を発生するインバータ装置におい
て上述する回路構成および制御方式を用いることによ
り、正弦波交流出力電圧ゼロ電位近傍に発生する波形歪
みを改善しかつ、過負荷状態での過電流垂下動作におい
て出力電圧の波形歪みを増大させることなく出力電圧を
垂下させることができる。
【図1】本発明実施例装置のブロック構成図。
【図2】本発明実施例装置の詳細なブロック構成図。
【図3】波形成形部のドライブ信号と交流出力電圧との
関係を示す図。
関係を示す図。
【図4】各ドライブ信号と交流出力電圧の波形歪との関
係を示す図。
係を示す図。
【図5】歪除去の状態を説明するための図。
【図6】過電流垂下の状態を説明するための図。
【図7】従来例装置のブロック構成図。
【図8】パルス幅と交流出力電圧との関係を示す図。
【図9】過負荷保護回路および過負荷検出状態を示す
図。
図。
1、2、7、8 ダイオード 3、4、9、10 MOSFET 5、6 トランス 11 コンデンサ 12 制御部 13、14 DC/ACインバータ 15 電流検出部 16 整流回路 17 過負荷保護回路 20 波形成形部 21 PWM回路部 22 誤差増幅部 23 過電流検出部 24 クロック信号発生部 25 基準正弦波発振器 30、40 インバータ 31、41 スイッチ 110 低周波発振器 111、112 変成器 113 切替制御回路 114 パルス幅制御回路 115 正負切替回路 116 整流回路 117 過負荷保護回路 121、122 主スイッチ 151、152 切替スイッチ 161、162 ダイオード 163、164 コンデンサ 200 出力電圧 201 交流出力電圧 202、203 過電流検出信号 204、205 正負切替信号 206、207 駆動パルス IN 直流入力端子 G、OUT、T 交流出力端子
Claims (4)
- 【請求項1】 直流入力端子と、基準正弦波発振器と、
この基準正弦波発振器の出力に同期してこの直流入力端
子から供給される直流電流をそれぞれ正および負の半波
正弦波に変換する手段と、この正および負の半波正弦波
を合成して正弦波交流電圧を発生させる手段と、この正
弦波交流電圧を負荷に接続する交流出力端子とを備えた
インバータ装置において、 前記正および負の半波正弦波に変換する手段の出力通路
にそれぞれ挿入されたスイッチング回路(9、10)
と、 このスイッチング回路を前記基準正弦波発振器の出力に
したがって交互に導通させる制御回路(20)と、 前記交流出力端子の電圧と前記基準正弦波発振器の出力
正弦波とを比較する比較回路(22)とを備え、 前記制御回路(20)は、この比較回路の誤差出力にし
たがって前記スイッチング回路のうち非導通側の回路を
一時的に導通させる手段を含むことを特徴とするインバ
ータ装置。 - 【請求項2】 前記比較回路(22)は、前記交流出力
端子の電圧と前記基準正弦波発振器の出力正弦波とを全
位相にわたり比較する手段を含む請求項1記載のインバ
ータ装置。 - 【請求項3】 前記比較回路の誤差出力は位相誤差であ
る請求項1または2記載のインバータ装置。 - 【請求項4】 過負荷電流検出手段(15、23)が前
記直流入力端子に供給される通路に挿入された請求項1
ないし3のいずれかに記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7134246A JP2697681B2 (ja) | 1995-05-31 | 1995-05-31 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7134246A JP2697681B2 (ja) | 1995-05-31 | 1995-05-31 | インバータ装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08331855A true JPH08331855A (ja) | 1996-12-13 |
JP2697681B2 JP2697681B2 (ja) | 1998-01-14 |
Family
ID=15123818
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7134246A Expired - Lifetime JP2697681B2 (ja) | 1995-05-31 | 1995-05-31 | インバータ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2697681B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2013038963A1 (ja) * | 2011-09-12 | 2013-03-21 | 株式会社村田製作所 | インバータ装置 |
CN106301295A (zh) * | 2016-08-16 | 2017-01-04 | 中国航空工业集团公司沈阳发动机设计研究所 | 一种周期性不等间隔信号生成方法 |
CN107979341A (zh) * | 2017-11-10 | 2018-05-01 | 浙江众合科技股份有限公司 | 一种基于逆变技术的正弦波信号发生装置 |
-
1995
- 1995-05-31 JP JP7134246A patent/JP2697681B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2013038963A1 (ja) * | 2011-09-12 | 2013-03-21 | 株式会社村田製作所 | インバータ装置 |
CN106301295A (zh) * | 2016-08-16 | 2017-01-04 | 中国航空工业集团公司沈阳发动机设计研究所 | 一种周期性不等间隔信号生成方法 |
CN107979341A (zh) * | 2017-11-10 | 2018-05-01 | 浙江众合科技股份有限公司 | 一种基于逆变技术的正弦波信号发生装置 |
CN107979341B (zh) * | 2017-11-10 | 2021-06-15 | 浙江众合科技股份有限公司 | 一种基于逆变技术的正弦波信号发生装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2697681B2 (ja) | 1998-01-14 |
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