JPH08331855A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH08331855A JPH08331855A JP7134246A JP13424695A JPH08331855A JP H08331855 A JPH08331855 A JP H08331855A JP 7134246 A JP7134246 A JP 7134246A JP 13424695 A JP13424695 A JP 13424695A JP H08331855 A JPH08331855 A JP H08331855A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 無効電力による波形歪を低減させる。
【構成】 インバータ装置の出力交流波形は、基準とな
る交流波形と比較され、その歪成分が検出される。歪成
分が検出されると、インバータ装置の出力側は、入力
側、すなわち直流電源側と接続されて、歪成分が直流電
源側に帰還される。 【効果】 正弦波交流出力電圧ゼロ電位近傍に発生する
波形歪が除去される。
る交流波形と比較され、その歪成分が検出される。歪成
分が検出されると、インバータ装置の出力側は、入力
側、すなわち直流電源側と接続されて、歪成分が直流電
源側に帰還される。 【効果】 正弦波交流出力電圧ゼロ電位近傍に発生する
波形歪が除去される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直流電圧を交流電圧に変
換する装置に利用する。特に、出力波形の歪除去技術に
関する。
換する装置に利用する。特に、出力波形の歪除去技術に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から知られているインバータ装置
は、例えば特開昭６１−２１４６４９号公報に示される
ように、直流電圧を安定化された交流電圧に変換するこ
とを目的として用いられている。図７ないし図９を参照
して従来例の回路の動作を説明する。図７は従来例装置
のブロック構成図である。図８はパルス幅と交流出力電
圧との関係を示す図である。図９は過負荷保護回路およ
び過負荷検出状態を示す図である。従来例装置は、変成
器１１１、１１２、主スイッチ１２１、１２２、低周波
発振器１１０、切替制御回路１１３、パルス幅制御回路
１１４、正負切替回路１１５、整流回路１１６、過負荷
保護回路１１７より構成され、さらに、正負切替回路１
１５は切替スイッチ１５１、１５２を具備し、整流回路
１１６はダイオード１６１、１６２、コンデンサ１６
３、１６４により構成される。
は、例えば特開昭６１−２１４６４９号公報に示される
ように、直流電圧を安定化された交流電圧に変換するこ
とを目的として用いられている。図７ないし図９を参照
して従来例の回路の動作を説明する。図７は従来例装置
のブロック構成図である。図８はパルス幅と交流出力電
圧との関係を示す図である。図９は過負荷保護回路およ
び過負荷検出状態を示す図である。従来例装置は、変成
器１１１、１１２、主スイッチ１２１、１２２、低周波
発振器１１０、切替制御回路１１３、パルス幅制御回路
１１４、正負切替回路１１５、整流回路１１６、過負荷
保護回路１１７より構成され、さらに、正負切替回路１
１５は切替スイッチ１５１、１５２を具備し、整流回路
１１６はダイオード１６１、１６２、コンデンサ１６
３、１６４により構成される。
【０００３】次に、従来例の動作を説明する。パルス幅
制御回路１１４は、低周波発振器１１０の出力電圧２０
０と交流出力端子Ｔに現れる交流出力電圧２０１を検出
比較し、その差分を切替制御回路１１３から入力する正
負切替信号２０４、２０５により、正出力用、負出力用
に分割して駆動パルス２０６、２０７のパルス幅を制御
して主スイッチ１２１、１２２に送出する。
制御回路１１４は、低周波発振器１１０の出力電圧２０
０と交流出力端子Ｔに現れる交流出力電圧２０１を検出
比較し、その差分を切替制御回路１１３から入力する正
負切替信号２０４、２０５により、正出力用、負出力用
に分割して駆動パルス２０６、２０７のパルス幅を制御
して主スイッチ１２１、１２２に送出する。
【０００４】図８に示すように、駆動パルス信号幅が小
さいときには出力電圧は低く、駆動パルス信号幅が大き
いときには出力電圧は高くなる。パルス幅制御回路１１
４は、交流出力電圧２０１の検出値により駆動パルス信
号の幅を調整する負帰還制御を行い、交流出力電圧２０
１を定電圧化する。
さいときには出力電圧は低く、駆動パルス信号幅が大き
いときには出力電圧は高くなる。パルス幅制御回路１１
４は、交流出力電圧２０１の検出値により駆動パルス信
号の幅を調整する負帰還制御を行い、交流出力電圧２０
１を定電圧化する。
【０００５】正負切替回路１１５の切替スイッチ１５
１、１５２は、交流出力電圧に対し正出力用および負出
力用にそれぞれ設けられた変成器１１１および１１２の
出力切替を切替制御回路１１３からの正負切替信号２０
４または２０５により交流出力の半周期毎に交互に行
う。
１、１５２は、交流出力電圧に対し正出力用および負出
力用にそれぞれ設けられた変成器１１１および１１２の
出力切替を切替制御回路１１３からの正負切替信号２０
４または２０５により交流出力の半周期毎に交互に行
う。
【０００６】図９に示すように、過負荷保護回路１１７
は出力電流を検出し、過負荷状態により出力電流値が増
大して所定値を越えたことを検出して、過電流検出信号
２０２および２０３をパルス幅制御回路１１４に送出す
る。
は出力電流を検出し、過負荷状態により出力電流値が増
大して所定値を越えたことを検出して、過電流検出信号
２０２および２０３をパルス幅制御回路１１４に送出す
る。
【０００７】パルス幅制御回路１１４は、過電流検出信
号２０２または２０３を受信したとき、駆動パルス信号
２０６および２０７の幅を狭め、出力への供給電力を制
限する。
号２０２または２０３を受信したとき、駆動パルス信号
２０６および２０７の幅を狭め、出力への供給電力を制
限する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来例装置で
は、インバータ装置の負荷が複素負荷の場合に、出力側
で発生する無効電力を吸収できず、正弦波出力電圧ゼロ
電位近傍にて波形歪みを生じ、また、過電流検出方式が
直流基準電圧と検出信号との比較であり基準電圧より高
いレベルの検出信号の場合のみ過電流垂下動作となるた
め、過負荷状態時は出力電圧のピークから電圧波形が欠
け出力電圧波形歪みが増大するという欠点がある。
は、インバータ装置の負荷が複素負荷の場合に、出力側
で発生する無効電力を吸収できず、正弦波出力電圧ゼロ
電位近傍にて波形歪みを生じ、また、過電流検出方式が
直流基準電圧と検出信号との比較であり基準電圧より高
いレベルの検出信号の場合のみ過電流垂下動作となるた
め、過負荷状態時は出力電圧のピークから電圧波形が欠
け出力電圧波形歪みが増大するという欠点がある。
【０００９】本発明は、このような背景に行われたもの
であり、無効電力による波形歪を低減させることができ
るインバータ装置を提供することを目的とする。本発明
は、過電流垂下動作による波形歪を低減させることがで
きるインバータ装置を提供することを目的とする。
であり、無効電力による波形歪を低減させることができ
るインバータ装置を提供することを目的とする。本発明
は、過電流垂下動作による波形歪を低減させることがで
きるインバータ装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、直流入力端子
と、基準正弦波発振器と、この基準正弦波発振器の出力
に同期してこの直流入力端子から供給される直流電流を
それぞれ正および負の半波正弦波に変換する手段と、こ
の正および負の半波正弦波を合成して正弦波交流電圧を
発生させる手段と、この正弦波交流電圧を負荷に接続す
る交流出力端子とを備えたインバータ装置である。
と、基準正弦波発振器と、この基準正弦波発振器の出力
に同期してこの直流入力端子から供給される直流電流を
それぞれ正および負の半波正弦波に変換する手段と、こ
の正および負の半波正弦波を合成して正弦波交流電圧を
発生させる手段と、この正弦波交流電圧を負荷に接続す
る交流出力端子とを備えたインバータ装置である。
【００１１】ここで、本発明の特徴とするところは、前
記正および負の半波正弦波に変換する手段の出力通路に
それぞれ挿入されたスイッチング回路（９、１０）と、
このスイッチング回路を前記基準正弦波発振器の出力に
したがって交互に導通させる制御回路（２０）と、前記
交流出力端子の電圧と前記基準正弦波発振器の出力正弦
波とを比較する比較回路（２２）とを備え、前記制御回
路（２０）は、この比較回路の誤差出力にしたがって前
記スイッチング回路のうち非導通側の回路を一時的に導
通させる手段を含むところにある。
記正および負の半波正弦波に変換する手段の出力通路に
それぞれ挿入されたスイッチング回路（９、１０）と、
このスイッチング回路を前記基準正弦波発振器の出力に
したがって交互に導通させる制御回路（２０）と、前記
交流出力端子の電圧と前記基準正弦波発振器の出力正弦
波とを比較する比較回路（２２）とを備え、前記制御回
路（２０）は、この比較回路の誤差出力にしたがって前
記スイッチング回路のうち非導通側の回路を一時的に導
通させる手段を含むところにある。
【００１２】前記比較回路（２２）は、前記交流出力端
子の電圧と前記基準正弦波発振器の出力正弦波とを全位
相にわたり比較する手段を含むことが望ましい。
子の電圧と前記基準正弦波発振器の出力正弦波とを全位
相にわたり比較する手段を含むことが望ましい。
【００１３】前記比較回路の誤差出力は位相誤差である
ことが望ましい。
ことが望ましい。
【００１４】過負荷電流検出手段（１５、２３）が前記
直流入力端子に供給される通路に挿入されることが望ま
しい。
直流入力端子に供給される通路に挿入されることが望ま
しい。
【００１５】
【作用】インバータ装置の出力交流波形は、基準となる
交流波形と比較され、その歪成分が検出される。歪成分
が検出されると、インバータ装置の出力側は、入力側、
すなわち直流電源側と接続されて、歪成分が直流電源側
に帰還される。これにより、例えば、正弦波交流出力電
圧ゼロ電位近傍に発生する波形歪を除去するのに効果が
ある。
交流波形と比較され、その歪成分が検出される。歪成分
が検出されると、インバータ装置の出力側は、入力側、
すなわち直流電源側と接続されて、歪成分が直流電源側
に帰還される。これにより、例えば、正弦波交流出力電
圧ゼロ電位近傍に発生する波形歪を除去するのに効果が
ある。
【００１６】特に、インバータ装置の負荷が複素負荷で
あるとき、無効電力の影響により基準となる交流波形と
の間に位相誤差が生じる。これを検出してインバータ装
置の出力側を入力側、すなわち直流電源側と接続し歪成
分を直流電源側に帰還させることによりこの無効電力に
よる歪を除去する効果がある。
あるとき、無効電力の影響により基準となる交流波形と
の間に位相誤差が生じる。これを検出してインバータ装
置の出力側を入力側、すなわち直流電源側と接続し歪成
分を直流電源側に帰還させることによりこの無効電力に
よる歪を除去する効果がある。
【００１７】また、入力側、すなわち直流電源の電流を
検出し、ここで過電流を検出したときに、パルス幅を制
御するなどして交流出力電圧値を制御し、過電流を垂下
させるようにすることがよい。交流出力電圧に変換後に
過電流を検出する方式に比較すると、変換以前に必要な
処置がとれることから、波形歪を低減させて過電流を垂
下させるのに効果がある。
検出し、ここで過電流を検出したときに、パルス幅を制
御するなどして交流出力電圧値を制御し、過電流を垂下
させるようにすることがよい。交流出力電圧に変換後に
過電流を検出する方式に比較すると、変換以前に必要な
処置がとれることから、波形歪を低減させて過電流を垂
下させるのに効果がある。
【００１８】
【実施例】本発明実施例の構成を図１を参照して説明す
る。図１は本発明実施例装置のブロック構成図である。
る。図１は本発明実施例装置のブロック構成図である。
【００１９】本発明は、直流入力端子ＩＮと、基準正弦
波発振器２５と、この基準正弦波発振器２５の出力に同
期してこの直流入力端子ＩＮから供給される直流電流を
それぞれ正および負の半波正弦波に変換する手段として
のＤＣ／ＡＣインバータ１３および１４と、この正およ
び負の半波正弦波を合成して正弦波交流電圧を発生させ
る手段としての波形成形部２０と、この正弦波交流電圧
を負荷に接続する交流出力端子ＯＵＴとを備えたインバ
ータ装置である。
波発振器２５と、この基準正弦波発振器２５の出力に同
期してこの直流入力端子ＩＮから供給される直流電流を
それぞれ正および負の半波正弦波に変換する手段として
のＤＣ／ＡＣインバータ１３および１４と、この正およ
び負の半波正弦波を合成して正弦波交流電圧を発生させ
る手段としての波形成形部２０と、この正弦波交流電圧
を負荷に接続する交流出力端子ＯＵＴとを備えたインバ
ータ装置である。
【００２０】ここで、本発明の特徴とするところは、Ｄ
Ｃ／ＡＣインバータ１３および１４の出力通路にそれぞ
れ挿入されたスイッチング回路としてのＭＯＳＦＥＴ９
およひ１０と、このＭＯＳＦＥＴ９および１０を基準正
弦波発振器２５の出力にしたがって交互に導通させる制
御回路としての波形成形部２０と、交流出力端子ＯＵＴ
の電圧と基準正弦波発振器２５の出力正弦波とを比較す
る比較回路としての誤差増幅部２２とを備え、波形成形
部２０は、この誤差増幅部２２の誤差出力にしたがって
ＭＯＳＦＥＴ９および１０のうち非導通側の回路を一時
的に導通させる手段を含むところにある。
Ｃ／ＡＣインバータ１３および１４の出力通路にそれぞ
れ挿入されたスイッチング回路としてのＭＯＳＦＥＴ９
およひ１０と、このＭＯＳＦＥＴ９および１０を基準正
弦波発振器２５の出力にしたがって交互に導通させる制
御回路としての波形成形部２０と、交流出力端子ＯＵＴ
の電圧と基準正弦波発振器２５の出力正弦波とを比較す
る比較回路としての誤差増幅部２２とを備え、波形成形
部２０は、この誤差増幅部２２の誤差出力にしたがって
ＭＯＳＦＥＴ９および１０のうち非導通側の回路を一時
的に導通させる手段を含むところにある。
【００２１】誤差増幅部２２は、交流出力端子ＯＵＴの
電圧と基準正弦波発振器２５の出力正弦波とを全位相に
わたり比較する手段を含む。誤差増幅部２２の誤差出力
は位相誤差である。
電圧と基準正弦波発振器２５の出力正弦波とを全位相に
わたり比較する手段を含む。誤差増幅部２２の誤差出力
は位相誤差である。
【００２２】過負荷電流検出手段としての電流検出部１
５および過電流検出部２３が直流入力端子ＩＮに供給さ
れる通路に挿入されている。
５および過電流検出部２３が直流入力端子ＩＮに供給さ
れる通路に挿入されている。
【００２３】次に、本発明実施例の動作を図２を参照し
て説明する。図２は本発明実施例装置の詳細なブロック
構成図である。図１より本発明実施例装置の回路は、２
組のＤＣ／ＡＣインバータ１３、１４と制御部１２およ
び電流検出部１５より構成され、ＤＣ／ＡＣインバータ
１３はコンバータ３０、スイッチ３１、ＤＣ／ＡＣイン
バータ１４はコンバータ４０、スイッチ４１から構成さ
れ、制御部１２は誤差増幅部２２、基準正弦波発振器２
５、ＰＷＭ回路部２１、クロック信号発生部２４、波形
成形部２０、過電流検出部２３より構成される。図２よ
り、２組のＤＣ／ＡＣインバータ１３、１４は、ダイオ
ード１、２、ＭＯＳＦＥＴ３、４、トランス５、６、ダ
イオード７、８、ＭＯＳＦＥＴ９、１０よりそれぞれ構
成される。
て説明する。図２は本発明実施例装置の詳細なブロック
構成図である。図１より本発明実施例装置の回路は、２
組のＤＣ／ＡＣインバータ１３、１４と制御部１２およ
び電流検出部１５より構成され、ＤＣ／ＡＣインバータ
１３はコンバータ３０、スイッチ３１、ＤＣ／ＡＣイン
バータ１４はコンバータ４０、スイッチ４１から構成さ
れ、制御部１２は誤差増幅部２２、基準正弦波発振器２
５、ＰＷＭ回路部２１、クロック信号発生部２４、波形
成形部２０、過電流検出部２３より構成される。図２よ
り、２組のＤＣ／ＡＣインバータ１３、１４は、ダイオ
ード１、２、ＭＯＳＦＥＴ３、４、トランス５、６、ダ
イオード７、８、ＭＯＳＦＥＴ９、１０よりそれぞれ構
成される。
【００２４】続いて、図３ないし図６を参照して本発明
実施例の動作を説明する。図３は波形成形部２０のドラ
イブ信号ａ〜ｄと交流出力電圧との関係を示す図であ
る。図４は各ドライブ信号ａ〜ｄと交流出力電圧の波形
歪との関係を示す図である。図５は歪除去の状態を説明
するための図である。図６は過電流垂下の状態を説明す
るための図である。制御部１２は、交流出力ｅ点の電圧
を誤差増幅部２２で検出し、基準正弦波発振器２５の基
準正弦波信号との比較により誤差信号を生成しＰＷＭ回
路部２１に入力する。ＰＷＭ回路部２１では、誤差信号
とクロック信号発生部２４のクロック信号に同期した鋸
波信号を比較しパルス幅変調信号を生成して波形生成部
２０に入力する。波形生成部２０では、このパルス幅変
調信号から図３に示すように、４系統のドライブ信号ａ
〜ｂを生成し、ＤＣ／ＡＣインバータ１３、１４を駆動
制御する。
実施例の動作を説明する。図３は波形成形部２０のドラ
イブ信号ａ〜ｄと交流出力電圧との関係を示す図であ
る。図４は各ドライブ信号ａ〜ｄと交流出力電圧の波形
歪との関係を示す図である。図５は歪除去の状態を説明
するための図である。図６は過電流垂下の状態を説明す
るための図である。制御部１２は、交流出力ｅ点の電圧
を誤差増幅部２２で検出し、基準正弦波発振器２５の基
準正弦波信号との比較により誤差信号を生成しＰＷＭ回
路部２１に入力する。ＰＷＭ回路部２１では、誤差信号
とクロック信号発生部２４のクロック信号に同期した鋸
波信号を比較しパルス幅変調信号を生成して波形生成部
２０に入力する。波形生成部２０では、このパルス幅変
調信号から図３に示すように、４系統のドライブ信号ａ
〜ｂを生成し、ＤＣ／ＡＣインバータ１３、１４を駆動
制御する。
【００２５】まず、ＤＣ／ＡＣインバータ１３の動作か
ら説明すると、制御部１２より出力されるドライブ信号
ａおよびｃによりＭＯＳＦＥＴ３、ＭＯＳＦＥＴ９が逆
位相で駆動される。ＭＯＳＦＥＴ３は、トランス５を駆
動し直流電力を高周波電力に変換しＭＯＳＦＥＴ３の閉
期間に巻線Ｎｐ１に電力を蓄積し、開期間に巻線Ｎｓを
介しトランス５の二次側に電力を伝送する。トランス５
の二次側では、ダイオード７とコンデンサ１１により高
周波電力を平滑する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ９は、Ｍ
ＯＳＦＥＴ３と逆位相で駆動されているので電力平滑
時、ＭＯＳＦＥＴ９はＯＮ状態である。ドライブ信号ａ
およびｃのパルス幅は交流電圧出力の検出により時間的
に変化し、パルス幅が狭い場合には、出力電圧は低く、
パルス幅が広い場合には、出力電圧値は高くなる。制御
部１２は、交流出力電圧の検出値によりドライブ信号ａ
およびｃのパルス幅を調整する負帰還制御を行い出力電
圧を定電圧化し、ＤＣ／ＡＣインバータ１３で半周期の
正弦波電圧を発生させる。
ら説明すると、制御部１２より出力されるドライブ信号
ａおよびｃによりＭＯＳＦＥＴ３、ＭＯＳＦＥＴ９が逆
位相で駆動される。ＭＯＳＦＥＴ３は、トランス５を駆
動し直流電力を高周波電力に変換しＭＯＳＦＥＴ３の閉
期間に巻線Ｎｐ１に電力を蓄積し、開期間に巻線Ｎｓを
介しトランス５の二次側に電力を伝送する。トランス５
の二次側では、ダイオード７とコンデンサ１１により高
周波電力を平滑する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ９は、Ｍ
ＯＳＦＥＴ３と逆位相で駆動されているので電力平滑
時、ＭＯＳＦＥＴ９はＯＮ状態である。ドライブ信号ａ
およびｃのパルス幅は交流電圧出力の検出により時間的
に変化し、パルス幅が狭い場合には、出力電圧は低く、
パルス幅が広い場合には、出力電圧値は高くなる。制御
部１２は、交流出力電圧の検出値によりドライブ信号ａ
およびｃのパルス幅を調整する負帰還制御を行い出力電
圧を定電圧化し、ＤＣ／ＡＣインバータ１３で半周期の
正弦波電圧を発生させる。
【００２６】ＤＣ／ＡＣインバータ１４も同様で、ＭＯ
ＳＦＥＴ４およびＭＯＳＦＥＴ１０を逆位相のドライブ
信号ｂまたはｄで駆動し上述したのと同様に半周期の正
弦波電圧を発生させる。これらＤＣ／ＡＣインバータ１
３、１４の出力を逆並列接続し、出力の半周期毎に交互
にＤＣ／ＡＣインバータ１３または１４を駆動すること
により交流出力電圧を得ることができるが、出力を逆並
列接続とするため出力が短絡状態となる。これを防止す
るのがＭＯＳＦＥＴ９、ＭＯＳＦＥＴ１０より構成する
スイッチ回路である。ＤＣ／ＡＣインバータ１３が動作
時は上述したとおりＭＯＳＦＥＴ３と逆位相で開閉動作
を行い、ＤＣ／ＡＣインバータ１３の動作が停止し、Ｄ
Ｃ／ＡＣインバータ１４が動作を始めると、ＭＯＳＦＥ
Ｔ９は、開状態となり、ＤＣ／ＡＣインバータ１４の出
力からみて、ハイインピーダンス状態となって出力短絡
を防止する。ＭＯＳＦＥＴ１０についても同様にＤＣ／
ＡＣインバータ１３の動作時はＭＯＳＦＥＴ１０は開状
態となりＤＣ／ＡＣインバータ１３の出力からみてハイ
インピーダンス状態となって出力短絡を防止する。以
上、説明した動作は、インバータ装置が交流電力を供給
する負荷が純抵抗の場合で出力電圧に歪みが発生しない
場合である。
ＳＦＥＴ４およびＭＯＳＦＥＴ１０を逆位相のドライブ
信号ｂまたはｄで駆動し上述したのと同様に半周期の正
弦波電圧を発生させる。これらＤＣ／ＡＣインバータ１
３、１４の出力を逆並列接続し、出力の半周期毎に交互
にＤＣ／ＡＣインバータ１３または１４を駆動すること
により交流出力電圧を得ることができるが、出力を逆並
列接続とするため出力が短絡状態となる。これを防止す
るのがＭＯＳＦＥＴ９、ＭＯＳＦＥＴ１０より構成する
スイッチ回路である。ＤＣ／ＡＣインバータ１３が動作
時は上述したとおりＭＯＳＦＥＴ３と逆位相で開閉動作
を行い、ＤＣ／ＡＣインバータ１３の動作が停止し、Ｄ
Ｃ／ＡＣインバータ１４が動作を始めると、ＭＯＳＦＥ
Ｔ９は、開状態となり、ＤＣ／ＡＣインバータ１４の出
力からみて、ハイインピーダンス状態となって出力短絡
を防止する。ＭＯＳＦＥＴ１０についても同様にＤＣ／
ＡＣインバータ１３の動作時はＭＯＳＦＥＴ１０は開状
態となりＤＣ／ＡＣインバータ１３の出力からみてハイ
インピーダンス状態となって出力短絡を防止する。以
上、説明した動作は、インバータ装置が交流電力を供給
する負荷が純抵抗の場合で出力電圧に歪みが発生しない
場合である。
【００２７】ところが、インバータ装置の負荷が複素負
荷のとき、インバータ出力に無効電力が発生し波形が歪
む。この場合のインバータ装置の動作について以下に説
明する。インバータ装置の負荷が複素負荷のとき、出力
電圧は図４のｅ点の電圧波形にて点線で示す波形歪が発
生する。図４に示すように、正の半周期の電圧波形にて
歪が発生するまでは、制御部１２にはＤＣ／ＡＣインバ
ータ１３のＭＯＳＦＥＴ３およびＭＯＳＦＥＴ９を位相
反転にて連続で駆動させ、出力に歪の無い交流電圧を発
生させていた。複素負荷により出力電圧に歪が発生した
とき、制御部１２には波形歪を検出しＭＯＳＦＥＴ３お
よびＭＯＳＦＥＴ９の駆動を停止するとともに、ＤＣ／
ＡＣインバータ１４のＭＯＳＦＥＴ１０をＰＷＭ制御に
より駆動させ、波形歪の原因となっている無効電力を入
力側に帰還させる。
荷のとき、インバータ出力に無効電力が発生し波形が歪
む。この場合のインバータ装置の動作について以下に説
明する。インバータ装置の負荷が複素負荷のとき、出力
電圧は図４のｅ点の電圧波形にて点線で示す波形歪が発
生する。図４に示すように、正の半周期の電圧波形にて
歪が発生するまでは、制御部１２にはＤＣ／ＡＣインバ
ータ１３のＭＯＳＦＥＴ３およびＭＯＳＦＥＴ９を位相
反転にて連続で駆動させ、出力に歪の無い交流電圧を発
生させていた。複素負荷により出力電圧に歪が発生した
とき、制御部１２には波形歪を検出しＭＯＳＦＥＴ３お
よびＭＯＳＦＥＴ９の駆動を停止するとともに、ＤＣ／
ＡＣインバータ１４のＭＯＳＦＥＴ１０をＰＷＭ制御に
より駆動させ、波形歪の原因となっている無効電力を入
力側に帰還させる。
【００２８】図５（ａ）または（ｂ）に示すように、Ｍ
ＯＳＦＥＴ１０、閉期間にトランス６の巻線Ｎｓに電力
を蓄積し、開期間に巻線Ｎｐ２とダイオード２を介して
無効電力を入力側に帰還させるスイッチング動作を波形
歪が是正されるまで行う。波形歪が無くなると制御部１
２には、ＭＯＳＦＥＴ１０の駆動を停止し再びＭＯＳＦ
ＥＴ３およびＭＯＳＦＥＴ９の位相反転駆動を再開し出
力側に電力を伝送する。制御部１２には、ＤＣ／ＡＣイ
ンバータ１３による出力側への電力伝送とＤＣ／ＡＣイ
ンバータ１４のＭＯＳＦＥＴ１０、ＰＷＭスイッチング
動作による無効電力帰還動作を出力電圧波形の歪を検出
しながら交互に行い、出力電圧波形歪を低減する。負の
半周期の電圧波形にて歪が発生する場合も同様に、制御
部１２には、ＤＣ／ＡＣインバータ１３のＭＯＳＦＥＴ
９、ＰＷＭスイッチング動作による無効電力帰還動作を
出力電圧波形の歪を検出しながら交互に行い出力電圧波
形歪を低減する。
ＯＳＦＥＴ１０、閉期間にトランス６の巻線Ｎｓに電力
を蓄積し、開期間に巻線Ｎｐ２とダイオード２を介して
無効電力を入力側に帰還させるスイッチング動作を波形
歪が是正されるまで行う。波形歪が無くなると制御部１
２には、ＭＯＳＦＥＴ１０の駆動を停止し再びＭＯＳＦ
ＥＴ３およびＭＯＳＦＥＴ９の位相反転駆動を再開し出
力側に電力を伝送する。制御部１２には、ＤＣ／ＡＣイ
ンバータ１３による出力側への電力伝送とＤＣ／ＡＣイ
ンバータ１４のＭＯＳＦＥＴ１０、ＰＷＭスイッチング
動作による無効電力帰還動作を出力電圧波形の歪を検出
しながら交互に行い、出力電圧波形歪を低減する。負の
半周期の電圧波形にて歪が発生する場合も同様に、制御
部１２には、ＤＣ／ＡＣインバータ１３のＭＯＳＦＥＴ
９、ＰＷＭスイッチング動作による無効電力帰還動作を
出力電圧波形の歪を検出しながら交互に行い出力電圧波
形歪を低減する。
【００２９】次に、過負荷状態での過電流垂下動作につ
いて説明する。電流検出部１５はＤＣ／ＡＣインバータ
１３、１４に流れるパルス電流を検出し、検出信号を制
御部１２に伝送する。検出信号は出力電圧の絶対値に比
例しレベルが変動しており、制御部１２では図６（ａ）
に示すように、過電流検出部２３で検出信号を受信し、
基準正弦波発振器２５の基準正弦波信号を全波整流した
基準波形と検出信号の比較により過電流を検出しドライ
ブ信号ａ〜ｄのパルス幅を狭め、出力への供給電力を制
限する。図６（ｂ）に示すように、基準波形が出力電圧
に同期した波形であるため、過電流検出時は出力電圧の
全領域に渡り垂下動作を行い出力電圧波形に歪みを発生
させることなく垂下動作を行うことができる。
いて説明する。電流検出部１５はＤＣ／ＡＣインバータ
１３、１４に流れるパルス電流を検出し、検出信号を制
御部１２に伝送する。検出信号は出力電圧の絶対値に比
例しレベルが変動しており、制御部１２では図６（ａ）
に示すように、過電流検出部２３で検出信号を受信し、
基準正弦波発振器２５の基準正弦波信号を全波整流した
基準波形と検出信号の比較により過電流を検出しドライ
ブ信号ａ〜ｄのパルス幅を狭め、出力への供給電力を制
限する。図６（ｂ）に示すように、基準波形が出力電圧
に同期した波形であるため、過電流検出時は出力電圧の
全領域に渡り垂下動作を行い出力電圧波形に歪みを発生
させることなく垂下動作を行うことができる。
【００３０】上述する回路構成および制御を行うことに
より、出力電圧波形の全領域にて低歪みの波形を発生供
給することができ、過負荷動作時も出力電圧波形の歪み
を発生させることなく垂下動作を行うことができる。
より、出力電圧波形の全領域にて低歪みの波形を発生供
給することができ、過負荷動作時も出力電圧波形の歪み
を発生させることなく垂下動作を行うことができる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
直流電圧から交流電圧を発生するインバータ装置におい
て上述する回路構成および制御方式を用いることによ
り、正弦波交流出力電圧ゼロ電位近傍に発生する波形歪
みを改善しかつ、過負荷状態での過電流垂下動作におい
て出力電圧の波形歪みを増大させることなく出力電圧を
垂下させることができる。
直流電圧から交流電圧を発生するインバータ装置におい
て上述する回路構成および制御方式を用いることによ
り、正弦波交流出力電圧ゼロ電位近傍に発生する波形歪
みを改善しかつ、過負荷状態での過電流垂下動作におい
て出力電圧の波形歪みを増大させることなく出力電圧を
垂下させることができる。
【図１】本発明実施例装置のブロック構成図。
【図２】本発明実施例装置の詳細なブロック構成図。
【図３】波形成形部のドライブ信号と交流出力電圧との
関係を示す図。
関係を示す図。
【図４】各ドライブ信号と交流出力電圧の波形歪との関
係を示す図。
係を示す図。
【図５】歪除去の状態を説明するための図。
【図６】過電流垂下の状態を説明するための図。
【図７】従来例装置のブロック構成図。
【図８】パルス幅と交流出力電圧との関係を示す図。
【図９】過負荷保護回路および過負荷検出状態を示す
図。
図。
１、２、７、８ ダイオード ３、４、９、１０ ＭＯＳＦＥＴ ５、６ トランス １１ コンデンサ １２ 制御部 １３、１４ ＤＣ／ＡＣインバータ １５ 電流検出部 １６ 整流回路 １７ 過負荷保護回路 ２０ 波形成形部 ２１ ＰＷＭ回路部 ２２ 誤差増幅部 ２３ 過電流検出部 ２４ クロック信号発生部 ２５ 基準正弦波発振器 ３０、４０ インバータ ３１、４１ スイッチ １１０ 低周波発振器 １１１、１１２ 変成器 １１３ 切替制御回路 １１４ パルス幅制御回路 １１５ 正負切替回路 １１６ 整流回路 １１７ 過負荷保護回路 １２１、１２２ 主スイッチ １５１、１５２ 切替スイッチ １６１、１６２ ダイオード １６３、１６４ コンデンサ ２００ 出力電圧 ２０１ 交流出力電圧 ２０２、２０３ 過電流検出信号 ２０４、２０５ 正負切替信号 ２０６、２０７ 駆動パルス ＩＮ 直流入力端子 Ｇ、ＯＵＴ、Ｔ 交流出力端子
Claims (4)
- 【請求項１】 直流入力端子と、基準正弦波発振器と、
この基準正弦波発振器の出力に同期してこの直流入力端
子から供給される直流電流をそれぞれ正および負の半波
正弦波に変換する手段と、この正および負の半波正弦波
を合成して正弦波交流電圧を発生させる手段と、この正
弦波交流電圧を負荷に接続する交流出力端子とを備えた
インバータ装置において、 前記正および負の半波正弦波に変換する手段の出力通路
にそれぞれ挿入されたスイッチング回路（９、１０）
と、 このスイッチング回路を前記基準正弦波発振器の出力に
したがって交互に導通させる制御回路（２０）と、 前記交流出力端子の電圧と前記基準正弦波発振器の出力
正弦波とを比較する比較回路（２２）とを備え、 前記制御回路（２０）は、この比較回路の誤差出力にし
たがって前記スイッチング回路のうち非導通側の回路を
一時的に導通させる手段を含むことを特徴とするインバ
ータ装置。 - 【請求項２】 前記比較回路（２２）は、前記交流出力
端子の電圧と前記基準正弦波発振器の出力正弦波とを全
位相にわたり比較する手段を含む請求項１記載のインバ
ータ装置。 - 【請求項３】 前記比較回路の誤差出力は位相誤差であ
る請求項１または２記載のインバータ装置。 - 【請求項４】 過負荷電流検出手段（１５、２３）が前
記直流入力端子に供給される通路に挿入された請求項１
ないし３のいずれかに記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7134246A JP2697681B2 (ja) | 1995-05-31 | 1995-05-31 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7134246A JP2697681B2 (ja) | 1995-05-31 | 1995-05-31 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08331855A true JPH08331855A (ja) | 1996-12-13 |
| JP2697681B2 JP2697681B2 (ja) | 1998-01-14 |
Family
ID=15123818
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7134246A Expired - Lifetime JP2697681B2 (ja) | 1995-05-31 | 1995-05-31 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2697681B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013038963A1 (ja) * | 2011-09-12 | 2013-03-21 | 株式会社村田製作所 | インバータ装置 |
| CN106301295A (zh) * | 2016-08-16 | 2017-01-04 | 中国航空工业集团公司沈阳发动机设计研究所 | 一种周期性不等间隔信号生成方法 |
| CN107979341A (zh) * | 2017-11-10 | 2018-05-01 | 浙江众合科技股份有限公司 | 一种基于逆变技术的正弦波信号发生装置 |
-
1995
- 1995-05-31 JP JP7134246A patent/JP2697681B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013038963A1 (ja) * | 2011-09-12 | 2013-03-21 | 株式会社村田製作所 | インバータ装置 |
| CN106301295A (zh) * | 2016-08-16 | 2017-01-04 | 中国航空工业集团公司沈阳发动机设计研究所 | 一种周期性不等间隔信号生成方法 |
| CN107979341A (zh) * | 2017-11-10 | 2018-05-01 | 浙江众合科技股份有限公司 | 一种基于逆变技术的正弦波信号发生装置 |
| CN107979341B (zh) * | 2017-11-10 | 2021-06-15 | 浙江众合科技股份有限公司 | 一种基于逆变技术的正弦波信号发生装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2697681B2 (ja) | 1998-01-14 |
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