CN104115389A - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种即使交流电源的电压发生变动也能向负载提供恒定电压的功率转换装置。该功率转换装置具备功率转换电路，其包括：逆变器电路(4)，该逆变器电路(4)由开关元件(Q1)和开关元件(Q2)串联连接而构成，且连接在由直流电源(Psp)和直流电源(Psn)串联连接而成的直流电源串联电路(30)的两端；交流输出端子(U)，该交流输出端子(U)连接至开关元件(Q1)与开关元件(Q2)的连接点；交流输出端子(V)，该交流输出端子(V)连接至直流电源(Psp)与直流电源(Psn)的连接点；以及双向开关元件(S1)，该双向开关元件(S1)的一端连接至交流输出端子(U)，另一端连接至交流电源(1)的端子(R)。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及用交流电源和直流电源的电压来产生规定的交流电压的功率转换装置。更详细而言，本发明涉及即使交流电源的电压发生变动或者交流电源发生停电也能向负载提供稳定的电压的瞬时电压下降补偿装置及不间断供电电源装置。
背景技术
图10是用于说明专利文献1所公开的常时逆变器供电方式的功率转换装置的图。该功率转换装置将交流电源的电压暂时转换成直流电压，并再次将直流电压转换成交流电压来提供给负载。
图中，1为单相交流电源，2为电容器，3为整流器电路，4为逆变器电路，5为滤波电路，6为负载。
交流电源1的一端与整流器电路3的交流输入端子相连接。
整流器电路3的交流输入端子与交流电源1的一端相连接。在整流器电路3内，电抗器L的一端与交流输入端子相连接。电抗器L的另一端连接至由开关元件Qp、Qn串联连接构成的开关元件串联电路的连接中点。开关元件串联电路的两端连接有由电容器Cp、Cn串联连接构成的电容器串联电路。电容器串联电路的连接中点与交流电源1的另一端相连接。整流器电路3使开关元件Qp、Qn导通或断开来对交流电源1的电压进行整流，并将电容器Cp、Cn充电至规定电压。分别被充电至规定电压的电容器Cp、Cn形成直流电源。
电容器2连接在整流器电路3的交流输入端子与电容器串联电路的连接中点之间。
逆变器电路4由串联连接的开关元件Q1、Q2构成。逆变器电路4与整流器电路3的直流输出端子相连接。逆变器电路4使开关元件Q1、Q2导通或断开，将由电容器Cp、Cn构成的直流电源的电压转换为交流电压。
滤波电路5由电抗器Lf1与电容器Cf1串联连接而构成。滤波电路5的一端连接至开关元件Q1、Q2的连接中点。滤波电路5的另一端连接至电容器串联电路的连接中点。滤波电路5从逆变器电路4输出的交流电压中去除高频分量。
负载6的一端连接至电抗器Lf1与电容器Cf1的连接点。负载6的另一端与交流电源1的另一端相连接。从逆变器电路4输出的交流电压经由滤波电路5提供给负载6。
图11是用于说明专利文献2所公开的不间断工业供电方式的功率转换装置的图。
图中，在交流电源1与负载之间串联连接有开关7和变压器8的二次绕组。整流器电路3、逆变器电路4、滤波电路5以及电容器2各个之间的连接关系都与图10的实施方式相同。并且，整流器电路3的交流输入端子与变压器8的一次绕组的一端相连接。电容器串联电路的连接中点与交流电源1的另一端相连接，并且与变压器8的一次绕组的另一端相连接。此外，电抗器Lf1与电容器Cf1的连接点与负载6的一端相连接。
该功率转换装置在正常情况下将交流电源的电压提供给负载。当交流电源1的电压下降时，整流器电路3使开关元件Qp、Qn导通或断开，根据充电至电容器串联电路的直流电压来产生用于补偿下降电压的补偿电压。该补偿电压经由变压器8而叠加于交流电源1的电压。然后，将在交流电源1的电压上叠加了补偿电压后的电压提供给负载6。这种情况下，电容器串联电路的充电由逆变器电路4来进行。
另外，当交流电源1发生停电时，开关7被断开。然后，逆变器电路4使开关元件Q1、Q2导通或断开，将电容器串联电路的直流电压转换为交流电压并提供给负载6。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开平7－337036号公报
专利文献2：日本专利特开平11－178216号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，在图10所示的功率转换装置中，在交流电源1向负载6提供交流电压之前，需要利用整流器电路3进行交流-直流电压转换、以及利用逆变器电路4进行直流-交流电压转换。并且，流过功率转换装置的电流至少要通过整流器电路3和逆变器电路4各自的开关元件各一次。即，流过功率转换装置的电流最少要通过开关元件2次以上。因此，在整流器电路3与逆变器电路4中分别会随着开关元件的通电而产生导通损耗。
另外，整流器电路3和逆变器电路4的开关元件Q1～Q4基于由电容器Cp、Cn构成的直流电源的电压而进行导通或断开动作。因此，各个元件在导通或断开时会产生开关损耗。
因而，专利文献1所公开的技术中，由开关元件的导通损耗及开关损耗构成的功耗会变大。如果开关元件的功耗较大，则会导致功率转换装置的转换效率降低的问题。
而在图11所示的功率转换装置中，为了补偿交流电压1的电压下降，需要设置变压器8。变压器8需要在工频下起到作用，因此尺寸很大。而且，在图11所示的功率转换装置中，当交流电源1发生停电时，为了向负载6提供规定的交流电压，必须对整流器电路3和逆变器电路4的动作进行切换。
因而，专利文献2所公开的技术中，需要使用大型的工业变压器，从而具有导致功率转换装置的尺寸变大的问题。此外，由于对整流器电路3与逆变器电路4的动作进行切换，因此存在交流输出电压产生干扰的问题。
本发明是为了解决上述现有技术存在的问题而完成的。即，本发明的目的在于提供一种在交流电源的电压下降时及交流电源停电时也能输出交流输出电压而不会产生干扰的功率转换装置。本发明的目的还在于提供一种能够降低功耗的功率转换装置。本发明的目的还在于提供一种在进行电压补偿动作时不需要使用工频变压器的功率转换装置。
解决技术问题所采用的技术方案
用于达到上述目的的第一解决单元适用于基于交流输出电压指令输出交流电压的功率转换装置。该功率转换装置包括：单相交流电源，该单相交流电源具有第一交流端子和第二交流端子；以及直流电源串联电路，该直流电源串联电路由第一直流电源和第二直流电源串联连接而构成，且第一直流电源与第二直流电源的连接点即中性点端子与所述第二交流端子相连接。该功率转换装置还包括：开关元件串联电路，该开关元件串联电路由与直流电源串联电路的正侧端子相连接的正侧开关元件、和与直流电源串联电路的负侧端子相连接的负侧开关元件串联连接而构成；第一交流输出端子，该第一交流输出端子连接至正侧开关元件与负侧开关元件的连接点；第二交流输出端子，该第二交流输出端子连接至中性点端子；以及双向开关元件，该双向开关元件的一端与第一交流输出端子相连接，另一端与交流电源的第一交流端子相连接。此外，该功率转换装置的特征在于，以预先设定的时间宽度将交流输出电压指令的一个周期分割为多个控制期间，在各个控制期间中，将从直流电源串联电路的正侧电压、直流电源串联电路的负侧电压、交流电源的电压这三个电平的电压中选出的一个电平的电压设为第一电压，将从所述三个电平的电压中选出的另一个电平的电压设为第二电压。而且，该功率转换装置的特征还在于，在各个控制期间中，按照各个规定的时间宽度以互补的方式将第一电压和第二电压输出至第一交流输出端子。
适用第一技术方案的功率转换装置的特征在于，第一电压和第二电压是基于交流输出电压指令和交流电源的电压而选择的电压。
第二技术方案适用于基于交流输出电压指令输出交流电压的功率转换装置。该功率转换装置包括：单相交流电源，该单相交流电源具有第一交流端子和第二交流端子；以及直流电源串联电路，该直流电源串联电路由第一直流电源和第二直流电源串联连接而构成，且第一直流电源与第二直流电源的连接点即中性点端子与第二交流端子相连接。该功率转换装置还包括：开关元件串联电路，该开关元件串联电路由与直流电源串联电路的正侧端子相连接的正侧开关元件、和与直流电源串联电路的负侧端子相连接的负侧开关元件串联连接而构成；第一交流输出端子，该第一交流输出端子连接至正侧开关元件与负侧开关元件的连接点；第二交流输出端子，该第二交流输出端子连接至中性点端子；以及双向开关元件，该双向开关元件的一端与第一交流输出端子相连接，另一端与交流电源的第一交流端子相连接。此外，该功率转换装置的特征在于，以预先设定的时间宽度将所述交流输出电压指令的一个周期分割为多个控制期间，在各个控制期间中，在交流输出电压指令为交流电源的电压以下时，将直流电源串联电路的负电压选为第一电压，将交流电源的电压选为第二电压。而且，该功率转换装置的特征还在于，在交流输出电压指令大于交流电源的电压时，将直流电源串联电路的正电压选为第一电压，将交流电源的电压选为第二电压。该功率转换装置的特征还在于，按照各个规定的时间宽度以互补的方式将第一电压和第二电压输出至第一交流输出端子。
适用第一技术方案或第二技术方案的任一种的功率转换装置的特征在于，第一电压的输出时间基于交流输出电压指令、第一电压、及第二电压而定。该功率转换装置的特征在于，第二电压的输出时间是从各控制期间的时间减去第一电压的输出时间后得到的时间。
适用第一技术方案或第二技术方案的任一种的功率转换装置的特征在于，第一电压的输出时间是与交流输出电压指令和第二电压之间的电压差除以第一电压和第二电压之间的电压差而得到的值相对应的时间。该功率转换装置的特征在于，第二电压的输出时间是从各控制期间的时间减去第一电压的输出时间后得到的时间。
适用第一技术方案或第二技术方案的任一种的功率转换装置的特征在于，在各控制期间内输出的交流电压的平均值与该控制期间内的交流输出电压指令的平均值相等。
适用第一技术方案或第二技术方案的任一种的功率转换装置的特征在于，其交流输出电压指令与交流电源的电压同步。
适用第一技术方案或第二技术方案的任一种的功率转换装置的特征在于，其交流输出电压指令与交流电源的电压不同步。
适用第一技术方案或第二技术方案的任一种的功率转换装置的特征在于，在交流电源的电压与交流输出电压指令的偏差在预先设定的范围内的控制期间中，将交流电源的电压输出至第一交流输出端子，而无关乎交流输出电压指令与交流电源的电压之间的大小关系。
发明效果
适用本发明的功率转换装置能够输出从直流电源串联电路的正侧电压、直流电源串联电路的负侧电压、交流电源的电压这3个电平的电压中选择出的一个电平的电压。而且，在输出交流电源的电压时，电流仅通过双向开关元件即可。另外，适用本发明的功率转换装置能够减小施加于开关元件及双向开关元件的电压。
因此，适用本发明的功率转换装置能够减小开关元件及双向开关元件所产生的功耗。
适用本发明的功率转换装置在将交流输出电压指令的周期分割成多个控制期间而得到的各个控制期间中，通过将直流电源串联电路的正侧电压与负侧电压中的与交流输出电压指令最接近的电压设为第一电压，将交流电源的电压设为第二电压，并分别以规定时间输出上述第一电压和第二电压，从而能产生所期望的交流电压。
因此，适用本发明的功率转换装置即使不使用工频变压器，也能输出对电源电压的变动进行了补偿的交流电压。
附图说明
图1是用于说明本发明的实施方式1的图。
图2是用于说明双向开关元件的实施方式的图。
图3是用于说明控制电路的动作的框图。
图4是用于说明区域判定、与脉宽指令α及元件选择之间的关系的图。
图5是用于说明区域1中的交流输出电压的图。
图6是用于说明区域2中的交流输出电压的图。
图7是用于说明区域判定、与脉宽指令α及元件选择之间的另一种关系的图。
图8是用于说明区域3中的交流输出电压的图。
图9是用于说明本发明的实施方式2的图。
图10是用于说明现有技术所涉及的功率转换装置的图。
图11是用于说明现有技术所涉及的功率转换装置的图。
具体实施方式
下面，参照图1～图9来具体说明本发明所涉及的功率转换装置的实施方式。图1～图9中所示的功率转换装置适用于瞬时电压下降补偿装置或不间断供电电源装置等、即使交流电源的电压发生变动或者交流电源发生停电，也能向负载提供稳定的电压的装置。
图1是用于说明本发明所涉及的功率转换装置的实施方式1的图。本实施方式的功率转换装置利用交流电源的电压和将2个直流电源串联连接构成的直流电源串联电路的电压，产生3个电平的电压。
图中，标号1为交流电源，标号2为电容器，标号30为直流电源串联电路，标号4为逆变器电路，标号5为滤波电路，标号6为负载，标号100为双向开关电路，标号200为控制电路。
交流电源1是具有端子R和端子S的单相交流电源。交流电源1的端子R与端子S之间连接有电容器2。
直流电源串联电路30是由直流电源Psp和直流电源Psn串联连接而成的直流电源。直流电源Psp是正侧的直流电源。直流电源Psp的一端是输出正极性电压的正侧端子P。直流电源Psn是负侧的直流电源。直流电源Psn的一端是输出负极性电压的负侧端子N。直流电源Psp与直流电源Psn的串联连接点是中性点端子O，与交流电源1的端子S相连接。
逆变器电路4连接至直流电源串联电路30的正侧端子P与负侧端子N之间。逆变器电路4由开关元件串联电路构成。开关元件串联电路是一端与直流电源串联电路30的正侧端子P相连接的开关元件Q1、和一端与负侧端子N相连接的开关元件Q2串联连接而成的电路。
开关元件Q1与开关元件Q2的串联连接点与用于从逆变器电路4输出单相交流电压的交流输出端子U(第一交流输出端子)相连接。并且，直流电源串联电路30的中性点端子O与用于从逆变器电路4输出单相交流电压的交流输出端子V(第二交流输出端子)相连接。
双向开关电路100由双向开关元件S1构成。双向开关元件S1的一端与交流输出端子U相连接，另一端与交流电源1的端子R相连接。
交流输出端子U、V经由滤波电路5而与负载6相连接。滤波电路5去除逆变器电路4输出的交流电压中包含的高频分量。
这里，图2(a)～图2(d)中示出双向开关元件S1的结构例。图2(a)中所示的双向开关元件由2个反向阻断型IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极晶体管)反向并联连接而构成。图2(b)中所示的双向开关元件由2组电路反向并联连接而成，所述2组电路由不具备反向阻断耐压的IGBT和二极管串联连接而成。图2(c)中所示的双向开关元件由2组开关元件反向串联连接而成，所述2组开关元件由不具备反向阻断耐压的IGBT和二极管反向并联连接而成。图2(d)中所示的双向开关元件采用将图2(c)所示的双向开关元件中的IGBT替换成MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应管)的结构。
逆变器电路4和双向开关电路100构成用于产生提供给负载6的交流电压的功率转换电路。该功率转换电路以选择开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1中的某一个元件使其导通，并使其余2个元件断开的方式进行动作。
当开关元件Q1导通时，向交流输出端子U输出直流电源Psp的正电压。当开关元件Q2导通时，向交流输出端子U输出直流电源Psn的负电压。当双向开关元件S1导通时，向交流输出端子U输出交流电源1的R端子电压。即，该功率转换电路选择开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1中的某一个元件使其导通，从而能够向交流输出端子U输出直流电源Psp的正电压、直流电源Psn的负电压、交流电源1的R端子电压这3个电平的电压中的某一个。
滤波电路5由电抗器Lf1与电容器Cf1串联连接而构成。滤波电路5连接在交流输出端子U与交流输出端子V之间(以下称为交流输出端子U-V之间。)。电容器Cf1的两端连接有负载6。滤波电路5去除输出到交流输出端子U-V之间的交流输出电压Vus中的高频分量。从滤波电路5输出的电压被提供给负载6。
控制电路200将后述的交流输出电压指令的周期分割成多个控制期间。控制电路200在每一个控制期间内生成用于使开关元件Q1、Q2导通或断开的控制信号G1、G2、以及用于使双向开关元件S1导通或断开的控制信号Gs1。该控制期间具有预先设定的时间宽度且是连续的期间。
以下，将用于控制开关元件Q1、Q2及双向开关元件S1、S2的导通或断开的控制期间的长度称为开关周期T。
由开关周期T所决定的开关频率优选为是相比交流输出电压指令的频率足够高的频率。例如，在交流输出电压指令的频率为工频的情况下，开关频率优选为1kHz以上。另外，开关周期T并不一定要与交流输出电压指令的一个周期同步，也可以是不同步的。
图3是用于说明控制电路200生成控制信号的动作的框图。
向控制电路200输入由电压检测器301检测出的交流电源1的电压Vrs、由电压检测器302检测出的直流电源Psp的电压Vps、以及由电压检测器303检测出的直流电源Psn的电压Vns。控制电路200根据这3个电压的关系，生成用于控制开关元件Q1、Q2的导通或断开的控制信号G1、G2、以及用于控制双向开关元件S1的导通或断开的控制信号Gs1。
具体而言，控制电路200按照下述方式生成控制信号G1、G2和控制信号Gs1。
交流输出电压指令生成电路201基于交流电源1的电压Vrs生成交流输出电压指令Vus*。交流输出电压指令Vus*例如是与交流电源1的电压Vrs同步且振幅与交流电源1的额定电压相等的交流输出电压指令。
交流输出电压指令Vus*也可以是与交流电源1的电压Vrs不同步的交流输出电压指令。交流输出电压指令Vus*也可以是振幅与交流电源1的额定电压不同的交流输出电压指令。
向电压判定电路202输入交流电源1的电压Vrs和交流输出电压指令Vus*。电压判定电路202利用交流电源1的电压Vrs和交流输出电压指令Vus*，输出相应的开关周期T所属的区域信号δ。区域信号δ被分类为区域1和区域2。
图4是用于说明控制电路200所进行的区域判定与脉宽指令α及元件选择之间的关系的图。
电压判定电路202在交流输出电压指令Vus*与交流电源1的电压Vrs的关系满足Vus*≤Vrs时，判定该开关周期T处于区域1。
电压判定电路202在交流输出电压指令Vus*与交流电源1的电压Vrs的关系满足Vus*＞Vrs时，判定该开关周期T处于区域2。
在各区域中，选择3个元件中的一个元件作为H桥臂元件，选择另一个元件作为L桥臂元件。剩下的没有被选为H桥臂元件和L桥臂元件的元件称为断开桥臂元件。
H桥臂元件是通过使其导通，能够将3个电平的电压中的在交流输出电压指令Vus*以上且最接近交流输出电压指令Vus*的电压(第一电压)输出至交流输出端子U的元件。H桥臂元件在与后述的脉宽指令α相对应的时间(H桥臂导通时间)的期间内导通。
L桥臂元件是通过使其导通，能将交流电源1的端子R的电压Vrs(第二电压)输出至交流输出端子U的元件。因而，始终选择双向开关元件S1作为L桥臂元件。L桥臂元件在开关周期T减去H桥臂导通时间后得到的时间(L桥臂导通时间)的期间内导通。
断开桥臂元件在该开关周期T内始终断开。
回到图3，向脉宽指令选择电路203输入交流电源1的电压Vrs、直流电源Psp的电压Vps、直流电源Psn的电压Vns、交流输出电压指令Vus*、以及区域信号δ。脉宽指令选择电路203基于这些输入信号，计算出H桥臂元件的脉宽指令α(导通时间与开关周期的比率)。
区域1及区域2的脉宽指令α通过下式求出。
[数学式1]
区域1的脉宽指令α α＝(Vus*-Vrs)/(Vns-Vrs) (1)
区域2的脉宽指令α α＝(Vus*-Vrs)/(Vps-Vrs) (2)
向比较器204输入脉宽指令α和载波信号生成电路206所生成的载波信号Sc。比较器204对脉宽指令α和载波信号Sc进行比较，生成用于使H桥臂元件导通的信号Hon。当H桥臂导通信号Hon为高电平时，H桥臂元件在开关周期T内的H桥臂导通时间的期间内导通。
逻辑反相器207使H桥臂导通信号Hon的高电平或低电平反转为低电平或高电平，生成用于使L桥臂元件导通的信号Lon。当L桥臂导通信号Lon为高电平时，L桥臂元件在开关周期T内的L桥臂导通时间的期间内导通。
向脉冲分配电路205输入H桥臂导通信号Hon、L桥臂导通信号Lon及区域信号δ。脉冲分配电路205将H桥臂导通信号Hon分配给根据区域信号δ选出的H桥臂元件的控制信号。脉冲分配电路205还将L桥臂导通信号Lon分配给根据区域信号δ选出的L桥臂元件的控制信号。并且，脉冲分配电路205针对断开桥臂元件生成用于使其在该开关周期的期间内断开的控制信号。
如上所述，H桥臂元件是通过使其导通，能够将3个电平的电压中的在交流输出电压指令Vus*以上且最接近交流输出电压指令Vus*的电压(第一电压)输出至交流输出端子U-V之间的元件。L桥臂元件是通过使其导通，能将交流电源1的电压Vrs(第二电压)输出至交流输出端子U-V之间的元件。
根据图4，在区域1的情况下，H桥臂元件为开关元件Q2，L桥臂元件为双向开关元件S1，断开桥臂元件为开关元件Q1。在区域2的情况下，H桥臂元件为开关元件Q1，L桥臂元件为双向开关元件S1，断开桥臂元件为开关元件Q2。
接着，参照图5及图6来说明开关周期T内的交流输出电压Vus与3个元件的接通或断开动作的关系。
图5(a)是用于说明区域1中输出到交流输出端子U-V之间的交流输出电压Vus的图。图5(b)～图5(d)是用于说明在该区域中开关元件Q1、Q2与双向开关元件S1的动作的图。
在该区域中，H桥臂元件为开关元件Q2。L桥臂元件为双向开关元件S1。断开桥臂元件为开关元件Q1因此，开关元件Q2在导通时间TH1的期间内导通(图5(c))。然后，双向开关元件S1在导通时间TL1的期间内导通(图5(d))。开关元件Q1断开(图5(b))。
导通时间TH1是基于利用式(1)求出的脉宽指令α并针对开关周期T计算出的时间。导通时间TL1是开关周期T减去导通时间TH1后得到的时间。
于是，当开关元件Q2导通时，向交流输出端子U-V之间输出第一电压即直流电源Pns的电压Vns。当双向开关元件S1导通时，向交流输出端子U-V之间输出第二电压即交流电源1的电压Vrs(图5(a))。输出到交流输出端子U-V之间的电压的平均值与交流输出电压指令Vus*相等。
在开关周期T内输出的电压也可以是第二电压、第一电压的顺序。这一情况在后面的说明中也一样。
图6(a)是用于说明区域2中输出到交流输出端子U-V之间的交流输出电压Vus的图。图6(b)～图6(d)是用于说明在该区域中开关元件Q1、Q2与双向开关元件S1的动作的图。
在该区域中，H桥臂元件为开关元件Q1。L桥臂元件为双向开关元件S1。断开桥臂元件为开关元件Q2。因此，开关元件Q1在导通时间TH2的期间内导通(图6(b))。然后，双向开关元件S1在导通时间TL2的期间内导通(图6(d))。开关元件Q2断开(图6(c))。
导通时间TH2是基于式(2)所求出的脉宽指令α并针对开关周期T计算出的时间。导通时间TL2是从开关周期减去导通时间TH2后得到的时间。
于是，当开关元件Q1导通时，向交流输出端子U-V之间输出第一电压即直流电源Psp的电压Vps。当双向开关元件S1导通时，向交流输出端子U-V之间输出第二电压即交流电源1的电压Vrs(图6(a))。输出到交流输出端子U-V之间的电压的平均值与交流输出电压指令Vus*相等。
如上所述，本实施方式的功率转换电路在每一个开关周期中选择所需的H桥臂元件和L桥臂元件，以产生与交流输出电压指令Vus*相等的交流输出电压Vus。并且，本实施方式的功率转换电路在开关周期T内，使H桥臂元件和L桥臂元件分别在规定时间内导通，从而能够在交流输出端子U-V之间产生其平均电压与交流输出电压指令Vus*相等的电压。
即，本实施方式的功率转换装置能够利用交流电源1的电压Vrs和直流电源串联电路3的电压Vps、Vns，将提供给负载6的交流输出电压Vus维持在交流输出电压指令Vus*。
另外，本实施方式的功率转换电路无法输出比直流电源Psp的电压Vps要高的电压，也无法输出比直流电源Psn的电压Vns要低的电压。因此，当交流输出电压指令Vus*大于直流电源Psp的电压Vps时，以及当交流输出电压指令Vus*小于直流电源Psn的电压Vns时，进行使所有元件都断开等的保护动作是合适的。
另外，当交流输出电压指令Vus*大于直流电源Psp的电压Vps时，也可以使开关元件Q1始终维持在导通的状态。当交流输出电压指令Vus*小于直流电源Psn的电压Vns时，也可以使开关元件Q2始终维持在导通的状态。
在图10所示的功率转换装置中，逆变器电路的开关元件在直流电源串联电路的正侧电压和负侧电压之间进行导通或断开的动作。
而本实施方式的功率转换装置中，开关元件和双向开关元件在第一电压和第二电压之间进行导通或断开的动作。如上所述，第一电压是在交流输出电压指令Vus*以上且最接近交流输出电压指令Vus*的电压。第二电压是交流电源1的电压Vrs，是最接近交流输出电压指令Vus*的电压。由图5～图6可知，第一电压与第二电压之间的电压差比直流电源的电压Vps和电压Vns之间的电压差要小。
因此，本实施方式的逆变器电路4的开关元件在导通和断开时产生的开关损耗比图10所示的功率转换装置的开关元件的开关损耗要小。同样，本实施方式的双向开关电路100的双向开关元件在导通和断开时产生的开关损耗也比图10所示的功率转换装置的开关元件的开关损耗要小。
即，如果将本实施方式的功率转换装置的开关频率设为与图10所示的逆变器电路4的开关频率相同，则本实施方式的功率转换装置相比于图10所示的逆变器电路4，能够降低开关损耗。
尤其是交流输出电压Vus与交流电源1的电压Vrs同步时较为优选。如果交流输出电压Vus与交流电源1的电压Vrs同步，则施加在开关元件Q1、Q2与双向开关元件S1上的电压能够更小。其结果是，能够进一步减小这些元件上产生的开关损耗。
另外，本实施方式的功率转换装置的交流输出电压Vus在第一电压和第二电压之间变化。因此，施加在电抗器Lf1上的电压变小。
流过电抗器Lf1的纹波电流与电压时间积(电压的变化幅度×电压的脉冲宽度)成正比，与电感值成反比。当电感值相同时，本实施方式的功率转换装置的电压时间积变小，因此流过电抗器Lf1的纹波电流变小。如果纹波电流变小，则电抗器Lf1上的损耗(主要是铁损)也变小。因此，能够实现电抗器Lf1的低损耗。
另一方面，在纹波电流相同的情况下，能够减小电抗器Lf1的电感值。这种情况下，能够实现电抗器Lf1的小型化。
另外，本实施方式的功率转换装置即使是在交流电源1发生了停电的情况下，也能够通过与交流电源1正常时相同的逻辑处理，在每一个开关周期内选择H桥臂元件和L桥臂元件。并且，与交流电源1正常时的情况相同，通过使所选择的H桥臂元件和L桥臂元件进行导通或断开，能够将交流输出电压Vus维持在交流输出电压指令Vus*。
因此，本实施方式的功率转换电路在进行控制以将交流输出电压Vus维持在交流输出电压指令Vus*时，无需设置用于检测交流电源1停电的单元。
接下来，图7是用于说明控制电路200所进行的区域判定与脉宽指令α及元件选择之间的另一种关系的图。图8是用于说明区域3中的交流输出电压Vus、开关元件Q1、Q2、双向开关元件S1的动作的图。
控制电路200的结构与图3中所示的控制电路相同。但是，电压判定电路202除了判定图4所示的区域1及区域2以外，还对区域3进行判定。区域3是用于向交流输出端子U-V之间输出交流电源1的电压的区域。
下面，参照图3、图7和图8，以与区域3有关的控制电路200的动作为中心进行说明，对于与上文已说明的区域1和区域2相同的部分，省略其说明。
在每一个开关周期内，向电压判定电路202输入交流输出电压指令Vus*和交流电源1的电压Vrs。电压判定电路202在两个电压的关系满足|Vus*-Vrs|＜ΔVus*的条件时，判定该开关周期处于区域3。此时，电压判定电路202输出表示区域3的区域信号δ。
ΔVus*是用于判定交流电源1的电压Vrs的值相对于交流输出电压指令Vus*的值落在规定范围内的基准量。当负载6允许输入电压在交流输出电压指令Vus*±10％的范围内变动时，基准量ΔVus*是与交流输出电压指令Vus*的10％相当的量。基准量ΔVus*也可以是取决于其他条件的量。
当表示区域3的区域信号δ输入到脉宽指令选择电路203时，脉宽指令α将被固定在0.0。在脉宽指令α为0.0的情况下，无论载波信号Sc的大小怎样，比较器204都生成使L桥臂元件在该开关周期T内均导通的信号Lon。即，在该开关周期T内，L桥臂导通信号Lon始终为高电平，H桥臂导通信号Hon始终为低电平。
当表示区域3的区域信号δ输入到脉冲分配电路205时，双向开关元件S1将被设定为L桥臂元件。脉冲分配电路205还将开关元件Q1、Q2设定为断开桥臂元件。因此，脉冲分配电路205输出在该开关周期T的期间内为高电平的双向开关元件S1的控制信号Gs1、在该开关周期T的期间内为低电平的开关元件Q1、Q2的控制信号G1、G2。
因此，在被判定为区域3的开关周期T中，双向开关元件S1导通，开关元件Q1、Q2断开。通过3个元件的上述动作，向交流输出端子U-V之间输出交流电源1的电压Vrs。
在交流输出电压指令Vus*为负极性的情况下，控制电路200也进行与交流输出电压指令Vus*为正极性时相同的动作。
因此，在被判定为区域3的开关周期T中，仅双向开关元件S1导通，开关元件Q1、Q2断开。从而，只有双向开关元件S1会因电流通电而产生导通损耗。开关元件Q1、Q2中由于无电流流过，因此不产生导通损耗。另外，由于所有元件都不进行导通或断开的动作，因此不会产生开关损耗。
因而，通过在功率转换电路的动作中设置区域3，能够进一步降低功耗。
接下来，图9是用于说明本发明的功率转换装置的实施方式2的图。本实施方式的功率转换装置用半桥式整流器电路31来构成图1所示的实施方式的直流电源串联电路30。
整流器电路31的主要构成要素为正侧开关元件Qp与负侧开关元件Qn构成的串联电路、正侧电容器Cp与负侧电容器Cn构成的串联电路、以及电抗器L。电抗器L的一端与交流电源1的端子R相连接，另一端与开关元件Qp、Qn的连接中点相连接。电容器Cp、Cn的串联电路与开关元件Qp、Qn的串联电路并联连接。另外，电容器Cp、Cn的连接中点O与交流电源1的端子S相连接，并且与交流输出端子V相连接。
当交流电源1的电压相对于交流输出端子V为正极性时，首先，开关元件Qn导通，开关元件Qp断开。通过使开关元件Qn导通，电容器Cn的电压与交流电源1的电压相加后得到的电压被施加到电抗器L上，在电抗器L中储存能量。接着，开关元件Qn断开，开关元件Qp导通。当开关元件Qn断开时，存储在电抗器L中的能量对电容器Cp进行充电。
另一方面，当交流电源1的电压相对于交流输出端子V为负极性时，首先，使开关元件Qp导通，开关元件Qn断开。通过使开关元件Qp导通，电容器Cp的电压与交流电源1的电压相加后得到的电压被施加到电抗器L上，在电抗器L中储存能量。接着，使开关元件Qp断开，开关元件Qn导通。当开关元件Qp断开时，存储在电抗器L中的能量对电容器Cn进行充电。
开关元件Qp、Qn在比交流电源1的频率要高很多的频率下进行上述导通或断开动作。通过开关元件Qp、Qn的导通或断开动作，电容器Cp与电容器Cn的电压维持在比交流电源1的电压要高的规定电压。
由此，能够用半桥式整流器31来构成本发明的功率转换装置的直流电源串联电路30。该半桥式整流器31的电容器Cp对应于直流电源串联电路30的正侧直流电源Psp。半桥式整流器31的电容器Cn则对应于直流电源串联电路30的负侧直流电源Psn。
本实施方式中，半桥式整流器31以外的电路的作用及效果与用图1至图8进行说明的实施方式1的功率转换装置的作用及效果相同。
标号说明
1交流电源、2电容器、3,31整流器电路、30直流电源串联电路、4逆变器电路、5滤波电路、6负载、7开关、8变压器、100双向开关电路、200控制电路、301～303电压检测器。

Claims (13)

1.一种功率转换装置，基于交流输出电压指令来输出交流电压，其特征在于，包括：
单相交流电源，该单相交流电源具有第一交流端子和第二交流端子；
直流电源串联电路，该直流电源串联电路由第一直流电源和第二直流电源串联连接而构成，且所述第一直流电源与所述第二直流电源的连接点即中性点端子与所述第二交流端子相连接；
开关元件串联电路，该开关元件串联电路由与所述直流电源串联电路的正侧端子相连接的正侧开关元件、和与所述直流电源串联电路的负侧端子相连接的负侧开关元件串联连接而构成；
第一交流输出端子，该第一交流输出端子连接至所述正侧开关元件与所述负侧开关元件的连接点；
第二交流输出端子，该第二交流输出端子连接至所述中性点端子；以及
双向开关元件，该双向开关元件的一端与所述第一交流输出端子相连接，另一端与所述交流电源的第一交流端子相连接，
以预先设定的时间宽度将所述交流输出电压指令的一个周期分割为多个控制期间，在各个控制期间中，将从所述直流电源串联电路的正侧电压、所述直流电源串联电路的负侧电压、所述交流电源的电压这三个电平的电压中选出的一个电平的电压设为第一电压，将从所述三个电平的电压中选出的另一个电平的电压设为第二电压，按照各个规定的时间宽度以互补的方式将所述第一电压和所述第二电压输出至所述第一交流输出端子。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第一电压和所述第二电压是基于所述交流输出电压指令和所述交流电源的电压而选择的电压。
3.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第一电压的输出时间基于所述交流输出电压指令、所述第一电压、及所述第二电压而定，
所述第二电压的输出时间是从各所述控制期间的时间减去所述第一电压的输出时间后得到的时间。
4.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第一电压的输出时间是与所述交流输出电压指令和所述第二电压之间的电压差除以所述第一电压和所述第二电压之间的电压差而得到的值相对应的时间，
所述第二电压的输出时间是从各所述控制期间的时间减去所述第一电压的输出时间后得到的时间。
5.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
在各所述控制期间内输出的交流电压的平均值与该控制期间内的所述交流输出电压指令的平均值相等。
6.一种功率转换装置，基于交流输出电压指令来输出交流电压，其特征在于，包括：
单相交流电源，该单相交流电源具有第一交流端子和第二交流端子；
直流电源串联电路，该直流电源串联电路由第一直流电源和第二直流电源串联连接而构成，且所述第一直流电源与所述第二直流电源的连接点即中性点端子与所述第二交流端子相连接；
开关元件串联电路，该开关元件串联电路由与所述直流电源串联电路的正侧端子相连接的正侧开关元件、和与所述直流电源串联电路的负侧端子相连接的负侧开关元件串联连接而构成；
第一交流输出端子，该第一交流输出端子连接至所述正侧开关元件与所述负侧开关元件的连接点；
第二交流输出端子，该第二交流输出端子连接至所述中性点端子；以及
双向开关元件，该双向开关元件的一端与所述第一交流输出端子相连接，另一端与所述交流电源的第一交流端子相连接，
以预先设定的时间宽度将所述交流输出电压指令的一个周期分割为多个控制期间，
在各个控制期间中，
在所述交流输出电压指令为所述交流电源的电压以下时，将所述直流电源串联电路的负电压选为所述第一电压，将所述交流电源的电压选为所述第二电压，
在所述交流输出电压指令大于所述交流电源的电压时，将所述直流电源串联电路的正电压选为所述第一电压，将所述交流电源的电压选为所述第二电压，
按照各个规定的时间宽度以互补的方式将所述第一电压和所述第二电压输出至所述第一交流输出端子。
7.如权利要求6所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第一电压的输出时间基于所述交流输出电压指令、所述第一电压、及所述第二电压而定，
所述第二电压的输出时间是从各所述控制期间的时间减去所述第一电压的输出时间后得到的时间。
8.如权利要求6所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第一电压的输出时间是与所述交流输出电压指令和所述第二电压之间的电压差除以所述第一电压和所述第二电压之间的电压差而得到的值相对应的时间，
所述第二电压的输出时间是从各所述控制期间的时间减去所述第一电压的输出时间后得到的时间。
9.如权利要求6所述的功率转换装置，其特征在于，
在各所述控制期间内输出的交流电压的平均值与该控制期间内的所述交流输出电压指令的平均值相等。
10.如权利要求1至9中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述交流输出电压指令与所述交流电源的电压同步。
11.如权利要求1至9中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述交流输出电压指令与所述交流电源的电压不同步。
12.如权利要求10所述的功率转换装置，其特征在于，
在所述交流电源的电压与所述交流输出电压指令的偏差在预先设定的范围内的控制期间中，将所述交流电源的电压输出至所述第一交流输出端子。
13.如权利要求11所述的功率转换装置，其特征在于，
在所述交流电源的电压与所述交流输出电压指令的偏差在预先设定的范围内的控制期间中，将所述交流电源的电压输出至所述第一交流输出端子。
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