CN104170232A - 电力转换装置 - Google Patents

电力转换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN104170232A
CN104170232A CN201280071401.5A CN201280071401A CN104170232A CN 104170232 A CN104170232 A CN 104170232A CN 201280071401 A CN201280071401 A CN 201280071401A CN 104170232 A CN104170232 A CN 104170232A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
mentioned
phase
instruction
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201280071401.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104170232B (zh
Inventor
藤田悟
山田隆二
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Publication of CN104170232A publication Critical patent/CN104170232A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104170232B publication Critical patent/CN104170232B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/10—Arrangements incorporating converting means for enabling loads to be operated at will from different kinds of power supplies, e.g. from ac or dc
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J9/00—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M11/00—Power conversion systems not covered by the preceding groups
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/297—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal for conversion of frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J9/00—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting
    • H02J9/04—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source
    • H02J9/06—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems
    • H02J9/062—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems for AC powered loads
    • H02J9/063—Common neutral, e.g. AC input neutral line connected to AC output neutral line and DC middle point
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck

Abstract

提供一种即使三相交流电源的电压发生变动也能够向负载提供固定的电压的电力转换装置。将由开关元件(Q1)和开关元件(Q2)组成的串联电路以及由开关元件(Q3)和开关元件(Q4)组成的串联电路连接于由直流电源(Psp)和直流电源(Psn)组成的直流电源串联电路(3)的两端，在交流输出端子(U)与端子(R)之间连接双向开关元件(S1)，在交流输出端子(U)与中性点端子(O)之间连接双向开关元件(S2)，在交流输出端子(W)与中性点端子(O)之间连接双向开关元件(S3)，在交流输出端子(W)与端子(T)之间连接双向开关元件(S4)，并且，将交流输出端子(V)与端子(S)进行连接。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及一种使用三相交流电源和直流电源的电压来产生规定的三相交流电压的电力转换装置。更详细地说，本发明涉及一种即使发生三相交流电源的电压变动和三相交流电源的停电也能够向负载提供稳定的电压的瞬时电压降低补偿装置和无停电电源装置。
背景技术
作为这种电力转换装置，已知图18所示的装置。该电力转换装置是对三相交流电源的电压变动进行补偿来向负载提供稳定的三相交流电压的装置。该电力转换装置将三相交流电源和负载进行V接线连接，使用三相交流电源的电压以及基于该电压生成的直流电压来生成规定的三相交流电压。
在图中，1是三相交流电源，21、22是电容器，3u、3w是转换器电路，4u、4w是逆变器电路，5是滤波器电路，6是三相负载，K1～K3是开闭单元。
三相交流电源1具备输出R相、S相、T相的各相电压的端子R、S、T。在三相交流电源1的端子R与端子S之间连接有电容器21。在三相交流电源1的端子S与端子T之间连接有电容器22。
转换器电路3u以将开关元件Qu、Qx串联连接所得的电路、将电容器Cpu、Cnu串联连接所得的电路、双向开关元件Su以及电抗器Lu为主要的结构要素。开关元件Qu、Qx的串联电路与电容器Cpu、Cnu的串联电路并联连接。电容器Cpu与电容器Cnu的连接点经由开闭单元K1连接于三相交流电源1的端子R。电容器Cnu的另一端经由开闭单元K3连接于三相交流电源1的端子S。双向开关元件Su连接于开关元件Qu、Qx的连接点与电容器Cpu、Cnu的连接点之间。电抗器Lu的一端连接于开关元件Qu、Qx的连接点，另一端经由开闭单元K3连接于三相交流电源1的端子S。
电容器Cpu、Cnu的串联电路的正侧端子连接于转换器电路3u的输出正电压的端子Pu。电容器Cpu、Cnu的串联电路的负侧端子连接于转换器电路3u的输出负电压的端子Nu。电容器Cpu与电容器Cnu的连接点连接于转换器电路3u的输出中性点电压的端子Ou。
逆变器电路4u以将开关元件Q1、Q2串联连接所得的电路以及双向开关元件S1为主要的结构要素。开关元件Q1、Q2的串联电路连接于转换器电路3u的端子Pu和端子Nu。双向开关元件S1连接于开关元件Q1、Q2的连接点与转换器电路3u的端子Ou之间。开关元件Q1、Q2的连接点连接于逆变器电路4u用于输出交流电压的端子U。
此外，开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1由IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)等能够以相对于三相交流电源1的频率而言足够高的频率进行导通关断(ON/OFF)动作的半导体元件构成。
转换器电路3w以将开关元件Qw、Qz串联连接所得的电路、将电容器Cpw、Cnw串联连接所得的电路、双向开关元件Sw以及电抗器Lw为主要的结构要素。转换器电路3w采用相对于将三相交流电源1的端子S和交流输出端子V进行连接的线而与转换器电路3u对称的电路结构，因此省略各结构要素的连接关系的说明。
逆变器电路4w以将开关元件Q3、Q4串联连接所得的电路以及双向开关元件S4为主要的结构要素。逆变器电路4w也同样地采用相对于将三相交流电源1的端子S和交流输出端子V进行连接的线而与逆变器电路4u对称的电路结构，因此省略各结构要素的连接关系的说明。此外，开关元件Q3、Q4的连接点连接于逆变器电路4w用于输出交流电压的端子W。
通过上述电路结构，转换器电路3u使用三相交流电源1的端子R与端子S之间的线间电压Vrs来将电容器Cpu、Cnu分别充电至相等的电压。而且，转换器电路3u将电容器Cpu、Cnu的电压维持为比线间电压Vrs的振幅值高的规定的电压。
转换器电路3u使用电容器Cpu、Cnu串联电路的正负的电压和中性点电压来在交流输出端子U-V间输出线间电压Vuv。线间电压Vuv是将电容器Cpu、Cnu串联电路的正负的电压叠加到线间电压Vrs上所得的电压。线间电压Vuv的基波具有与电压指令相应的规定的电压振幅。
同样地，转换器电路3w使用三相交流电源1的端子S与端子T之间的线间电压Vts来将电容器Cpw、Cnw分别充电至相等的电压。而且，转换器电路3w将电容器Cpw、Cnw的电压维持为比线间电压Vts的振幅值高的电压。
转换器电路3w使用电容器Cpw、Cnw串联电路的正负的电压和中性点电压来在交流输出端子V-W间输出线间电压Vwv。线间电压Vwv是将电容器Cpw、Cnw串联电路的正负的电压叠加到线间电压Vts上所得的电压。线间电压Vwv的基波具有与电压指令相应的规定的电压振幅。另外，线间电压Vwv被调整为相对于线间电压Vuv偏离120度的相位。
该电力转换装置在三相交流电源1的电压发生变动时对叠加于线间电压Vrs、Vts的电压量进行调节，来将线间电压Vuv、Vwv维持为规定值。另外，该电力转换装置在三相交流电源1停电时断开开闭单元K1～K3。而且，该电力转换装置以如下方式进行动作：使用电容器Cpu、Cnu串联电路的电压和电容器Cpw、Cnw串联电路的电压来输出规定的线间电压Vuv、Vwv。
在专利文献1中公开了上述的电力转换装置。
专利文献1：日本特开2012-44824号公报
发明内容
发明要解决的问题
然而，在图18所示的电力转换装置中，开关元件Q1～Q4分别以电容器Cpu、Cnu、Cpw、Cnw的电压进行动作。而且，各电容器的电压比线间电压Vrs、Vts的振幅值大。因而，存在开关元件Q1～Q4进行导通关断动作而产生的开关损耗(日语：スイッチング損失)变大的问题。
另外，该电力转换装置需要用于在三相交流电源1停电时检测停电的手段。另外，该电力转换装置需要用于将三相交流电源1与转换器电路3u、3W之间断开的开闭单元K1～K3。
而且，若利用半导体元件构成开闭单元K1～K3，则存在由于电流流过半导体元件而产生导通损耗(日语：導通損失)的问题。
另一方面，若利用机械式开闭器构成开闭单元K1～K3，则存在当三相交流电源1停电时无法瞬时地切换用于输出电压的控制动作的问题。
本发明是为了解决这种现有技术所具有的问题而完成的。即，本发明的目的在于提供一种能够降低电力损耗的电力转换装置。另外，本发明的目的在于提供一种即使在三相交流电源发生电压变动时和三相交流电源停电时也无需切换用于输出电压的控制动作就能够输出规定的交流电压的电力转换装置。
用于解决问题的方案
为了达到上述目的，应用了本发明的第一实施方式是一种进行V接线连接的、基于第一线间电压指令和第二线间电压指令来输出三相交流电压的电力转换装置。该电力转换装置的特征在于，以三相交流电源的电压和直流电源串联电路的电压为输入，来输出三相交流电压，该三相交流电源具备用于输出第一相电压至第三相电压的第一端子至第三端子，该直流电源串联电路是将第一直流电源与第二直流电源串联连接而成的，作为第一直流电源与第二直流电源的连接点的中性点端子连接于上述三相交流电源的第三端子。而且，该电力转换装置的特征在于，将按照第一线间电压指令从第一电压群选择出的电压设为第一线间电压，将该第一线间电压输出到第一交流输出端子，其中，该第一电压群包括以中性点端子的电位为基准的零电压、直流电源串联电路的正电压、直流电源串联电路的负电压以及三相交流电源的第一端子的电压这四个水平的电压。并且，该电力转换装置的特征在于，将按照第二线间电压指令从第二电压群选择出的电压设为第二线间电压，将该第二线间电压输出到第二交流输出端子，其中，该第二电压群包括以中性点端子的电位为基准的零电压、直流电源串联电路的正电压、直流电源串联电路的负电压以及三相交流电源的第二端子的电压这四个水平的电压，并且，该电力转换装置的特征在于，将三相交流电源的第三端子的电压输出到第三交流输出端子。
该电力转换装置的特征在于，使第一线间电压指令与三相交流电源的第一端子相对于第三端子的电压同步。并且，该电力转换装置的特征在于，使第二线间电压指令与三相交流电源的第二端子相对于第三端子的电压同步。
或者，该电力转换装置的特征在于，使第一线间电压指令与三相交流电源的第一端子相对于第三端子的电压非同步。并且，该电力转换装置的特征在于，使第二线间电压指令与三相交流电源的第二端子相对于第三端子的电压非同步。
该电力转换装置的特征在于，直流电源串联电路的正电压和直流电源串联电路的负电压比第一线间电压指令的振幅值和第二线间电压指令的振幅值大。并且，该电力转换装置的特征在于，第一线间电压指令与第二线间电压指令具有相同振幅值，且具有120度的相位差。
该电力转换装置的特征在于，具备：第一逆变器电路，其将第一线间电压输出到第一交流输出端子；以及第二逆变器电路，其将第二线间电压输出到第二交流输出端子。
并且，该电力转换装置的特征在于，第一逆变器电路包括：第一开关元件串联电路，其是将第一开关元件和第二开关元件串联连接后连接于直流电源串联电路的两端而成的，并且以第一开关元件与第二开关元件的连接点为第一交流输出端子；第一双向开关元件，其一端连接于第一交流输出端子，另一端连接于三相交流电源的第一端子；以及第二双向开关元件，其一端连接于第一交流输出端子，另一端连接于三相交流电源的第三端子，并且，该电力转换装置的特征在于，第二逆变器电路包括：第二开关元件串联电路，其是将第三开关元件和第四开关元件串联连接后连接于直流电源串联电路的两端而成的，并且以第三开关元件与第四开关元件的连接点为第二交流输出端子；第三双向开关元件，其一端连接于第二交流输出端子，另一端连接于三相交流电源的第二端子；以及第四双向开关元件，其一端连接于第二交流输出端子，另一端连接于三相交流电源的第三端子。
该电力转换装置的特征在于，将第一线间电压指令和第二线间电压指令的周期分割为具有预先决定的时宽且连续的控制期间。并且，该电力转换装置的特征在于，在各个控制期间中，以按照第一线间电压指令从第一电压群所包含的电压中选择出的第一电压和第二电压构成第一线间电压，以按照第二线间电压指令从第二电压群所包含的电压中选择出的第三电压和第四电压构成第二线间电压。并且，在该电力转换装置中，特征在于，在各个控制期间中，第一逆变器电路将第一电压和第二电压分别以规定的时宽互补地输出到第一交流输出端子，第二逆变器电路将第三电压和第四电压分别以规定的时宽互补地输出到第二交流输出端子。
该电力转换装置的特征在于，将第一线间电压指令和第二线间电压指令的周期分割为具有预先决定的时宽且连续的控制期间。并且，该电力转换装置的特征在于，在各个控制期间中，以第一电压和第二电压构成第一线间电压，该第一电压是第一电压群所包含的电压中的、绝对值为第一线间电压指令的绝对值以上且值最接近第一线间电压指令的值的电压，该第二电压是第一电压群所包含的电压中的、绝对值小于第一线间电压指令的绝对值且值最接近第一线间电压指令的值的电压，并且，该电力转换装置的特征在于，在各个控制期间中，以第三电压和第四电压构成第二线间电压，该第三电压是第二电压群所包含的电压中的、绝对值为第二线间电压指令的绝对值以上且值最接近第二线间电压指令的值的电压，该第四电压是第二电压群所包含的电压中的、绝对值小于第二线间电压指令的绝对值且值最接近第二线间电压指令的值的电压。并且，在该电力转换装置中，特征在于，在各个控制期间中，第一逆变器电路将第一电压和第二电压分别以规定的时宽互补地输出到第一交流输出端子，第二逆变器电路将第三电压和第四电压分别以规定的时宽互补地输出到第二交流输出端子。
该电力转换装置的特征在于，基于第一线间电压指令、第一电压以及第二电压来决定第一电压的输出时间，将第二电压的输出时间设为从控制期间的时间减去第一电压的输出时间所得的时间。并且，该电力转换装置的特征在于，基于第二线间电压指令、第三电压以及第四电压来决定第三电压的输出时间，将第四电压的输出时间设为从控制期间的时间减去第三电压的输出时间所得的时间。
该电力转换装置的特征在于，将第一电压的输出时间设为与使第一线间电压指令与第二电压的差电压除以第一电压与第二电压的差电压所得的值对应的时间，将第二电压的输出时间设为从控制期间的时间减去第一电压的输出时间所得的时间。另外，该电力转换装置的特征在于，将第三电压的输出时间设为与使第二线间电压指令与第四电压的差电压除以第三电压与第四电压的差电压所得的值对应的时间，将第四电压的输出时间设为从控制期间的时间减去第三电压的输出时间所得的时间。
在该电力转换装置中，特征在于，各控制期间中的第一线间电压的平均值与第一线间电压指令的平均值相等。并且，在该电力转换装置中，特征在于，各控制期间中的第二线间电压的平均值与第二线间电压指令的平均值相等。
为了达到上述目的，应用了本发明的第二实施方式是一种进行Y接线连接的、基于第一相电压指令至第三相电压指令来输出三相交流电压的电力转换装置。该电力转换装置的特征在于，以三相交流电源的电压和直流电源串联电路的电压为输入，来输出三相交流电压，该三相交流电源具备用于输出第一相电压至第三相电压的第一端子至第三端子，该直流电源串联电路是将第一直流电源与第二直流电源串联连接而成的，作为第一直流电源与第二直流电源的连接点的中性点端子连接于三相交流电源的第三端子。而且，该电力转换装置的特征在于，将按照第一相电压指令从第三电压群选择出的电压设为第一相电压，该第三电压群包括以中性点端子的电位为基准的零电压、直流电源串联电路的正电压、直流电源串联电路的负电压以及三相交流电源的第一端子的电压这四个水平的电压。并且，该电力转换装置的特征在于，将按照第二交流输出电压指令从第四电压群选择出的电压设为第二相电压，该第四电压群包括以中性点端子的电位为基准的零电压、直流电源串联电路的正电压、直流电源串联电路的负电压以及三相交流电源的第二端子的电压这四个水平的电压。并且，该电力转换装置的特征在于，将按照第三交流输出电压指令从第五电压群选择出的电压设为第三相电压，该第五电压群包括以中性点端子的电位为基准的零电压、直流电源串联电路的正电压、直流电源串联电路的负电压以及三相交流电源的第三端子的电压这四个水平的电压。并且，该电力转换装置的特征在于，将第一相电压输出到第一交流输出端子，将第二相电压输出到第二交流输出端子，将第三相电压输出到第三交流输出端子。
该电力转换装置的特征在于，使第一相电压指令与三相交流电源的第一相电压同步，使第二相电压指令与三相交流电源的第二相电压同步，使第三相电压指令与三相交流电源的第三相电压同步。
或者，该电力转换装置的特征在于，使第一相电压指令与三相交流电源的第一相电压非同步，使第二相电压指令与三相交流电源的第二相电压非同步，使第三相电压指令与三相交流电源的第三相电压非同步。
该电力转换装置的特征在于，直流电源串联电路的正电压和直流电源串联电路的负电压比第一相电压指令至第三相电压指令的振幅值大。并且，在该电力转换装置中，特征在于，第一相电压指令至第三相电压指令具有相同振幅值，且彼此具有120度的相位差。
该电力转换装置的特征在于，具备：第一逆变器电路，其将第一相电压输出到第一交流输出端子；第二逆变器电路，其将第二相电压输出到第二交流输出端子；以及第三逆变器电路，其将第三相电压输出到第三交流输出端子。
在该电力转换装置中，特征在于，第一逆变器电路包括：第一开关元件串联电路，其是将第一开关元件和第二开关元件串联连接后连接于直流电源串联电路的两端而成的，并且以第一开关元件与第二开关元件的连接点为上述第一交流输出端子；第一双向开关元件，其一端连接于第一交流输出端子，另一端连接于三相交流电源的第一端子；以及第二双向开关元件，其一端连接于第一交流输出端子，另一端连接于直流电源串联电路的中性点端子。并且，在该电力转换装置中，特征在于，第二逆变器电路包括：第二开关元件串联电路，其是将第三开关元件和第四开关元件串联连接后连接于直流电源串联电路的两端而成的，并且以第三开关元件与第四开关元件的连接点为第二交流输出端子；第三双向开关元件，其一端连接于第二交流输出端子，另一端连接于三相交流电源的第二端子；以及第四双向开关元件，其一端连接于第二交流输出端子，另一端连接于直流电源串联电路的中性点端子。并且，在该电力转换装置中，特征在于，第三逆变器电路包括：第三开关元件串联电路，其是将第五开关元件和第六开关元件串联连接后连接于直流电源串联电路的两端而成的，并且以第五开关元件与第六开关元件的连接点为第三交流输出端子；第五双向开关元件，其一端连接于第三交流输出端子，另一端连接于三相交流电源的第三端子；以及第六双向开关元件，其一端连接于第三交流输出端子，另一端连接于直流电源串联电路的中性点端子。
该电力转换装置的特征在于，还具备三相滤波器电路，该三相滤波器电路是对将电抗器和电容器串联连接而成的电路与第一交流输出端子至第三交流输出端子进行Y接线连接而成的。而且，在该电力转换装置中，特征在于，直流电源串联电路的中性点端子连接于三相滤波器电路的中性点，并且连接于与三相交流电源的第一端子至第三端子进行Y接线连接的三相电容器的中性点。
并且，该电力转换装置的特征在于，直流电源串联电路的中性点端子连接于三相交流电源的中性点端子和三相负载的中性点端子。
该电力转换装置的特征在于，将第一相电压指令至第三相电压指令的周期分割为具有预先决定的时宽且连续的控制期间。并且，该电力转换装置的特征在于，在各个控制期间中，以按照第一相电压指令从第三电压群所包含的电压中选择出的第一电压和第二电压构成第一相电压，以按照第二相电压指令从第四电压群所包含的电压中选择出的第三电压和第四电压构成第二相电压，以按照第三相电压指令从第五电压群所包含的电压中选择出的第五电压和第六电压构成第三相电压。并且，在该电力转换装置中，特征在于，在各个控制期间中，第一逆变器电路将第一电压和第二电压分别以规定的时宽互补地输出到第一交流输出端子，第二逆变器电路将第三电压和第四电压分别以规定的时宽互补地输出到第二交流输出端子，第三逆变器电路将第五电压和第六电压分别以规定的时宽互补地输出到第三交流输出端子。
该电力转换装置的特征在于，将第一相电压指令至第三相电压指令的周期分割为具有预先决定的时宽且连续的控制期间。并且，该电力转换装置的特征在于，在各个控制期间中，以第一电压和第二电压构成第一相电压，该第一电压是第三电压群所包含的电压中的、绝对值为第一相电压指令的绝对值以上且值最接近第一相电压指令的值的电压，该第二电压是第三电压群所包含的电压中的、绝对值小于第一相电压指令的绝对值且值最接近第一相电压指令的值的电压。并且，该电力转换装置的特征在于，在各个控制期间中，以第三电压和第四电压构成第二相电压，该第三电压是第四电压群所包含的电压中的、绝对值为第二相电压指令的绝对值以上且值最接近第二相电压指令的值的电压，该第四电压是第四电压群所包含的电压中的、绝对值小于第二相电压指令的绝对值且值最接近第二相电压指令的值的电压。并且，该电力转换装置的特征在于，在各个控制期间中，以第五电压和第六电压构成第三相电压，该第五电压是第五电压群所包含的电压中的、绝对值为第三相电压指令的绝对值以上且值最接近第三相电压指令的值的电压，该第六电压是第五电压群所包含的电压中的、绝对值小于第三相电压指令的绝对值且值最接近第三相电压指令的值的电压。并且，在该电力转换装置中，特征在于，在各个控制期间中，第一逆变器电路将第一电压和第二电压分别以规定的时宽互补地输出到第一交流输出端子，第二逆变器电路将第三电压和第四电压分别以规定的时宽互补地输出到第二交流输出端子，第三逆变器电路将第五电压和第六电压分别以规定的时宽互补地输出到第三交流输出端子。
该电力转换装置的特征在于，基于第一相电压指令、第一电压以及第二电压来决定第一电压的输出时间，将第二电压的输出时间设为从控制期间的时间减去第一电压的输出时间所得的时间。并且，该电力转换装置的特征在于，基于第二相电压指令、第三电压以及第四电压来决定第三电压的输出时间，将第四电压的输出时间设为从控制期间的时间减去第三电压的输出时间所得的时间。并且，该电力转换装置的特征在于，基于第三相电压指令、第五电压以及第六电压来决定第五电压的输出时间，将第六电压的输出时间设为从控制期间的时间减去第五电压的输出时间所得的时间。
该电力转换装置的特征在于，将第一电压的输出时间设为与使第一相电压指令与第二电压的差电压除以第一电压与第二电压的差电压所得的值对应的时间，将第二电压的输出时间设为从控制期间的时间减去第一电压的输出时间所得的时间。并且，该电力转换装置的特征在于，将第三电压的输出时间设为与使第二相电压指令与第四电压的差电压除以第三电压与第四电压的差电压所得的值对应的时间，将第四电压的输出时间设为从控制期间的时间减去第三电压的输出时间所得的时间。并且，该电力转换装置的特征在于，将第五电压的输出时间设为与使第三相电压指令与第六电压的差电压除以第五电压与第六电压的差电压所得的值对应的时间，将第六电压的输出时间设为从控制期间的时间减去第五电压的输出时间所得的时间。
在该电力转换装置中，特征在于，在各个控制期间中，第一相电压的平均值与第一相电压指令的平均值相等。另外，在该电力转换装置中，特征在于，第二相电压的平均值与第二相电压指令的平均值相等。另外，在该电力转换装置中，特征在于，第三相电压的平均值与第三相电压指令的平均值相等。
发明的效果
应用了本发明的V接线连接的电力转换装置将线间电压指令的周期分割为多个控制期间，在各控制期间中，将基于规定的条件从规定的电压群所包含的四个水平的电压中选择出的第一电压和第二电压输出各自的规定时间，由此能够产生期望的三相交流电压。
另外，应用了本发明的Y接线连接的电力转换装置将相电压指令的周期分割为多个控制期间，在各控制期间中，将基于规定的条件从规定的电压群所包含的四个水平的电压中选择出的第一电压和第二电压输出各自的规定时间，由此能够产生期望的三相交流电压。
而且，无论在哪个电力转换装置中，在输出三相交流电源的电压时，电流都只通过一个双向开关元件即可。因而，应用了本发明的电力转换装置能够防止在输出三相交流电源的电压时产生的导通损耗增加。
另外，在各控制期间中，开关元件和双向开关元件在从各电压群所包含的四个水平的电压中选择出的两个水平的电压之间动作。该两个水平的电压之差至少不会超过直流电源串联电路的正电压和负电压的大小。因而，应用了本发明的电力转换装置能够降低在开关元件和双向开关元件中产生的开关损耗。
另外，应用了本发明的电力转换装置无需检测三相交流电源的停电，能够持续对负载提供三相交流电压。并且，应用了本发明的电力转换装置不需要用于在三相交流电源发生停电时将本电力转换装置从三相交流电源断开的新的断开手段。
附图说明
图1是用于说明本发明的第一实施方式的图。
图2是用于说明双向开关元件的实施方式的图。
图3是用于说明控制电路的动作的框图。
图4是用于说明区域判定与脉宽指令α和元件选择之间的关系的图。
图5是用于说明区域1中的交流输出电压的图。
图6是用于说明区域2中的交流输出电压的图。
图7是用于说明区域3中的交流输出电压的图。
图8是用于说明区域4中的交流输出电压的图。
图9是用于说明区域5中的交流输出电压的图。
图10是用于说明区域6中的交流输出电压的图。
图11是用于说明区域判定与脉宽指令α和元件选择之间的其它关系的图。
图12是用于说明区域7中的交流输出电压的图。
图13是用于说明本发明的第二实施方式的图。
图14是用于说明本发明的第三实施方式的图。
图15是用于说明本发明的第四实施方式的图。
图16是用于说明本发明的第五实施方式的图。
图17是用于说明本发明的第六实施方式的图。
图18是用于说明现有技术所涉及的电力转换装置的图。
具体实施方式
下面，使用图1～图17来详细说明本发明所涉及的电力转换装置的实施方式。图1～图17所示的电力转换装置应用于瞬时电压降低补偿装置或无停电电源装置等用于即使发生三相交流电源的电压变动和三相交流电源的停电也向负载提供稳定的电压的装置。
图1是用于说明本发明所涉及的电力转换装置的第一实施方式的图。该电力转换装置将三相交流电源1和负载6之间进行V接线连接，使用三相交流电源1的电压和基于该电压生成的直流电压来生成规定的三相交流电压。
在图中，标记1是三相交流电源，标记21、22是电容器，标记3是直流电源串联电路，标记4是逆变器电路，标记5是滤波器电路，标记6是负载，标记200是控制电路。
三相交流电源1分别从端子R(第一端子)、端子S(第三端子)以及端子T(第二端子)输出R相电压、S相电压以及T相电压。电容器21连接于端子R与端子T之间。电容器22连接于端子T与端子S之间。
直流电源串联电路3是将直流电源Psp和直流电源Psn串联连接而成的直流电源电路。直流电源Psp是正侧的直流电源。直流电源Psp的一端是输出正极性的电压的正侧端子P。直流电源Psn是负侧的直流电源。直流电源Psn的一端是输出负极性的电压的负侧端子N。直流电源Psp与直流电源Psn的串联连接点是输出零电压的中性点端子O。中性点端子O连接于三相交流电源1的端子S。
逆变器电路4以第一开关元件串联电路、第二开关元件串联电路以及双向开关元件S1～S4为主要的结构要素。
第一开关元件串联电路是将开关元件Q1(第一开关元件)和开关元件Q2(第二开关元件)串联连接而成的电路，该开关元件Q1的一端连接于直流电源串联电路3的正侧端子P，该开关元件Q2的一端连接于负侧端子N。第二开关元件串联电路是将开关元件Q3(第三开关元件)和开关元件Q4(第四开关元件)串联连接而成的电路，该开关元件Q3的一端连接于直流电源串联电路3的正侧端子P，该开关元件Q4的一端连接于负侧端子N。
在此，开关元件Q1～Q4由将二极管反并联连接的IGBT(Insulated GateBipolar Transistor)构成。开关元件Q1～Q4只要能够以充分高于商用频率的频率进行导通关断动作即可，也可以由其它半导体元件代替IGBT来构成开关元件Q1～Q4。
开关元件Q1与开关元件Q2的串联连接点连接于用于从逆变器电路4输出U相电压的交流输出端子U(第一交流输出端子)。开关元件Q3与开关元件Q4的串联连接点连接于用于从逆变器电路4输出W相电压的交流输出端子W(第二交流输出端子)。而且，直流电源串联电路3的中性点端子O连接于用于从逆变器电路4输出V相电压的交流输出端子V(第三交流输出端子)。
双向开关元件S1(第一双向开关元件)其一端连接于交流输出端子U，另一端连接于三相交流电源1的端子R。双向开关元件S2(第二双向开关元件)其一端连接于交流输出端子U，另一端连接于直流电源串联电路3的中性点端子O。双向开关元件S3(第三双向开关元件)其一端连接于交流输出端子W，另一端连接于直流电源串联电路3的中性点端子O。双向开关元件S4(第四双向开关元件)其一端连接于交流输出端子W，另一端连接于三相交流电源1的端子T。
在此，图2的(a)～图2的(d)中示出了双向开关元件S1～S4的结构例。图2的(a)所示的双向开关元件是将两个逆阻型IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor)反并联连接而构成的。图2的(b)所示的双向开关元件是将两组将不具有反向阻断耐压的IGBT和二极管串联连接所得的电路反并联连接而构成的。图2的(c)所示的双向开关元件是将两组对不具有反向阻断耐压的IGBT反并联连接二极管所得的开关元件反串联连接而构成的。图2的(d)所示的双向开关元件为在图2的(c)所示的双向开关元件中将IGBT置换为MOSFET(MetalOxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)的结构。
在上述结构中，逆变器电路4在各个后述的控制期间中，将从第一电压群所包含的四个水平的电压中选择出的第一电压和第二电压互补地输出到交流输出端子U。第一电压群所包含的电压是以中性点端子O的电位为基准的零电压、直流电源Psp的正电压Vp、直流电源Psn的负电压Vn以及线间电压Vrs。三相交流电源1的端子S连接于中性点端子O。因而，线间电压Vrs是三相交流电源1的端子R-S间的电压。
具体地说，逆变器电路4在要对交流输出端子U输出正电压Vp时导通开关元件Q1，在要对交流输出端子U输出负电压Vn时导通开关元件Q2。另外，逆变器电路4在要对交流输出端子U输出线间电压Vrs时导通双向开关元件S1，在要对交流输出端子U输出零电压时导通双向开关元件S2。
另外，逆变器电路4在各个控制期间中，将从第二电压群所包含的四个水平的电压选择出的第三电压和第四电压互补地输出到交流输出端子W。第二电压群所包含的电压是以中性点端子O的电位为基准的零电压、直流电源Psp的正电压Vp、直流电源Psn的负电压Vn以及线间电压Vts。三相交流电源1的端子S连接于中性点端子O。因而，线间电压Vts是三相交流电源1的端子T-S间的电压。
具体地说，逆变器电路4在要对交流输出端子W输出正电压Vp时导通开关元件Q3，在要对交流输出端子W输出负电压Vn时导通开关元件Q4。另外，逆变器电路4在要对交流输出端子W输出线间电压Vts时导通双向开关元件S4，在要对交流输出端子W输出零电压时导通双向开关元件S3。
如上所述，中性点端子O连接于交流输出端子V。因而，输出到交流输出端子U的电压相当于交流输出端子U-V间的线间电压。另外，输出到交流输出端子W的电压相当于交流输出端子W-V间的线间电压。因此，在本实施方式中，将输出到交流输出端子U的电压设为线间电压Vuv(第一线间电压)。另外，将输出到交流输出端子W的电压设为线间电压Vwv(第二线间电压)。
另外，交流输出端子V连接于三相交流电源1的端子S。因而，三相交流电源1的S相电压被输出到交流输出端子V。
交流输出端子U、V、W经由滤波器电路5而与负载6连接。滤波器电路5由连接于交流输出端子U与V之间的电抗器Lf1与电容器Cf1的串联电路以及连接于交流输出端子W与V之间的电抗器Lf2与电容器Cf2的串联电路构成。滤波器电路5去除从逆变器电路4输出的三相交流电压中的、伴随开关元件和双向开关元件的导通关断动作产生的纹波(Ripple)电流分量。
控制电路200以使线间电压Vuv与线间电压指令Vuv*(第一线间电压指令)一致的方式生成开关元件Q1、Q2的控制信号G1、G2和双向开关元件S1、S2的控制信号Gs1、Gs2。另外，控制电路200以使线间电压Vwv与线间电压指令Vwv*(第二线间电压指令)一致的方式生成开关元件Q3、Q4的控制信号G3、G4和双向开关元件S3、S4的控制信号Gs3、Gs4。
为此，控制电路200将线间电压指令的周期分割为多个控制期间，在各控制期间中，进行用于生成上述控制信号的逻辑运算。该控制期间是具有预先决定的时宽且连续的期间。下面，将该控制期间的长度设为开关周期T。
此外，期望的是，由开关周期T决定的开关频率是相对于线间电压指令的频率而言足够高的频率。例如，在线间电压指令的频率为商用频率的情况下，开关频率优选为1kHz以上。另外，开关周期T未必与线间电压指令的一个周期同步，也可以是非同步。
图3是用于说明控制电路200所进行的逻辑运算中的、用于生成开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1、S2的控制信号的逻辑运算的框图。用于生成开关元件Q3、Q4和双向开关元件S3、S4的控制信号的逻辑运算也同样地进行。
由电压检测器301检测的线间电压Vrs、由电压检测器401检测的电压Vp以及由电压检测器402检测的电压Vn被输入到控制电路200。控制电路200按照这三个电压的关系，如下那样生成开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1、S2这四个元件的控制信号。
第一线间电压指令生成电路201基于线间电压Vrs来生成线间电压指令Vuv*。线间电压指令Vuv*是逆变器电路4输出到交流输出端子U的线间电压Vuv的交流电压指令。线间电压指令Vuv*与线间电压Vrs同步，且具有与线间电压Vrs的额定电压相等的振幅值。
此外，也能够将线间电压指令Vuv*设为与线间电压Vrs非同步的交流电压指令。另外，也能够将线间电压指令Vuv*设为具有与线间电压Vrs的额定电压不同的振幅值的交流电压指令。
线间电压Vrs和线间电压指令Vuv*被输入到电压判定电路202。电压判定电路202使用线间电压Vrs和线间电压指令Vuv*来输出相应的开关周期T所属的区域信号δ。区域信号δ被分类为区域1～6。
图4是用于说明由电压判定电路202进行的区域判定与脉宽指令α和元件选择之间的关系的图。
在线间电压指令Vuv*与线间电压Vrs的关系为Vuv*≥0且Vrs<0时，电压判定电路202将该开关周期T判定为区域1。
在线间电压指令Vuv*与线间电压Vrs的关系为Vuv*≥0且Vrs≥0且Vuv*>Vrs时，电压判定电路202将该开关周期T判定为区域2。
在线间电压指令Vuv*与线间电压Vrs的关系为Vuv*≥0且Vrs≥0且Vuv*≤Vrs时，电压判定电路202将该开关周期T判定为区域3。
在线间电压指令Vuv*与线间电压Vrs的关系为Vuv*<0且Vrs<0且Vus*≥Vrs时，电压判定电路202将该开关周期T判定为区域4。
在线间电压指令Vuv*与线间电压Vrs的关系为Vuv*<0且Vrs<0且Vus*<Vrs时，电压判定电路202将该开关周期T判定为区域5。
在线间电压指令Vuv*与线间电压Vrs的关系为Vuv*<0且Vrs≥0时，电压判定电路202将该开关周期T判定为区域6。
在各区域中，四个元件中的一个元件被选择为H臂元件，另一个元件被选择为L臂元件。未被选择为H臂元件和L臂元件的剩下两个元件成为关断臂元件。
H臂元件是能够通过导通来将第一电压群所包含的四个水平的电压中的、绝对值为线间电压指令Vuv*的绝对值以上且最接近线间电压指令Vuv*的电压(第一电压)输出到交流输出端子U的元件。H臂元件在与后述的脉宽指令α对应的时间(H臂导通时间)的期间内导通。
L臂元件是能够通过导通来将第一电压群所包含的四个水平的电压中的、绝对值小于线间电压指令Vuv*的绝对值且最接近线间电压指令Vuv*的电压(第二电压)输出到交流输出端子U的元件。L臂元件在从开关周期T减去H臂导通时间所得的时间(L臂导通时间)的期间内导通。
关断臂元件在该开关周期T中始终关断。
返回到图3，线间电压Vrs、电压Vp、电压Vn、线间电压指令Vuv*以及区域信号δ被输入到脉宽指令选择电路203。脉宽指令选择电路203基于这些输入信号来运算针对H臂元件的脉宽指令α(导通时间相对于开关周期T的比率)。
通过下式求出区域1～6的脉宽指令α。
[数1]
脉宽指令α和由载波信号生成电路206生成的载波信号Sc被输入到比较器204。比较器204将脉宽指令α与载波信号Sc进行比较，生成用于使H臂元件导通的信号Hon。在H臂导通信号Hon为高电平时，在开关周期T内，H臂元件在H臂导通时间的期间内导通。
逻辑反相器207使H臂导通信号Hon的高电平或低电平反转为低电平或高电平，来生成用于使L臂元件导通的信号Lon。在L臂导通信号Lon为高电平时，在开关周期T内，L臂元件在L臂导通时间的期间内导通。
H臂导通信号Hon、L臂导通信号Lon以及区域信号δ被输入到脉冲分配电路205。脉冲分配电路205将H臂导通信号Hon分配为按照区域信号δ选择出的H臂元件的控制信号。另外，脉冲分配电路205将L臂导通信号Lon分配为按照区域信号δ选择出的L臂元件的控制信号。而且，脉冲分配电路205针对关断臂元件生成用于在该开关周期T的期间内关断的控制信号。
根据图4，在区域1时，H臂元件是开关元件Q1，L臂元件是双向开关元件S2，关断臂元件是开关元件Q2和双向开关元件S1。在区域2时，H臂元件是开关元件Q1，L臂元件是双向开关元件S1，关断臂元件是开关元件Q2和双向开关元件S2。在区域3时，H臂元件是双向开关元件S1，L臂元件是双向开关元件S2，关断臂元件是开关元件Q1和Q2。在区域4时，H臂元件是双向开关元件S1，L臂元件是双向开关元件S2，关断臂元件是开关元件Q1和Q2。在区域5时，H臂元件是开关元件Q2，L臂元件是双向开关元件S1，关断臂元件是开关元件Q1和双向开关元件S2。在区域6时，H臂元件是开关元件Q2，L臂元件是双向开关元件S2，关断臂元件是开关元件Q1和双向开关元件S1。
接着，参照图5～图7来说明线间电压指令Vuv*为零电压以上的情况下(区域1～3)的开关周期T内的线间电压Vuv和四个元件的导通关断动作的关系。
图5的(a)是用于说明在区域1中输出到交流输出端子U-V间的线间电压Vuv的图。图5的(b)～图5的(e)是用于说明开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1、S2在该区域中的动作的图。
在该区域中，H臂元件是开关元件Q1。L臂元件是双向开关元件S2。关断臂元件是开关元件Q2和双向开关元件S1。因而，开关元件Q1在导通时间TH1的期间内导通(图5的(b))。之后，双向开关元件S2在导通时间TL1的期间内导通(图5的(e))。开关元件Q2和双向开关元件S1处于关断(图5的(c)、图5的(d))。
导通时间TH1是基于根据式(1)求出的脉宽指令α来相对于开关周期T计算出的时间。导通时间TL1是从开关周期T减去导通时间TH1所得的时间。
然后，当开关元件Q1导通时，作为第一电压的直流电源Psp的电压Vp被输出到交流输出端子U-V间。当双向开关元件S2导通时，作为第二电压的零电压被输出到交流输出端子U-V间(图5的(a))。输出到交流输出端子U-V间的线间电压Vuv的平均值与线间电压指令Vuv*的平均值相等。
此外，在开关周期T内输出的电压的顺序也可以为第二电压、第一电压的顺序。这一点在下面的说明中也是同样的。
图6的(a)是用于说明在区域2中输出到交流输出端子U-V间的线间电压Vuv的图。图6的(b)～图6的(e)是用于说明开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1、S2在该区域中的动作的图。
在该区域中，H臂元件是开关元件Q1。L臂元件是双向开关元件S1。关断臂元件是开关元件Q2和双向开关元件S2。因而，开关元件Q1在导通时间TH2的期间内导通(图6的(b))。之后，双向开关元件S1在导通时间TL2的期间内导通(图6的(d))。开关元件Q2和双向开关元件S2处于关断(图6的(c)、图6的(e))。
导通时间TH2是基于根据式(2)求出的脉宽指令α来相对于开关周期T计算出的时间。导通时间TL2是从开关周期T减去导通时间TH2所得的时间。
然后，当开关元件Q1导通时，作为第一电压的直流电源Psp的电压Vp被输出到交流输出端子U-V间。当双向开关元件S1导通时，作为第二电压的三相交流电源1的线间电压Vrs被输出到交流输出端子U-V间(图6的(a))。输出到交流输出端子U-V间的线间电压Vuv的平均值与线间电压指令Vuv*的平均值相等。
图7的(a)是用于说明在区域3中输出到交流输出端子U-V间的线间电压Vuv的图。图7的(b)～图7的(e)是用于说明开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1、S2在该区域中的动作的图。
在该区域中，H臂元件是双向开关元件S1。L臂元件是双向开关元件S2。关断臂元件是开关元件Q1和开关元件Q2。因而，双向开关元件S1在导通时间TH3的期间内导通(图7的(b))。之后，双向开关元件S2在导通时间TL3的期间内导通(图7的(d))。开关元件Q1和开关元件Q2处于关断(图7的(c)、图7的(e))。
导通时间TH3是基于根据式(3)求出的脉宽指令α来相对于开关周期T计算出的时间。导通时间TL3是从开关周期T减去导通时间TH3所得的时间。
然后，当双向开关元件S1导通时，作为第一电压的三相交流电源1的线间电压Vrs被输出到交流输出端子U-V间。当双向开关元件S2导通时，作为第二电压的零电压被输出到交流输出端子U-V间(图7的(a))。输出到交流输出端子U-V间的线间电压Vuv的平均值与线间电压指令Vus*的平均值相等。
图8～图10是用于说明线间电压指令Vuv*小于零电压的情况下(区域4～6)的开关周期T内的线间电压Vuv和四个元件的导通关断动作的关系的图。
图8是用于说明区域4中的交流输出电压的图。
区域4是由于电路动作的对称性而开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1、S2进行与区域3的情况几乎同样的动作的区域。在该区域中，平均电压与线间电压指令Vuv*的平均电压相等的线间电压Vuv被输出到交流输出端子U-V间。
图9是用于说明区域5中的交流输出电压的图。
区域5是由于电路动作的对称性而开关元件Q1和开关元件Q2的动作成为相反地进行与区域2的情况几乎同样的动作的区域。在该区域中，平均电压与线间电压指令Vuv*的平均电压相等的线间电压Vuv被输出到交流输出端子U-V间。
图10是用于说明区域6中的交流输出电压的图。
区域6是由于电路动作的对称性而开关元件Q1和开关元件Q2的动作成为相反地进行与区域1的情况大致同样的动作的区域。在该区域中，平均电压与线间电压指令Vuv*相等的线间电压Vuv被输出到交流输出端子U-V间。
如上，控制电路200按每个开关周期T选择H臂元件和L臂元件。然后，逆变器电路4在开关周期T内使H臂元件和L臂元件导通各自的规定时间，来在交流输出端子U-V间产生平均电压与线间电压指令Vuv*的平均电压相等的线间电压Vuv。
例如，在三相交流电源1的线间电压Vrs小于线间电压指令Vuv*时，逆变器电路4能够将直流电源串联电路3的正电压Vp和负电压Vn适当叠加到三相交流电源1的线间电压Vrs上来产生线间电压Vuv(区域2、区域5)。
另外，在三相交流电源1的线间电压Vrs大于线间电压指令Vuv*时，逆变器电路4能够降低三相交流电源1的电压来产生线间电压Vuv(区域3、区域4)。
并且，逆变器电路4能够产生与三相交流电源1的线间电压Vrs相反的极性的线间电压Vuv(区域1、区域6)。此时产生的线间电压Vuv为相位与三相交流电源1的线间电压Vrs大幅偏离的电压。
但是，逆变器电路4无法输出比直流电源Psp的电压Vp高的电压，无法输出比直流电源Psn的电压Vn低的电压。因而，在线间电压指令Vuv*大于电压Vp时以及线间电压指令Vuv*小于电压Vn时，关断所有元件等的保护动作是较为适当的。
另外，在线间电压指令Vuv*大于电压Vp时，也可以使开关元件Q1始终维持导通状态。而且，在线间电压指令Vuv*小于电压Vn时，也可以使开关元件Q2始终维持导通状态。
根据上述说明明确可知：在逆变器电路4中，用于将线间电压Vuv输出到交流输出端子U-V间的电路和用于将线间电压Vwv输出到交流输出端子W-V间的电路构成为相对于将三相交流电源1的端子S与交流输出端子V进行连接的线而对称。因而，在控制电路200中，用于生成开关元件Q3、Q4和双向开关元件S3、S4的控制信号的逻辑运算是与使用图3说明的用于生成开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1、S2的控制信号的逻辑运算同样地进行的。即，控制电路200使用三相交流电源1的线间电压Vts和线间电压指令Vwv*来将各控制期间分类为区域1～6。然后，控制电路200使用电压Vp、Vn、Vts以及线间电压指令Vwv*来设定H臂元件和L臂元件，并且运算这些元件的导通时间，生成开关元件Q3、Q4和双向开关元件S3、S4的控制信号。
另外，开关元件Q3、Q4和双向开关元件S3、S4的动作与输出到交流输出端子W-V间的线间电压Vwv的关系是与使用图4～图10说明的开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1、S2的动作与输出到交流输出端子U-V间的线间电压Vuv的关系同样的。即，逆变器电路4按照在各控制期间中生成的控制信号来使开关元件Q3、Q4和双向开关元件S3、S4进行导通关断动作。其结果，逆变器电路4将具有与线间电压指令Vwv*的平均值相等的平均值的线间电压Vwv输出到交流输出端子W-V间。
如上，第一实施方式所涉及的电力转换装置通过在各控制期间中适当选择第一电压和第二电压并且适当设定各个电压的输出时间，能够输出具有与线间电压指令Vuv*的平均电压相等的平均电压的线间电压Vuv。另外，第一实施方式所涉及的电力转换装置通过在各控制期间中适当选择第三电压和第四电压并且适当设定各个电压的输出时间，能够输出具有与线间电压指令Vwv*的平均电压相等的平均电压的线间电压Vwv。
此时，开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1、S2在第一电压与第二电压之间进行导通关断动作。另外，开关元件Q3、Q4和双向开关元件S3、S4在第三电压与第四电压之间进行导通关断动作。根据图5～图10明确可知，第一电压与第二电压之间的电压差不会超过直流电源的电压Vp、Vn的大小。同样地，第三电压与第四电压之间的电压差不会超过直流电源的电压Vp、Vn的大小。
另一方面，在图18所示的电力转换装置中，逆变器电路的开关元件是以直流电源的正电压和负电压进行导通关断动作的。
因而，在相同的开关频率条件下，本实施方式所涉及的逆变器电路4的开关元件接通和断开时产生的开关损耗比图18所示的电力转换装置的开关元件的开关损耗小。同样地，本实施方式所涉及的双向开关元件接通和断开时产生的开关损耗比图18所示的电力转换装置的开关元件的开关损耗小。即，本实施方式所涉及的电力转换装置与图18所示的电力转换装置相比，能够降低开关损耗。
特别是，优选使线间电压指令Vuv*与三相交流电源1的线间电压Vrs同步，使线间电压指令Vwv*与三相交流电源1的线间电压Vts同步。如果使线间电压指令与三相交流电源1的线间电压同步，则能够进一步减小施加于开关元件Q1～Q4和双向开关元件S1～S4的电压。其结果，能够进一步降低这些元件中产生的开关损耗。
另外，本实施方式所涉及的电力转换装置的线间电压Vuv在第一电压与第二电压之间变化。因而，施加于电抗器Lf1的电压变小。
流过电抗器Lf1的纹波电流与电压时间积(电压的变化幅度×电压的脉宽)成正比，与电感值成反比。在电感值相同的情况下，在本实施方式所涉及的电力转换装置中，电压时间积变小，因此流过电抗器Lf1的纹波电流变小。若纹波电流变小则电抗器Lf1的损耗(主要为铁损)变小。因而，能够实现电抗器Lf1的低损耗化。
另一方面，在使纹波电流相同的情况下，能够减小电抗器Lf1的电感值。在这种情况下，能够实现电抗器Lf1的小型化。
同样地，能够实现电抗器Lf2的低损耗化或小型化。
另外，本实施方式所涉及的电力转换装置即使在三相交流电源1发生停电的情况下也能够通过与三相交流电源1正常的情况相同的逻辑运算来按每个开关周期T选择H臂元件和L臂元件。然后，能够与三相交流电源1正常的情况同样地，使所选择的H臂元件和L臂元件导通关断，来输出与线间电压指令Vuv*对应的线间电压Vuv以及与线间电压指令Vwv*对应的线间电压Vwv。
因而，本实施方式所涉及的电力转换装置在输出线间电压Vuv和线间电压Vwv的控制中，不需要用于检测三相交流电源1的停电的手段。
接着，图11是用于说明由控制电路200进行的区域判定与脉宽指令α和元件选择的另一关系的图。另外，图12是用于说明区域7中的线间电压Vuv以及开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1、S2的动作的图。
控制电路200的结构为与图3所示的控制电路相同的结构。但是，除了图4所示的区域1～6以外，电压判定电路202还判定区域7。区域7是用于将三相交流电源1的线间电压Vrs输出到交流输出端子U-V间的区域。优先于区域1～6来判定该区域7。
下面，参照图3以及图11和图12来说明主要与区域7有关的控制电路200的动作。对于与上述内容中说明的区域1～6共同的部分，适当省略其说明。
按每个开关周期T，线间电压指令Vuv*和三相交流电源1的线间电压Vrs被输入到电压判定电路202。电压判定电路202在两个电压的关系满足|Vuv*-Vrs|<ΔVuv*的条件时，将该开关周期T判定为区域7。此时，电压判定电路202输出表示区域7的区域信号δ。
ΔVuv*是用于判定三相交流电源1的线间电压Vrs的值相对于线间电压指令Vuv*的值处于规定的范围内的基准量。在负载6允许输入电压在线间电压指令Vuv*±10％的范围内的变动的情况下，基准量ΔVuv*为与线间电压指令Vuv*的10％相当的量。基准量ΔVuv*也可以是根据其它条件而决定的量。
脉宽指令选择电路203当被输入表示区域7的区域信号δ时，将脉宽指令α固定为1.0。在脉宽指令α为1.0的情况下，无论载波信号Sc的大小如何，比较器204都生成使H臂元件在整个该开关周期T内导通的信号Hon。即，在该开关周期T中，H臂导通信号Hon始终为高电平，L臂导通信号Lon始终为低电平。
脉冲分配电路205当被输入表示区域7的区域信号δ时，将双向开关元件S1设定为H臂元件。另外，脉冲分配电路205将开关元件Q1、Q2和双向开关元件S2设定为关断臂元件。因而，脉冲分配电路205输出在该开关周期T的期间内处于高电平的双向开关元件S1的控制信号Gs1以及在该开关周期T的期间内处于低电平的开关元件Q1、Q2和双向开关元件S2的控制信号G1、G2以及Gs2。
因而，在被判定为区域7的开关周期T中，双向开关元件S1导通，开关元件Q1、Q2和双向开关元件S2关断。由于只有双向开关元件S1导通，因此三相交流电源1的线间电压Vrs被输出到交流输出端子U-V间。
此外，在区域7的情况下，即使线间电压指令Vuv*为负极性，控制电路200也进行与线间电压指令Vuv*为正极性的情况同样的逻辑运算，来生成开关元件Q1、Q2和双向开关元件S1、S2的控制信号。
另外，根据逆变器电路4的结构明确可知：用于将线间电压Vuv输出到交流输出端子U-V间的电路和用于将线间电压Vwv输出到交流输出端子W-V间的电路构成为相对于将三相交流电源1的端子S与交流输出端子V进行连接的线而对称。因而，控制电路200进行与使用图3说明的逻辑运算同样的逻辑运算来生成开关元件Q3、Q4和双向开关元件S3、S4的控制信号。
其结果，在被判定为区域7的开关周期T中，双向开关元件S1和S4导通，开关元件Q1～Q4和双向开关元件S2、S3关断。因此，双向开关元件S1和S4产生因电流通电引起的导通损耗。开关元件Q1～Q4和双向开关元件S2、S3由于不流通电流，因此不产生导通损耗。另外，所有元件均不进行导通关断动作，因此不产生开关损耗。
因而，当在逆变器电路4的动作中设置区域7时，能够进一步降低电力损耗。
另外，在区域7中，电抗器Lf1、Lf2中不会流过因开关元件和双向开关元件的导通关断动作而产生的纹波电流。因而，能够降低电抗器Lf1、Lf2的损耗。
接着，图13是用于说明本发明所涉及的电力转换装置的第二实施方式的图。该实施方式所涉及的电力转换装置以转换器电路30来构成图1所示的实施方式的直流电源串联电路3。
转换器电路30以电容器Cp与电容器Cn的串联电路、开关元件Qu与开关元件Qx的串联电路、开关元件Qw与开关元件Qz的串联电路、电抗器Lu以及电抗器Lw为主要的结构要素。电容器Cp与电容器Cn的连接点连接于三相交流电源1的端子S，并且连接于转换器电路30的中性点端子O。开关元件Qu与开关元件Qx的串联电路以及开关元件Qw与开关元件Qz的串联电路并联连接于电容器Cp与电容器Cn的串联电路。电抗器Lu连接于开关元件Qu和开关元件Qx的连接点与三相交流电源1的端子R之间。电抗器Lw连接于开关元件Qw和开关元件Qz的连接点与三相交流电源1的端子T之间。
在上述结构中，在三相交流电源1的线间电压Vrs为正极性时，首先，开关元件Qx导通，开关元件Qu关断。通过开关元件Qx导通，电容器Cn的电压Vn与线间电压Vrs相加所得的电压被施加到电抗器Lu，在电抗器Lu中蓄积能量。接着，开关元件Qx关断，开关元件Qu导通。当开关元件Qx关断时，以蓄积在电抗器Lu中的能量对电容器Cp进行充电。
另一方面，在三相交流电源1的线间电压Vrs为负极性时，首先，开关元件Qu导通，开关元件Qx关断。通过开关元件Qu导通，电容器Cp的电压Vp与线间电压Vrs相加所得的电压被施加到电抗器Lu，在电抗器Lu中蓄积能量。接着，开关元件Qu关断，开关元件Qx导通。当开关元件Qu关断时，以蓄积在电抗器Lu中的能量对电容器Cn进行充电。
通过像这样使开关元件Qu、Qx进行导通关断动作，能够将电容器Cp、Cn的电压维持为比线间电压Vrs的振幅值高的规定的电压值。同样地，通过使开关元件Qw、Qz进行导通关断动作，能够使用线间电压Vts将电容器Cp、Cn的电压维持为比线间电压Vts的振幅值高的规定的电压值。此外，开关元件Qu、Qx和Qw、Qz以充分高于三相交流电源1的频率的频率进行上述导通关断动作。
被充电至规定电压的电容器Cp、Cn对于逆变器电路4起到作为串联连接的直流电源的功能。即，电容器Cp与直流电源串联电路3的正侧直流电源Psp对应。另外，电容器Cn与直流电源串联电路3的负侧直流电源Psn对应。
在上述结构中，本实施方式所涉及的逆变器电路4与第一实施方式所涉及的逆变器电路4同样地进行使用图3～图10说明的区域1～区域6的动作。通过该动作，本实施方式所涉及的电力转换装置所发挥的效果与第一实施方式所涉及的电力转换装置相同。
即，本实施方式所涉及的电力转换装置能够将与线间电压指令Vuv*对应的线间电压Vuv输出到交流输出端子U。另外，该电力转换装置能够将与线间电压指令Vwv*对应的线间电压Vwv输出到交流输出端子W。
而且，在输出该线间电压时，本实施方式所涉及的电力转换装置与图18所示的电力转换装置相比，能够降低开关损耗。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置通过上述动作，能够实现电抗器Lf1、Lf2的低损耗化或小型化。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置通过上述动作，在输出线间电压Vuv和线间电压Vwv的控制中不需要用于检测三相交流电源1的停电的手段。
另外，本实施方式所涉及的逆变器电路4与第一实施方式所涉及的逆变器电路4同样地进行使用图11和图12说明的区域7的动作。
通过该动作，本实施方式所涉及的电力转换装置能够进一步降低电力损耗。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置能够在区域7中进一步降低电抗器Lf1、Lf2的损耗。
接着，图14是用于说明本发明所涉及的电力转换装置的第三实施方式的图。
该实施方式所涉及的电力转换装置以逆变器电路41和逆变器电路42构成图1所示的电力转换装置的逆变器电路4。逆变器电路41是将线间电压Vuv输出到交流输出端子U(第一交流输出端子)的逆变器电路。逆变器电路42是将线间电压Vwv输出到交流输出端子W(第二交流输出端子)的逆变器电路。并且，该实施方式所涉及的电力转换装置以与逆变器电路41对应的转换器电路31以及与逆变器电路42对应的转换器电路32构成直流电源串联电路3。
转换器电路31以二极管Dpu与二极管Dnu的串联电路、电容器Cpu与电容器Cnu的串联电路、双向开关元件Su以及电抗器Lu为主要的结构要素。电容器Cpu的正侧端子连接于转换器电路31的正侧输出端子Pu。电容器Cnu的负侧端子连接于转换器电路31的负侧输出端子Nu。另外，电容器Cpu、Cnu的连接点连接于转换器电路31的中性点端子Ou。二极管Dpu、Dnu的串联电路与电容器Cpu、Cnu的串联电路并联连接。双向开关元件Su连接于二极管Dpu、Dnu的连接点与电容器Cpu、Cnu的连接点之间。电抗器Lu连接于三相交流电源1的端子R与二极管Dpu、Dnu的连接点之间。
在上述结构中，在三相交流电源1的线间电压Vrs为正极性时，通过双向开关元件Su导通，线间电压Vrs被施加到电抗器Lu，在电抗器Lu中蓄积能量。接着，当双向开关元件Su关断时，以蓄积在电抗器Lu中的能量经由二极管Dpu对电容器Cpu进行充电。
另一方面，在三相交流电源1的线间电压Vrs为负极性时，通过双向开关元件Su导通，线间电压Vrs被施加到电抗器Lu，在电抗器Lu中蓄积能量。接着，当双向开关元件Su关断时，以蓄积在电抗器Lu中的能量经由二极管Dnu对电容器Cnu进行充电。
这样，转换器电路31通过使双向开关元件Su进行导通关断动作，能够将电容器Cpu、Cnu的电压维持为比线间电压Vrs的振幅值高的规定的电压值。双向开关元件Su以充分高于三相交流电源1的频率的频率进行上述导通关断动作。
转换器电路32采用相对于将三相交流电源1的端子S和交流输出端子V(第三交流输出端子)进行连接的线而与转换器电路31对称的电路结构。另外，转换器电路32通过与转换器电路31同样的动作，将电容器Cpw、Cnw的电压维持为比线间电压Vts的振幅值高的规定的电压值。
此外，转换器电路31的输出端子Pu、Ou、Nu与转换器电路32的输出端子Pw、Ow、Nw分别相互连接。因而，电容器Cpu的电压与电容器Cpw的电压相同。另外，电容器Cnu的电压与电容器Cnw的电压相同。
被充电至规定电压的电容器Cpu、Cnu和电容器Cpw、Cnw对于逆变器电路41、42起到作为串联连接的直流电源的功能。即，电容器Cpu、Cpw与直流电源串联电路3的正侧直流电源Psp对应。另外，电容器Cnu、Cnw与直流电源串联电路3的负侧直流电源Psn对应。
逆变器电路41以开关元件Q1、Q2的串联电路和双向开关元件S1、S2为主要的结构要素。开关元件Q1、Q2的串联电路的两端连接于转换器电路31的输出端子Pu、Nu。另外，开关元件Q1、Q2的连接点连接于交流输出端子U。双向开关元件S1连接于开关元件Q1、Q2的连接点与三相交流电源1的端子R之间。双向开关元件S2连接于开关元件Q1、Q2的连接点与转换器电路31的中性点端子Ou之间。
逆变器电路42采用相对于将三相交流电源1的端子S和交流输出端子V(第三交流输出端子)进行连接的线而与逆变器电路41对称的电路结构。因而，省略关于逆变器电路42的连接结构的说明。
在上述结构中，本实施方式所涉及的逆变器电路41、42与第一实施方式所涉及的逆变器电路4同样地进行使用图3～图10说明的区域1～区域6的动作。通过该动作，本实施方式所涉及的电力转换装置所发挥的效果与第一实施方式所涉及的电力转换装置相同。
即，本实施方式所涉及的电力转换装置能够将与线间电压指令Vuv*对应的线间电压Vuv输出到交流输出端子U。另外，该电力转换装置能够将与线间电压指令Vwv*对应的线间电压Vwv输出到交流输出端子W。
而且，在输出该线间电压时，本实施方式所涉及的电力转换装置与图18所示的电力转换装置相比，能够降低开关损耗。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置通过上述动作，能够实现电抗器Lf1、Lf2的低损耗化或小型化。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置通过上述动作，在输出线间电压Vuv和线间电压Vwv的控制中不需要用于检测三相交流电源1的停电的手段。
另外，本实施方式所涉及的逆变器电路41、42与第一实施方式所涉及的逆变器电路4同样地进行使用图11和图12说明的区域7的动作。
通过该动作，本实施方式所涉及的电力转换装置能够进一步降低电力损耗。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置能够在区域7中进一步降低电抗器Lf1、Lf2的损耗。
接着，图15是用于说明本发明所涉及的电力转换装置的第四实施方式的图。
在该电力转换装置中，进行Y接线连接的电容器21～23的中性点和进行Y接线连接的滤波器电路51的中性点在端子C处进行连接。并且，直流电源串联电路的中性点端子O连接于该端子C。该电力转换装置对逆变器电路41～43进行Y接线连接，来生成规定的三相交流电压。逆变器电路41～43的输入为三相交流电源1的各相电压和直流电源串联电路3的电压。
逆变器电路41是将U相电压(第一相电压)输出到交流输出端子U(第一交流输出端子)的逆变器电路。逆变器电路42是将W相电压(第二相电压)输出到交流输出端子W(第二交流输出端子)的逆变器电路。逆变器电路43是将V相电压(第三相电压)输出到交流输出端子V(第三交流输出端子)的逆变器电路。
逆变器电路41以开关元件Q1、Q2的串联电路和双向开关元件S1、S2为主要的结构要素。开关元件Q1、Q2的串联电路的两端连接于直流电源串联电路3的输出端子P、N。另外，开关元件Q1、Q2的连接点连接于交流输出端子U。双向开关元件S1连接于开关元件Q1、Q2的连接点与三相交流电源1的端子R之间。双向开关元件S2连接于开关元件Q1、Q2的连接点与直流电源串联电路3的中性点端子O之间。
逆变器电路42相对于三相交流电源1的端子T和直流电源串联电路3采用与逆变器电路41同样的结构。逆变器电路43相对于三相交流电源1的端子S和直流电源串联电路3采用与逆变器电路41同样的结构。因而，省略关于逆变器电路42、43的连接结构的说明。
在上述结构中，本实施方式所涉及的逆变器电路41～43与第一实施方式所涉及的逆变器电路4同样地进行使用图3～图10说明的区域1～区域6的动作。通过该动作，本实施方式所涉及的电力转换装置所发挥的效果与第一实施方式所涉及的电力转换装置相同。
即，本实施方式所涉及的电力转换装置能够将与相电压指令Vu*(第一相电压指令)对应的相电压Vu输出到交流输出端子U。另外，该电力转换装置能够将与相电压指令Vw*(第二相电压指令)对应的相电压Vw输出到交流输出端子W。另外，该电力转换装置能够将与相电压指令Vv*(第三相电压指令)对应的相电压Vv输出到交流输出端子V。
而且，在输出该相电压时，本实施方式所涉及的电力转换装置关于对应的逆变器电路，与图18所示的电力转换装置相比能够降低开关损耗。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置通过上述动作，能够实现电抗器Lf1～Lf3的低损耗化或小型化。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置通过上述动作，在输出相电压Vu、Vv、Vw的控制中不需要用于检测三相交流电源1的停电的手段。
另外，本实施方式所涉及的逆变器电路41～43与第一实施方式所涉及的逆变器电路4同样地进行使用图11和图12说明的区域7的动作。
通过该动作，本实施方式所涉及的电力转换装置能够进一步降低电力损耗。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置能够在区域7中进一步降低电抗器Lf1～Lf3的损耗。
接着，图16是用于说明本发明所涉及的电力转换装置的第五实施方式的图。
该电力转换装置以与逆变器电路41对应的转换器电路31、与逆变器电路42对应的转换器电路32以及与逆变器电路43对应的转换器电路33来构成图15所示的电力转换装置的直流电源串联电路3。
转换器电路31以二极管Dpu与二极管Dnu的串联电路、电容器Cpu与电容器Cnu的串联电路、双向开关元件Su以及电抗器Lu为主要的结构要素。电容器Cpu的正侧端子连接于转换器电路31的正侧输出端子Pu，电容器Cnu的负侧端子连接于转换器电路31的负侧输出端子Nu。另外，电容器Cpu、Cnu的连接点连接于转换器电路31的中性点端子Ou，并且连接于端子C，在该端子C上连接有进行Y接线连接的电容器21～23的中性点和进行Y接线连接的滤波器电路51的中性点。二极管Dpu、Dnu的串联电路与电容器Cpu、Cnu的串联电路并联连接。双向开关元件Su连接于二极管Dpu、Dnu的连接点与电容器Cpu、Cnu的连接点之间。电抗器L连接于三相交流电源1的端子R与二极管Dpu、Dnu的连接点之间。
在上述结构中，转换器电路31与图14所示的第三实施方式所涉及的转换器电路31同样地，使双向开关Su进行导通关断动作来将电容器Cpu、Cnu充电至规定的电压。被充电至规定电压的电容器Cpu和电容器Cnu对于逆变器电路41起到作为与直流电源串联电路3相同的电源的功能。
转换器电路32采用与转换器电路31相同的电路结构，使双向开关Sw进行导通关断动作来将电容器Cpw、Cnw充电至规定的电压。被充电至规定电压的电容器Cpw和电容器Cnw对于逆变器电路42起到作为与直流电源串联电路3相同的电源的功能。
转换器电路33采用与转换器电路31相同的电路结构，使双向开关Sv进行导通关断动作来将电容器Cpv、Cnv充电至规定的电压。被充电至规定电压的电容器Cpv和电容器Cnv对于逆变器电路43起到作为与直流电源串联电路3相同的电源的功能。
此外，转换器电路31的输出端子Pu、Ou、Nu、转换器电路32的输出端子Pw、Ow、Nw以及转换器电路33的输出端子Pv、Ov、Nv的对应的端子分别相互连接。因而，电容器Cpu、Cpv、Cpw的各电压相同。另外，电容器Cnu、Cnv、Cnw的各电压相同。
逆变器电路41是将U相电压输出到交流输出端子U(第一交流输出端子)的逆变器电路。逆变器电路42是将W相电压输出到交流输出端子W(第二交流输出端子)的逆变器电路。逆变器电路43是将V相电压输出到交流输出端子V(第三交流输出端子)的逆变器电路。
逆变器电路41～43的结构和动作与图15所示的第四实施方式所涉及的逆变器电路41～43相同，因此省略其说明。
本实施方式所涉及的逆变器电路41～43与第一实施方式所涉及的逆变器电路4同样地进行使用图3～图10说明的区域1～区域6的动作。通过该动作，本实施方式所涉及的电力转换装置所发挥的效果与第一实施方式所涉及的电力转换装置相同。
即，本实施方式所涉及的电力转换装置能够将与相电压指令Vu*对应的相电压Vu输出到交流输出端子U。该电力转换装置能够将与相电压指令Vw*对应的相电压Vw输出到交流输出端子W。该电力转换装置能够将与相电压指令Vv*对应的相电压Vv输出到交流输出端子V。
而且，在输出该相电压时，本实施方式所涉及的电力转换装置关于对应的逆变器电路，与图18所示的电力转换装置相比能够降低开关损耗。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置通过上述动作，能够实现电抗器Lf1～Lf3的低损耗化或小型化。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置通过上述动作，在输出相电压Vu、Vv、Vw的控制中不需要用于检测三相交流电源1的停电的手段。
另外，本实施方式所涉及的逆变器电路41～43与第一实施方式所涉及的逆变器电路4同样地进行使用图11和图12说明的区域7的动作。
通过该动作，本实施方式所涉及的电力转换装置能够进一步降低电力损耗。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置能够在区域7中进一步降低电抗器Lf1～Lf3的损耗。
接着，图17是用于说明本发明所涉及的电力转换装置的第六实施方式的图。该实施方式将图16所示的实施方式所涉及的电力转换装置应用于三相四线制的三相交流电源11和负载61。
在该实施方式中，三相交流电源11的中性点和负载61的中性点连接于端子C，在该端子C上连接有转换器31～33的中性点端子。该实施方式中的电力转换装置的其它结构和动作与图16所示的实施方式所涉及的电力转换装置相同，因此省略其说明。
在该电力转换装置中，逆变器电路41～43与第一实施方式所涉及的逆变器电路4同样地进行使用图3～图10说明的区域1～区域6的动作。通过该动作，本实施方式所涉及的电力转换装置所发挥的效果与第一实施方式所涉及的电力转换装置相同。
即，本实施方式所涉及的电力转换装置能够将与相电压指令Vu*对应的相电压Vu输出到交流输出端子U。该电力转换装置能够将与相电压指令Vw*对应的相电压Vw输出到交流输出端子W。该电力转换装置能够将与相电压指令Vv*对应的相电压Vv输出到交流输出端子V。
而且，在输出该相电压时，本实施方式所涉及的电力转换装置关于对应的逆变器电路，与图18所示的电力转换装置相比能够降低开关损耗。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置通过上述动作，能够实现电抗器Lf1～Lf3的低损耗化或小型化。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置通过上述动作，在输出相电压Vu、Vv、Vw的控制中不需要用于检测三相交流电源11的停电的手段。
另外，本实施方式所涉及的逆变器电路41～43与第一实施方式所涉及的逆变器电路4同样地进行使用图11和图12说明的区域7的动作。
通过该动作，本实施方式所涉及的电力转换装置能够进一步降低电力损耗。另外，本实施方式所涉及的电力转换装置能够在区域7中进一步降低电抗器Lf1～Lf3的损耗。
附图标记说明
1、11：三相交流电源；21、22、23：电容器；3：直流电源串联电路；3u、3w、31、32、33；转换器电路；4u、4w、41、42、43：逆变器电路；5、51：滤波器电路；6、61：三相负载；200、210：控制电路；301、302、303：电压检测器；401、402、403：电压检测器；K1～K3：开闭单元。

Claims (24)

1.一种电力转换装置，基于第一线间电压指令和第二线间电压指令来输出三相交流电压，该电力转换装置的特征在于，
以三相交流电源的电压和直流电源串联电路的电压为输入，将按照上述第一线间电压指令从第一电压群选择出的电压设为第一线间电压，将按照上述第二线间电压指令从第二电压群选择出的电压设为第二线间电压，将上述第一线间电压输出到第一交流输出端子，将上述第二线间电压输出到第二交流输出端子，将上述三相交流电源的第三端子的电压输出到第三交流输出端子，
其中，该三相交流电源具备用于输出第一相电压至第三相电压的第一端子至第三端子，该直流电源串联电路是将第一直流电源与第二直流电源串联连接而成的，作为第一直流电源与第二直流电源的连接点的中性点端子连接于上述三相交流电源的第三端子，
该第一电压群包括以上述中性点端子的电位为基准的零电压、上述直流电源串联电路的正电压、上述直流电源串联电路的负电压以及上述三相交流电源的第一端子的电压这四个水平的电压，
该第二电压群包括以上述中性点端子的电位为基准的零电压、上述直流电源串联电路的正电压、上述直流电源串联电路的负电压以及上述三相交流电源的第二端子的电压这四个水平的电压。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
上述第一线间电压指令与上述第一端子相对于上述第三端子的电压同步，上述第二线间电压指令与上述第二端子相对于上述第三端子的电压同步。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
上述第一线间电压指令与上述第一端子相对于上述第三端子的电压非同步，上述第二线间电压指令与上述第二端子相对于上述第三端子的电压非同步。
4.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
上述直流电源串联电路的正电压和上述直流电源串联电路的负电压比上述第一线间电压指令的振幅值和上述第二线间电压指令的振幅值大，
上述第一线间电压指令与上述第二线间电压指令具有相同的振幅值，且具有120度的相位差。
5.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，具备：
第一逆变器电路，其将上述第一线间电压输出到上述第一交流输出端子；以及
第二逆变器电路，其将上述第二线间电压输出到上述第二交流输出端子。
6.根据权利要求5所述的电力转换装置，其特征在于，
上述第一逆变器电路包括：第一开关元件串联电路，其是将第一开关元件和第二开关元件串联连接后连接于上述直流电源串联电路的两端而成的，并且以第一开关元件与第二开关元件的连接点为上述第一交流输出端子；第一双向开关元件，其一端连接于上述第一交流输出端子，另一端连接于上述三相交流电源的第一端子；以及第二双向开关元件，其一端连接于上述第一交流输出端子，另一端连接于上述三相交流电源的第三端子，
上述第二逆变器电路包括：第二开关元件串联电路，其是将第三开关元件和第四开关元件串联连接后连接于上述直流电源串联电路的两端而成的，并且以第三开关元件与第四开关元件的连接点为上述第二交流输出端子；第三双向开关元件，其一端连接于上述第二交流输出端子，另一端连接于上述三相交流电源的第二端子；以及第四双向开关元件，其一端连接于上述第二交流输出端子，另一端连接于上述三相交流电源的第三端子。
7.根据权利要求5所述的电力转换装置，其特征在于，
在具有预先决定的时宽且连续的各个控制期间中，
上述第一线间电压包括按照上述第一线间电压指令从上述第一电压群所包含的电压中选择出的第一电压和第二电压，
上述第二线间电压包括按照上述第二线间电压指令从上述第二电压群所包含的电压中选择出的第三电压和第四电压，
上述第一逆变器电路在各个上述控制期间中，将上述第一电压和上述第二电压分别以规定的时宽互补地输出到上述第一交流输出端子，
上述第二逆变器电路在各个上述控制期间中，将上述第三电压和上述第四电压分别以规定的时宽互补地输出到上述第二交流输出端子。
8.根据权利要求5所述的电力转换装置，其特征在于，
在具有预先决定的时宽且连续的各个控制期间中，
上述第一线间电压包括第一电压和第二电压，该第一电压是上述第一电压群所包含的电压中的、绝对值为上述第一线间电压指令的绝对值以上且值最接近上述第一线间电压指令的值的电压，该第二电压是上述第一电压群所包含的电压中的、绝对值小于上述第一线间电压指令的绝对值且值最接近上述第一线间电压指令的值的电压，
上述第二线间电压包括第三电压和第四电压，该第三电压是上述第二电压群所包含的电压中的、绝对值为上述第二线间电压指令的绝对值以上且值最接近上述第二线间电压指令的值的电压，该第四电压是上述第二电压群所包含的电压中的、绝对值小于上述第二线间电压指令的绝对值且值最接近上述第二线间电压指令的值的电压，
上述第一逆变器电路在各个上述控制期间中，将上述第一电压和上述第二电压分别以规定的时宽互补地输出到上述第一交流输出端子，
上述第二逆变器电路在各个上述控制期间中，将上述第三电压和上述第四电压分别以规定的时宽互补地输出到上述第二交流输出端子。
9.根据权利要求7或8所述的电力转换装置，其特征在于，
上述第一电压的输出时间是基于上述第一线间电压指令、上述第一电压以及上述第二电压而决定的，上述第二电压的输出时间是从上述控制期间的时间减去上述第一电压的输出时间所得的时间，
上述第三电压的输出时间是基于上述第二线间电压指令、上述第三电压以及上述第四电压而决定的，上述第四电压的输出时间是从上述控制期间的时间减去上述第三电压的输出时间所得的时间。
10.根据权利要求7或8所述的电力转换装置，其特征在于，
上述第一电压的输出时间是与使上述第一线间电压指令与上述第二电压的差电压除以上述第一电压与上述第二电压的差电压所得的值对应的时间，并且上述第二电压的输出时间是从上述控制期间的时间减去上述第一电压的输出时间所得的时间，
上述第三电压的输出时间是与使上述第二线间电压指令与上述第四电压的差电压除以上述第三电压与上述第四电压的差电压所得的值对应的时间，并且上述第四电压的输出时间是从上述控制期间的时间减去上述第三电压的输出时间所得的时间。
11.根据权利要求7或8所述的电力转换装置，其特征在于，
在上述控制期间中，
上述第一线间电压的平均值与上述第一线间电压指令的平均值相等，
上述第二线间电压的平均值与上述第二线间电压指令的平均值相等。
12.一种电力转换装置，基于第一相电压指令至第三相电压指令来输出三相交流电压，该电力转换装置的特征在于，
以三相交流电源的电压和直流电源串联电路的电压为输入，将按照上述第一相电压指令从第三电压群选择出的电压设为第一相电压，将按照上述第二相电压指令从第四电压群选择出的电压设为第二相电压，将按照上述第三相电压指令从第五电压群选择出的电压设为第三相电压，将上述第一相电压输出到第一交流输出端子，将上述第二相电压输出到第二交流输出端子，将上述第三相电压输出到第三交流输出端子，
其中，该三相交流电源具备用于输出第一相电压至第三相电压的第一端子至第三端子，该直流电源串联电路是将第一直流电源与第二直流电源串联连接而成的，作为第一直流电源与第二直流电源的连接点的中性点端子连接于上述三相交流电源的第三端子，
该第三电压群包括以上述中性点端子的电位为基准的零电压、上述直流电源串联电路的正电压、上述直流电源串联电路的负电压以及上述三相交流电源的第一端子的电压这四个水平的电压，
该第四电压群包括以上述中性点端子的电位为基准的零电压、上述直流电源串联电路的正电压、上述直流电源串联电路的负电压以及上述三相交流电源的第二端子的电压这四个水平的电压，
该第五电压群包括以上述中性点端子的电位为基准的零电压、上述直流电源串联电路的正电压、上述直流电源串联电路的负电压以及上述三相交流电源的第三端子的电压这四个水平的电压。
13.根据权利要求12所述的电力转换装置，其特征在于，
上述第一相电压指令与上述三相交流电源的第一相电压同步，上述第二相电压指令与上述三相交流电源的第二相电压同步，上述第三相电压指令与上述三相交流电源的第三相电压同步。
14.根据权利要求12所述的电力转换装置，其特征在于，
上述第一相电压指令与上述三相交流电源的第一相电压非同步，上述第二相电压指令与上述三相交流电源的第二相电压非同步，上述第三相电压指令与上述三相交流电源的第三相电压非同步。
15.根据权利要求12所述的电力转换装置，其特征在于，
上述直流电源串联电路的正电压和上述直流电源串联电路的负电压比上述第一相电压指令至第三相电压指令的振幅值大，
上述第一相电压指令、上述第二相电压指令以及上述第三相电压指令具有相同的振幅值，且彼此具有120度的相位差。
16.根据权利要求12所述的电力转换装置，其特征在于，具备：
第一逆变器电路，其将上述第一相电压输出到上述第一交流输出端子；
第二逆变器电路，其将上述第二相电压输出到上述第二交流输出端子；以及
第三逆变器电路，其将上述第三相电压输出到上述第三交流输出端子。
17.根据权利要求16所述的电力转换装置，其特征在于，
上述第一逆变器电路包括：第一开关元件串联电路，其是将第一开关元件和第二开关元件串联连接后连接于上述直流电源串联电路的两端而成的，并且以第一开关元件与第二开关元件的连接点为上述第一交流输出端子；第一双向开关元件，其一端连接于上述第一交流输出端子，另一端连接于上述三相交流电源的第一端子；以及第二双向开关元件，其一端连接于上述第一交流输出端子，另一端连接于上述直流电源串联电路的中性点端子，
上述第二逆变器电路包括：第二开关元件串联电路，其是将第三开关元件和第四开关元件串联连接后连接于上述直流电源串联电路的两端而成的，并且以第三开关元件与第四开关元件的连接点为上述第二交流输出端子；第三双向开关元件，其一端连接于上述第二交流输出端子，另一端连接于上述三相交流电源的第二端子；以及第四双向开关元件，其一端连接于上述第二交流输出端子，另一端连接于上述直流电源串联电路的中性点端子，
上述第三逆变器电路包括：第三开关元件串联电路，其是将第五开关元件和第六开关元件串联连接后连接于上述直流电源串联电路的两端而成的，并且以第五开关元件与第六开关元件的连接点为上述第三交流输出端子；第五双向开关元件，其一端连接于上述第三交流输出端子，另一端连接于上述三相交流电源的第三端子；以及第六双向开关元件，其一端连接于上述第三交流输出端子，另一端连接于上述直流电源串联电路的中性点端子。
18.根据权利要求17所述的电力转换装置，其特征在于，
上述电力转换装置还具备三相滤波器电路，该三相滤波器电路是对将电抗器和电容器串联连接而成的电路与上述第一交流输出端子至第三交流输出端子进行Y接线连接而成的，
上述直流电源串联电路的中性点端子连接于上述三相滤波器电路的中性点，并且连接于与上述三相交流电源的第一端子至第三端子进行Y接线连接的三相电容器的中性点。
19.根据权利要求18所述的电力转换装置，其特征在于，
上述直流电源串联电路的中性点端子还连接于上述三相交流电源的中性点端子和三相负载的中性点端子。
20.根据权利要求16所述的电力转换装置，其特征在于，
在具有预先决定的时宽且连续的各个控制期间中，
上述第一相电压包括按照上述第一相电压指令从上述第三电压群所包含的电压中选择出的第一电压和第二电压，
上述第二相电压包括按照上述第二相电压指令从上述第四电压群所包含的电压中选择出的第三电压和第四电压，
上述第三相电压包括按照上述第三相电压指令从上述第五电压群所包含的电压中选择出的第五电压和第六电压，
上述第一逆变器电路将上述第一电压和上述第二电压分别以规定的时宽互补地输出到上述第一交流输出端子，
上述第二逆变器电路将上述第三电压和上述第四电压分别以规定的时宽互补地输出到上述第二交流输出端子，
上述第三逆变器电路将上述第五电压和上述第六电压分别以规定的时宽互补地输出到上述第三交流输出端子。
21.根据权利要求16所述的电力转换装置，其特征在于，
在具有预先决定的时宽且连续的各个控制期间中，
上述第一相电压包括第一电压和第二电压，该第一电压是上述第三电压群所包含的电压中的、绝对值为上述第一相电压指令的绝对值以上且值最接近上述第一相电压指令的值的电压，该第二电压是上述第三电压群所包含的电压中的、绝对值小于上述第一相电压指令的绝对值且值最接近上述第一相电压指令的值的电压，
上述第二相电压包括第三电压和第四电压，该第三电压是上述第四电压群所包含的电压中的、绝对值为上述第二相电压指令的绝对值以上且值最接近上述第二相电压指令的值的电压，该第四电压是上述第四电压群所包含的电压中的、绝对值小于上述第二相电压指令的绝对值且值最接近上述第二相电压指令的值的电压，
上述第三相电压包括第五电压和第六电压，该第五电压是上述第五电压群所包含的电压中的、绝对值为上述第三相电压指令的绝对值以上且值最接近上述第三相电压指令的值的电压，该第六电压是上述第五电压群所包含的电压中的、绝对值小于上述第三相电压指令的绝对值且值最接近上述第三相电压指令的值的电压，
上述第一逆变器电路将上述第一电压和上述第二电压分别以规定的时宽互补地输出到上述第一交流输出端子，
上述第二逆变器电路将上述第三电压和上述第四电压分别以规定的时宽互补地输出到上述第二交流输出端子，
上述第三逆变器电路将上述第五电压和上述第六电压分别以规定的时宽互补地输出到上述第三交流输出端子。
22.根据权利要求20或21所述的电力转换装置，其特征在于，
上述第一电压的输出时间是基于上述第一相电压指令、上述第一电压以及上述第二电压而决定的，上述第二电压的输出时间是从上述控制期间的时间减去上述第一电压的输出时间所得的时间，
上述第三电压的输出时间是基于上述第二相电压指令、上述第三电压以及上述第四电压而决定的，上述第四电压的输出时间是从上述控制期间的时间减去上述第三电压的输出时间所得的时间，
上述第五电压的输出时间是基于上述第三相电压指令、上述第五电压以及上述第六电压而决定的，上述第六电压的输出时间是从上述控制期间的时间减去上述第五电压的输出时间所得的时间。
23.根据权利要求20或21所述的电力转换装置，其特征在于，
上述第一电压的输出时间是与使上述第一相电压指令与上述第二电压的差电压除以上述第一电压与上述第二电压的差电压所得的值对应的时间，上述第二电压的输出时间是从上述控制期间的时间减去上述第一电压的输出时间所得的时间，
上述第三电压的输出时间是与使上述第二相电压指令与上述第四电压的差电压除以上述第三电压与上述第四电压的差电压所得的值对应的时间，上述第四电压的输出时间是从上述控制期间的时间减去上述第三电压的输出时间所得的时间，
上述第五电压的输出时间是与使上述第三相电压指令与上述第六电压的差电压除以上述第五电压与上述第六电压的差电压所得的值对应的时间，上述第六电压的输出时间是从上述控制期间的时间减去上述第五电压的输出时间所得的时间。
24.根据权利要求20或21所述的电力转换装置，其特征在于，
在上述控制期间中，
上述第一相电压的平均值与上述第一相电压指令的平均值相等，
上述第二相电压的平均值与上述第二相电压指令的平均值相等，
上述第三相电压的平均值与上述第三相电压指令的平均值相等。
CN201280071401.5A 2012-04-02 2012-07-06 电力转换装置 Active CN104170232B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012083935A JP5344063B2 (ja) 2012-04-02 2012-04-02 電力変換装置
JP2012-083935 2012-04-02
PCT/JP2012/004393 WO2013150572A1 (ja) 2012-04-02 2012-07-06 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104170232A true CN104170232A (zh) 2014-11-26
CN104170232B CN104170232B (zh) 2017-05-24

Family

ID=49300103

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201280071401.5A Active CN104170232B (zh) 2012-04-02 2012-07-06 电力转换装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9660482B2 (zh)
EP (1) EP2835901B1 (zh)
JP (1) JP5344063B2 (zh)
CN (1) CN104170232B (zh)
WO (1) WO2013150572A1 (zh)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104734550A (zh) * 2015-03-10 2015-06-24 河海大学 一种多输入半桥并网逆变器
CN105564263A (zh) * 2016-02-04 2016-05-11 周衍 多直流输入的pwm逆变驱动装置及其方法
CN109980938A (zh) * 2017-12-06 2019-07-05 夏普株式会社 电力转换装置及电力转换系统
CN112019076A (zh) * 2020-10-13 2020-12-01 深圳格瑞特新能源有限公司 高增益单相逆变器、控制方法及三相逆变器
CN112019075A (zh) * 2020-11-02 2020-12-01 深圳格瑞特新能源有限公司 高增益单相逆变器、控制方法及三相逆变器

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9571086B1 (en) * 2012-12-05 2017-02-14 Lockheed Martin Corporation Bi-directional switch
CN104901410A (zh) * 2014-03-04 2015-09-09 伊顿公司 一种ups电路
TWI547088B (zh) * 2015-01-29 2016-08-21 台達電子工業股份有限公司 直流交流轉換裝置及其操作方法
CN106891748B (zh) * 2015-12-18 2019-02-26 比亚迪股份有限公司 电动汽车及其车载充电器和车载充电器的控制方法
CN106891744B (zh) * 2015-12-18 2019-11-08 比亚迪股份有限公司 电动汽车及其车载充电器和车载充电器的控制方法
CN105897001A (zh) * 2016-05-17 2016-08-24 华南理工大学 一种基于clllc谐振的ac-ac双向变换器
US11303224B2 (en) * 2018-01-25 2022-04-12 Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki Inverter device with high follow-up capability
JP7067380B2 (ja) * 2018-01-25 2022-05-16 株式会社豊田自動織機 インバータ装置
JP7398667B2 (ja) * 2020-03-11 2023-12-15 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング装置、スイッチング電源装置、及び車両
CN112953251B (zh) * 2021-02-05 2022-11-08 张勇松 交流调压电路、方法及变压器
CN114204836A (zh) * 2021-10-11 2022-03-18 华为数字能源技术有限公司 一种逆变器和逆变装置

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3588932B2 (ja) * 1996-09-10 2004-11-17 三菱電機株式会社 電力変換装置とその制御方法及びこの電力変換装置を用いた無停電電源装置
US6084785A (en) * 1997-03-19 2000-07-04 Hitachi, Ltd. Electric power converter
JP2001119952A (ja) * 1999-10-13 2001-04-27 Mitsubishi Electric Corp 電圧調整装置
CN1416614A (zh) * 2000-03-08 2003-05-07 株式会社安川电机 Pwm周波变换器和电源失常检测电路
JP5293072B2 (ja) * 2008-10-17 2013-09-18 サンケン電気株式会社 交流−交流直接変換装置
US9276489B2 (en) * 2009-06-04 2016-03-01 Daikin Industries, Ltd. Power converter having clamp circuit with capacitor and component for limiting current flowing into capacitor
JP5359637B2 (ja) * 2009-07-17 2013-12-04 富士電機株式会社 電力変換装置
JP2012044824A (ja) * 2010-08-23 2012-03-01 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置
CN103081324B (zh) 2010-11-17 2015-07-08 富士电机株式会社 交流-交流转换器

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104734550A (zh) * 2015-03-10 2015-06-24 河海大学 一种多输入半桥并网逆变器
CN104734550B (zh) * 2015-03-10 2018-01-16 河海大学 一种多输入半桥并网逆变器
CN105564263A (zh) * 2016-02-04 2016-05-11 周衍 多直流输入的pwm逆变驱动装置及其方法
CN105564263B (zh) * 2016-02-04 2017-12-22 周衍 多直流输入的pwm逆变驱动装置及其方法
CN109980938A (zh) * 2017-12-06 2019-07-05 夏普株式会社 电力转换装置及电力转换系统
CN112019076A (zh) * 2020-10-13 2020-12-01 深圳格瑞特新能源有限公司 高增益单相逆变器、控制方法及三相逆变器
CN112019076B (zh) * 2020-10-13 2021-04-09 深圳格瑞特新能源有限公司 高增益单相逆变器、控制方法及三相逆变器
CN112019075A (zh) * 2020-11-02 2020-12-01 深圳格瑞特新能源有限公司 高增益单相逆变器、控制方法及三相逆变器
CN112019075B (zh) * 2020-11-02 2021-04-09 深圳格瑞特新能源有限公司 高增益单相逆变器、控制方法及三相逆变器

Also Published As

Publication number Publication date
EP2835901A1 (en) 2015-02-11
US9660482B2 (en) 2017-05-23
JP2013215044A (ja) 2013-10-17
EP2835901A4 (en) 2016-05-25
US20150042166A1 (en) 2015-02-12
EP2835901B1 (en) 2018-08-22
WO2013150572A1 (ja) 2013-10-10
JP5344063B2 (ja) 2013-11-20
CN104170232B (zh) 2017-05-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104170232A (zh) 电力转换装置
CN102403911B (zh) 供电电路
JP4745234B2 (ja) 電源装置
CN101926070B (zh) 控制ups操作的系统和方法
CN104115389A (zh) 功率转换装置
EP2104217A2 (en) Motor controller
CN104115390A (zh) 用于运行多相的模块化的多级变流器的方法
CN102075105A (zh) 电力变换设备
CN203674997U (zh) 一种整流器电路
CN104584407A (zh) 功率转换装置
CN101584109A (zh) 多级变流器的相模块的控制
CN105900328B (zh) 功率转换装置
CN105122620A (zh) 电力转换装置
JP5299541B1 (ja) インバータ回路
WO2012108267A1 (ja) 電力変換装置およびその制御方法
CN104081644A (zh) 功率转换装置
CN114362574A (zh) 多电平软开关逆变电路及其中间电平端电压的平衡方法
US20230253877A1 (en) Power factor correction and dc-dc multiplexing converter and uninterruptible power supply including the same
CN101889386A (zh) 电源装置
KR101627620B1 (ko) 무정전 전원장치
US20230253879A1 (en) Charger, a multiplexing current conversion circuit and an uninterruptible power supply including the same
CN108777547A (zh) 一种无直流母线储能元件的交-交功率变换器
CN110431738A (zh) 交流直流转换电路以及功率因素改善电路
Kim et al. Analysis of capacitor voltage and boost vector in neutral-point-clamped converter and H-bridge converter

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant