CN112019076B - 高增益单相逆变器、控制方法及三相逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种高增益单相逆变器，包括直流电源、第一开关管、第一双向开关、第二双向开关、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容。上述高增益单相逆变器，当想要达到的增益<1时，工作在第一工作模式，此时即为Semi‑Z源逆变器工作在降压模式，当增益>1时，此时Semi‑Z源逆变器无法满足工作条件，切换到第二工作模式，由升压电路来继续工作，从而实现高增益。本发明还提供了一种高增益单相逆变器的控制方法和一种三相逆变器。

Description

高增益单相逆变器、控制方法及三相逆变器

技术领域

本发明涉及逆变器技术领域，特别涉及一种高增益单相逆变器、控制方法及三相逆变器。

背景技术

逆变器分为电压源逆变器与电流源逆变器，而传统的电压源逆变器大多数是降压电路，也就是输出交流电压要低于输入直流电压。所以，目前很多应用是在逆变电路前加一级升压电路（如Boost电路），那这样逆变器就成为了两级结构，会增加体积以及降低系统稳定性，因此研究单级高增益的逆变器是至关重要的，因此有学者提出了Z源逆变器，它是由两个电感和两个电容构成的阻抗网络，能够实现升压的功能，因此得到了广泛研究。

针对非隔离型逆变系统出现的漏电流问题，主要有两种思路来解决这个问题，一种思路是通过拓扑和调制，国内外学者提出了许多改进的拓扑结构，主要可以分为单电感结构和对称电感结构，其中对称电感结构又可以分为直流侧旁路和交流侧旁路两种结构，较为典型的结构有H5、H6、改进型H6、混合H6和HERIC等拓扑结构。虽然这些改进型拓扑和控制在一定程度上减小了漏电流，但是也只能是抑制，不能从根源解决漏电流问题。另外一种思路是运用输入输出共地的拓扑结构，漏电流的产生是因为光伏阵列与大地之间存在寄生电容，同时由于没有变压器的隔离作用，就会有电流经过寄生电容在电路中形成回路，从而产生漏电流，如果构造输入输出共地的拓扑，就能够将寄生电容旁路掉，从而从根源上解决漏电流问题。

现有技术中，例如《Low-Cost Semi-Z-source Inverter for Single-PhasePhotovoltaic Systems》提到了如下图1和图2的两种逆变器，一种命名为Semi-Z源逆变器（如图1所示），另一种命名为Semi-quasi-Z源逆变器（如图2所示），与传统的Z源逆变器相比，只用到了两个开关管，同时，保留了Z源的阻抗网络，但是没有利用Z源的直通状态，更多的是，实现了输入与输出的共地，彻底地解决了漏电流问题，但是，该电路存在了很大的缺点，那就是提出的两个拓扑的正向增益最大只能达到1，而负向增益可以达到无穷大，所以该逆变器最大只能做到1倍增益。

现有技术中，如中国专利（申请）CN201810654075.X（高增益单相单级无变压器型光伏逆变器及其控制方法）以及CN201910693423.9（一种高增益三开关逆变器及控制方法）:

在成本方面：上述两个专利（申请）都是应用大量的无源元件（用了7个电感和电容），开关器件和独立二极管在CN201810654075.X中为3个，CN201910693423.9中为5个，成本较大；

在效率方面：上述两个专利（申请）拓扑及控制上，电流流通路径上通过太多的元件，势必增加元件损耗，且存在多组电感和电容的串并联回路，导致内部无功电流较大，增加器件的电流应力和进一步降低效率。

发明内容

本发明的目的是提供一种高增益单相逆变器，以解决现有的逆变器最大只能做到1倍增益的问题。

本发明提供了一种高增益单相逆变器，包括直流电源、第一开关管、第一双向开关、第二双向开关、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容；所述第一开关管的第一端分别与所述直流电源的正极、所述第二电感的第一端连接；

所述第一电容的第一端分别与所述第一开关管的第二端和所述第一电感的第一端连接，所述第一电容的第二端分别与所述第一双向开关的第一端、所述第二双向开关的第一端连接、所述第二电感的第二端；所述第一双向开关的第二端与所述第二电容的第一端连接；所述直流电源的负极、所述第一电感的第二端、所述第二双向开关的第二端、所述第二电容的第二端连接在一起。

上述高增益单相逆变器，先获取所述高增益单相逆变器的Msinωt（想要达到的增益的调制波），当想要达到的增益<1时，控制所述高增益单相逆变器工作在第一工作模式，此时即为Semi-Z源逆变器工作在降压模式，当想要达到的增益>1时，此时Semi-Z源逆变器无法满足工作条件，控制所述高增益单相逆变器切换到第二工作模式，由升压电路来继续工作，从而实现高增益；同时，由于无源器件较少（只有三个无源器件），成本较低；另外，由于通过开关器件交替工作，实现了总体效率的明显提升。

进一步地，所述的高增益单相逆变器中，所述第一双向开关包括第二开关管和第四开关管，所述第二双向开关包括第三开关管和第五开关管。

本发明还提供了一种高增益单相逆变器的控制方法，应用于上述的高增益单相逆变器，包括当想要达到的增益<1时，控制所述高增益单相逆变器工作在第一工作模式，所述高增益单相逆变器工作在降压模式，所述第一工作模式时，所述第三开关管和所述第五开关管保持关断，第四开关管保持开通，此时由第一开关管和第二开关管配合工作进行降压；所述第一工作模式包括第一工作状态和第二工作状态；所述第一工作状态时，所述第一开关管导通，所述第二开关管关断；所述第二工作状态时，所述第一开关管关断，所述第二开关管导通；当想要达到的增益>1时，所述高增益单相逆变器无法满足工作条件，切换所述高增益单相逆变器到第二工作模式，由升压电路来继续工作，以实现高增益，所述第二工作模式时，所述第二开关管和所述第五开关管保持开通，所述第一开关管保持关断，此时由所述第三开关管和所述第四开关管配合工作进行升压，所述第二工作模式包括第三工作状态和第四工作状态；所述第三工作状态时，所述第三开关管导通，所述第四开关管关断；所述第四工作状态时，所述第三开关管关断，所述第四开关管导通。

本发明还提供了一种三相逆变器，包括三个上述的高增益单相逆变器，三个所述高增益单相逆变器并联，各个所述高增益单相逆变器的交流输出端作为所述三相逆变器的三相交流输出端。

附图说明

图1为现有技术中命名为Semi-Z源逆变器的拓扑结构图；

图2为现有技术中命名为Semi-quasi-Z源逆变器的拓扑结构图；

图3-1为本发明提供的一种高增益单相逆变器的拓扑结构图；

图3-2至图3-9为图3-1中高增益单相逆变器中的第一双向开关的不同结构示意图；

图4为图3-1中的高增益单相逆变器的第一工作模式的拓扑结构图；

图5为图4中的高增益单相逆变器的第一工作状态的拓扑结构图；

图6为图4中的高增益单相逆变器的第二工作状态的拓扑结构图；

图7为图3-1中的高增益单相逆变器的第二工作模式的拓扑结构图；

图8为图7中的高增益单相逆变器的第三工作状态的拓扑结构图；

图9为图7中的高增益单相逆变器的第四工作状态的拓扑结构图；

图10为本发明第二实施例中的高增益单相逆变器的控制方法的调整策略图；

图11为本发明第三实施例中的三相逆变器的拓扑结构图；

主要电路符号说明：

第一电感	L1	第五开关管	S5	第四开关管	S4
						第二电感	L2	第一电容	C	负载	R
第一开关管	S1	第二电容	Co	输入电压	Vin
						第二开关管	S2	直流电源	DC	第一双向开关	SS1
第三开关管	S3	负载电压	Vo	第二双向开关	SS2
						第二二极管	D2	第四二极管	D4
第三二极管	D3	第五二极管	D5

如下具体实施方式将结合上述附图进一步说明本发明。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的若干个实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。

需要说明的是，当元件被称为“固设于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者也可以存在居中的元件。当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或者可能同时存在居中元件。本文所使用的术语“垂直的”、“水平的”、“左”、“右”以及类似的表述只是为了说明的目的。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“及／或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

请参阅图3-1，本发明第一实施例提供的一种高增益单相逆变器，包括直流电源DC、第一开关管S1、第一双向开关SS1、第二双向开关SS2、第一电感L1、第二电感L2、第一电容C、第二电容Co；所述第一开关管S1的第一端分别与直流电源DC的正极、所述第二电感L2的第一端连接，所述第一开关管S1的第二端分别与所述第一电容C的第一端、所述第一电感L1的第一端连接；所述第一电容C的第一端分别与所述第一开关管S1的第二端和所述第一电感L1的第一端连接，所述第一电容C的第二端分别与所述第一双向开关SS1的第一端、所述第二双向开关SS2的第一端连接、所述第二电感的第二端；所述第一双向开关SS1的第二端与所述第二电容Co的第一端连接；所述直流电源DC的负极、所述第一电感L1的第二端、所述第二双向开关SS2的第二端、所述第二电容Co的第二端连接在一起，可以理解地，在需要接地的场合，直流电源DC的负极接地。

可以理解地，第一双向开关SS1除了可以为图3-1中所示的结构外，还可以为图3-2至图3-9所示的结构。

在图3-1至图3-8所示的第一双向开关SS1的结构中，第一双向开关SS1包括第二开关管S2、第四开关管S4、第二二极管D2、第四二极管D4；第二开关管S2与第四二极管D4同向串联(即第二开关管S2的第一端接第四二极管D4的阴极，或者第二开关管S2的第二端接第四二极管D4的阳极)后形成第二支路；第四开关管S4和第二二极管D2同向串联(即第四开关管S4的第一端接第二二极管D2的阴极，或者第四开关管S4的第二端接第二二极管D2的阳极)后形成第一支路；第一支路的电流流出端接第二支路的电流流入端构成第一双向开关SS1的第一端，第一支路的电流流入端接第二支路的电流流出端构成第一双向开关SS1的第二端；第一支路中点M1即第四开关管S4与第二二极管D2的连接点，第二支路中点M2即第二开关管S2与第四二极管D4的连接点（M1、M2在图3-1未标出）。在图3-3至图3-6所示的第一双向开关SS1结构中，第一支路中点M1与第二支路中点M2并未相连，而在图3-1、图3-2、图3-7及图3-8所示的第一双向开关SS1结构中，第一支路中点M1与第二支路中点M2连接在一起；实际上，将图3-3中的第一支路中点M1与第二支路中点M2相连，即为图3-1中的第一双向开关SS1的结构；将图3-4中的第一支路中点M1与第二支路中点M2相连，即为图3-2中的第一双向开关SS1的结构；将图3-5中的第一支路中点M1与第二支路中点M2相连，即为图3-7中的第一双向开关SS1的结构；将图3-6中的第一支路中点M1与第二支路中点M2相连，即为图3-8中的第一双向开关SS1的结构。

可以理解地，图3-1至图3-8所示的第一双向开关SS1的结构，也可用于第二双向开关SS2，相应名称、序号做如下调整即可：第一双向开关SS1调整为第二双向开关SS2，第二开关管S2调整为第三开关管S3，第四开关管S4调整为第五开关管S5，第二二极管D2调整为第三二极管D3，第四二极管D4调整为第五二极管D5，第一支路调整为第三支路，第二支路调整为第四支路，第一支路中点M1调整为第三支路中点M3,第二支路中点M2调整为第四支路中点M4。调整后即为：第二双向开关SS2包括第三开关管S3、第五开关管S5、第三二极管D3、第五二极管D5；第三开关管S3与第五二极管D5同向串联(即第三开关管S3的第一端接第五二极管D5的阴极，或者第三开关管S3的第二端接第五二极管D5的阳极)后形成第四支路，第五开关管S5和第三二极管D3同向串联(即第五开关管S5的第一端接第三二极管D3的阴极，或者第五开关管S5的第二端接第三二极管D3的阳极)后形成第三支路，第三支路的电流流出端接第四支路的电流流入端构成第二双向开关SS2的第一端，第三支路的电流流入端接第四支路的电流流出端构成第二双向开关SS2的第二端；第四支路中点M4即第三开关管S3与第五二极管D5的连接点（M3、M4在图3-1未标出），第三支路中点M3即第五开关管S5与第三二极管D3的连接点；第三支路中点M3与第四支路中点M4可以不连接，也可以连接在一起。

在本发明的如图3-1所示的实施例中，所述第二开关管S2、第三开关管S3、所述第四开关管S4以及所述第五开关管S5均为IGBT，其第一端、第二端分别为IGBT的集电极、发射极；可以理解的，在本发明的其他实施例中，第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4以及第五开关管S5可以分别为三极管、IGBT、MOSFET或其它类型开关管中的任一种，例如,第二开关管S2为MOSFET、第三开关管S3为IGBT、第四开关管S4为MOSFET、第五开关管S5为IGBT；又例如第二开关管S2为IGBT、第三开关管S3为MOSFET、第四开关管S4为IGBT、第五开关管S5为MOSFET，等等。第N(N=二，三，四，五)开关管Sn(n=2，3，4，5)为三级管时，第N(N=二，三，四，五)开关管Sn(n=2，3，4，5)第一端、第二端分别为三级管的集电极、发射极；第N(N=二，三，四，五)开关管Sn(n=2，3，4，5)为MOSFET时，第N(N=二，三，四，五)开关管Sn(n=2，3，4，5)第一端、第二端分别为MOSFET的漏极、源极；第N(N=二，三，四，五)开关管Sn(n=2，3，4，5)为IGBT时，第N(N=二，三，四，五)开关管Sn(n=2，3，4，5)第一端、第二端分别为IGBT的集电极、发射极；其中，N为二时，n=2；N为三时，n=3；N为四时，n=4；N为五时，n=5。

在图3-9所示的第一双向开关SS1的结构中，第一双向开关由一个IGBT和四个二极管构成，其中两个二极管的阴极均与IGBT的第一端（即集电极）连接，这两个二极管的阳极分别与另外两个二极管的阴极连接，另外两个二极管的阳极均与IGBT的第二端（即发射极）连接。

可以理解地，图3-9所示的第一双向开关SS1的结构中的IGBT也可以替换为其它类型的开关管，例如MOSFET或三极管，等等。当开关管为MOSFET时，其第一端、第二端分别为MOSFET的漏极、源极；当开关管为三级管时，其第一端、第二端分别为三极管的集电极、发射极。

可以理解地，图3-9所示的第一双向开关SS1的结构，也可作为第二双向开关SS2的结构；当然，第一双向开关SS1及第二双向开关SS2还可能是其它结构，只要能实现电流双向流动可控即可。

在图3-1中，第一开关管S1为IGBT及反并联于IGBT的二极管的组合，此时，第一开关管第一端、第二端分别为IGBT的集电极、发射极，可以理解地，第一开关管S1也可以为三极管及反并联于三极管的二极管的组合(此时，第一开关管第一端、第二端分别为三极管的的集电极、发射极)、MOSFET及反并联于MOSFET的二极管的组合（此时第一开关管的第一端、第二端分别为MOSFET的漏极、源极）,或MOSFET（此时第一开关管的第一端、第二端分别为MOSFET的漏极、源极）当中的任意一种。

上述高增益单相逆变器，当想要达到的增益<1时，工作在第一工作模式，此时即为Semi-Z源逆变器工作在降压模式，当增益>1时，此时Semi-Z源逆变器无法满足工作条件，切换到第二工作模式，由升压电路来继续工作，从而实现高增益。

如图4所示，具体的，在本实施例中，所述高增益单相逆变器包括第一工作模式，所述第一工作模式时，所述第四开关管S4导通，所述第三开关管S3和所述第五开关管S5关断，此时由第一开关管S1和第二开关管S2配合进行工作。根据第一开关管S1和第二开关管S2的开通和关断状态，所述第一工作模式包括两个工作状态。

如图5所示，第一工作状态，所述第一开关管S1导通，所述第二开关管S2关断，此时由基尔霍夫电压定律可以得到，Vin=VL1，VL2=−VCo；如图6所示，第二工作状态，所述第一开关管S1关断，所述第二开关管S2导通。此时由基尔霍夫电压定律可得，Vin=VL2+VCo，VC+VL1=VCo。设第一开关管S1的占空比为D，则第二开关管S2的占空比为1−D，结合上面的表达式，根据伏秒平衡定律可得到下面表达式：

D*Vin+(1−D)(VCo−VC)=0，−VC*D+(1−D)(Vin−VCo)=0；

其中，VL1为第一电感L1两端电压，VL2为第二电感L2两端电压，VCo为输出电压，VC为C两端电压，下同。

可以得到VCo/Vin=(1−2D)/(1−D)。由输出电压VCo与输入电压Vin的关系表达式可以看出，当D=0时，为正向最大增益，等于1，当D趋向于1时，为负向增益，可以为无穷大，所以该模式工作在正向最大增益为1的逆变模式。

如图7所示，具体的，在本实施例中，所述高增益单相逆变器包括第二工作模式，所述第二工作模式时，所述第二开关管S2和所述第五开关管S5保持开通，所述第一开关管S1保持关断，此时由第三开关管S3和第四开关管S4配合进行工作。根据第三开关管S3和第四开关管S4的开通和关断状态，所述第二工作模式包括两个工作状态，即第三工作状态和第四工作状态。

如图8所示，第三工作状态，所述第三开关管S3导通，所述第四开关管S4关断，此时由基尔霍夫电压定律可以得到，Vin=VL2；

如图9所示，第四工作状态，所述第三开关管S3关断，所述第四开关管S4导通，此时由基尔霍夫电压定律可得，Vin=VL2+VCo。设第三开关管S3的占空比为Du，则第四开关管S4的占空比为1−Du，结合上面的表达式，根据伏秒平衡定律可得到下面表达式，Vin*Du +(1−Du)(Vin−VCo)=0；可以得到VCo/Vin=1/(1−Du)。由输出电压VCo与输入电压Vin的关系表达式可以看出随着Du在0-1内的增大，输出电压VCo比输入电压Vin为正向无穷大，所以此工作模式在正向升压模式。该第二工作模式与第一工作模式相互配合，可以实现高增益的逆变器，打破正向增益最大为1的局限。

请参阅图10，本发明第二实施例提供的一种高增益单相逆变器的控制方法，应用于上述的高增益单相逆变器，包括：当想要达到的增益<1时，控制所述高增益单相逆变器工作在第一工作模式，所述高增益单相逆变器工作在降压模式，所述第一工作模式时，所述第三开关管S3和所述第五开关管S5保持关断，第四开关管S4保持开通，此时由第一开关管S1和第二开关管S2配合工作进行降压；所述第一工作模式包括第一工作状态和第二工作状态；所述第一工作状态时，所述第一开关管S1导通，所述第二开关管S2关断；所述第二工作状态时，所述第一开关管S1关断，所述第二开关管S2导通；当想要达到的增益>1时，所述高增益单相逆变器无法满足工作条件，切换所述高增益单相逆变器到第二工作模式，由升压电路来继续工作，以实现高增益，所述第二工作模式时，所述第二开关管S2和所述第五开关管S5保持开通，所述第一开关管S1保持关断，此时由所述第三开关管S3和所述第四开关管S4配合工作进行升压，所述第二工作模式包括第三工作状态和第四工作状态；所述第三工作状态时，所述第三开关管S3导通，所述第四开关管S4关断；所述第四工作状态时，所述第三开关管S3关断，所述第四开关管S4导通。其中，需要预先获取所述高增益单相逆变器的Msinωt（M为增益），所述Msinωt是所述高增益单相逆变器想要达到的增益的调制波；然后根据调制波调整不同的工作模式。

具体的，在本实施例实施例中，所述第一工作模式的增益的计算公式为VCo/Vin=(1-2D)/(1-D)；其中，D为第一开关管S1的占空比，1-D为第二开关管S2的占空比。具体的，第一工作状态时，所述第一开关管S1导通，所述第二开关管S2关断，此时由基尔霍夫电压定律可以得到，Vin=VL1，VL2=−VCo；第二工作状态，所述第一开关管S1关断，所述第二开关管S2导通。此时由基尔霍夫电压定律可得，Vin=VL2+VCo，VC+VL1=VCo。设第一开关管S1的占空比为D，则第二开关管S2的占空比为1−D，结合上面的表达式，根据伏秒平衡定律可得到下面表达式：

D*Vin+(1−D)(VCo−VC)=0，−VC*D+(1−D)(Vin−VCo)=0；

可以得到VCo/Vin=(1−2D)/(1−D)。由输出电压与输入电压的关系表达式可以看出当D=0时，为正向最大增益，等于1，当D趋向于1时，为负向增益，可以为无穷大，所以该模式工作在正向最大增益为1的逆变模式。

具体的，在本实施例中，所述第二工作模式的增益的计算公式为VCo/Vin=1/(1-Du)；其中，Du为第三开关管S3的占空比。具体的，如图8所示，第三工作状态时，所述第三开关管S3导通，所述第四开关管S4关断，此时由基尔霍夫电压定律可以得到，Vin=VL2；如图9所示，第四工作状态，所述第三开关管S3关断，所述第四开关管S4导通，此时由基尔霍夫电压定律可得：Vin=VL2+VCo。设第三开关管S3的占空比为Du，则第四开关管S4的占空比为1−Du，结合上面的表达式，根据伏秒平衡定律可得到下面表达式，Vin* Du+(1−Du)(Vin−VCo)=0；可以得到VCo/Vin=1/(1−Du)。由输出电压与输入电压的关系表达式可以看出随着Du在0-1内的增大，输出比输入为正向无穷大，所以此工作模式在正向升压模式。与第一工作模式相互配合，因此就可以实现高增益的逆变器，打破正向增益最大为1的局限。

可以理解的是，在本发明的高增益单相逆变器，负载R在使用时接入，负载R两端分别接所述第二电容Co的两端即可；负载类型可以为电阻、电容、电感、RCD载等等。

请参阅图11，本发明还提供了一种三相逆变器，包括三个上述图3-1所示的高增益单相逆变器，三个所述高增益单相逆变器并联，各个所述高增益单相逆变器的交流输出端作为所述三相逆变器的三相交流输出端；三相交流输出端的电压分别为三相电压的U相电压、V相电压和W相电压，如果产生U相电压的调制波为Msin(ωt)，则由三相逆变调制的原理，产生V相电压的调制波为Msin(ωt+2π/3)，产生W相电压的调制波为Msin(ωt−2π/3)。每一相经过图4至图9的工作模式，即可以实现三相逆变。

可以理解地，三相逆变器也可以为三个上述文字描述中的其它任一种三个高增益单相逆变器构成。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (7)

1.一种高增益单相逆变器，其特征在于，包括直流电源、第一开关管、第一双向开关、第二双向开关、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容；

所述第一开关管的第一端分别与所述直流电源的正极、所述第二电感的第一端连接；

所述第一电容的第一端分别与所述第一开关管的第二端和所述第一电感的第一端连接，所述第一电容的第二端分别与所述第一双向开关的第一端、所述第二双向开关的第一端、所述第二电感的第二端连接；

所述第一双向开关的第二端与所述第二电容的第一端连接；

所述直流电源的负极、所述第一电感的第二端、所述第二双向开关的第二端、所述第二电容的第二端连接在一起；

所述第一双向开关包括第二开关管、第四开关管、第二二极管、第四二极管，所述第二开关管与所述第四二极管同向串联后形成第二支路，所述第四开关管和所述第二二极管同向串联后形成第一支路，所述第一支路的电流流出端接所述第二支路的电流流入端构成所述第一双向开关的第一端，所述第一支路的电流流入端接所述第二支路的电流流出端构成所述第一双向开关的第二端；所述第二双向开关包括第三开关管、第五开关管、第三二极管、第五二极管，所述第三开关管与所述第五二极管同向串联后形成第四支路，所述第五开关管和所述第三二极管同向串联后形成第三支路，所述第三支路的电流流出端接所述第四支路的电流流入端构成第二双向开关的第一端，所述第三支路的电流流入端接所述第四支路的电流流出端构成第二双向开关的第二端；

所述高增益单相逆变器具有第一工作模式或/及第二工作模式；

所述第一工作模式时，所述第四开关管导通，所述第三开关管和所述第五开关管关断，所述第一工作模式包括两个工作状态：

第一工作状态，所述第一开关管导通，所述第二开关管关断；

第二工作状态，所述第一开关管关断，所述第二开关管导通；

所述第二工作模式时，所述第二开关管和所述第五开关管保持开通，所述第一开关管保持关断，所述第二工作模式包括两个工作状态：

第三工作状态，所述第三开关管导通，所述第四开关管关断；

第四工作状态，所述第三开关管关断，所述第四开关管导通。

2.根据权利要求1所述的高增益单相逆变器，其特征在于，所述第一支路中点与所述第二支路中点相连接，或者/且，所述第三支路中点与所述第四支路中点相连接。

3.根据权利要求1所述的高增益单相逆变器，其特征在于，所述第一开关管为IGBT及反并联于IGBT的二极管的组合、三极管及反并联于三极管的二极管的组合、MOSFET及反并联于MOSFET的二极管的组合、或MOSFET当中的任意一种；所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管以及所述第五开关管为IGBT、三极管、或MOSFET当中的任意一种。

4.一种高增益单相逆变器的控制方法，应用于权利要求1至3任一项所述的高增益单相逆变器，其特征在于，当想要达到的增益<1时，控制所述高增益单相逆变器工作在第一工作模式，所述高增益单相逆变器工作在降压模式，所述第一工作模式时，所述第三开关管和所述第五开关管保持关断，所述第四开关管保持开通，此时由所述第一开关管和所述第二开关管配合工作进行降压；

所述第一工作模式包括第一工作状态和第二工作状态：

所述第一工作状态时，所述第一开关管导通，所述第二开关管关断；

所述第二工作状态时，所述第一开关管关断，所述第二开关管导通；

当想要达到的增益>1时，切换所述高增益单相逆变器到第二工作模式，由升压电路来继续工作，以实现高增益；所述第二工作模式时，所述第二开关管和所述第五开关管保持开通，所述第一开关管保持关断，此时由所述第三开关管和所述第四开关管配合工作进行升压；

所述第二工作模式包括第三工作状态和第四工作状态：

所述第三工作状态时，所述第三开关管导通，所述第四开关管关断；

所述第四工作状态时，所述第三开关管关断，所述第四开关管导通。

5.根据权利要求4所述的一种高增益单相逆变器的控制方法，其特征在于，所述第一工作模式的增益的计算公式为VCo/Vin=(1-2D)/(1-D)；

其中，VCo为输出电压，Vin为输入电压，D为所述第一开关管的占空比，1-D为所述第二开关管的占空比。

6.根据权利要求4或5所述的一种高增益单相逆变器的控制方法，其特征在于，所述第二工作模式的增益的计算公式为VCo/Vin=1/(1-Du)；

其中，VCo为输出电压，Vin为输入电压，Du为所述第三开关管的占空比，1-Du为所述第四开关管的占空比。

7.一种三相逆变器，其特征在于，包括三个权利要求1-3中任意一项所述的高增益单相逆变器，三个所述高增益单相逆变器并联，各个所述高增益单相逆变器的交流输出端作为所述三相逆变器的三相交流输出端。

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