CN105122620A - 电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

为了能够容易地切换开关频率，电力转换装置（13）配置在交流电源（1）与负载（12）之间，该电力转换装置包括：整流电路部（2），其对交流电源（1）的电压进行整流；平滑化部（25），其使整流电路部（2）的靠负载（12）一侧的直流电压平滑化；短路部（24），其配置在平滑化部（25）的靠交流电源（1）一侧，将交流电源（1）短路；升压电抗器（4），其配置在短路部（24）的靠交流电源（1）一侧；检测升压电抗器（4）的电流的电抗器电流检测部（8）和检测平滑化部（25）的输出电压的母线电压检测部（9）中的至少一方；防逆流元件（6），其防止电流从平滑化部（25）向交流电源（1）一侧反向流动；开关控制部（10），其基于电抗器电流检测部（8）或母线电压检测部（9）的输出信号生成驱动脉冲，输出短路部（24）的控制信号；以及开关频率变更部（11），其配置在开关控制部（10）与短路部（24）之间，能够通过逻辑运算变更控制信号的频率。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及将交流电源转换成直流供给到负载的电力转换装置。
背景技术
以往，作为将交流电源转换成直流供给到负载的电力转换装置，例如有包括对来自交流电源的输入进行全波整流的整流器和具有利用PWM信号切换导通/断开的开关元件的斩波电路的装置。在这样的电力转换装置的斩波电路中，利用开关元件的通断经由电抗器将电源短路，由此对电流波形进行整形而提高功率因数，减少输入电流的谐波成分，通过对电抗器进行能量的充放电来进行输出电压的升降。
在这样的电力转换装置中，进行开关元件通断的频率与电抗器的电感值具有反比关系。因此，提出了用于在进行高频开关时降低电抗器的电感值的技术。例如在专利文献1中公开了如下电源装置，其包括：被供给输入电压的第一和第二输入端子；被提取输出电压的第一和第二输出端子；一端与上述第一输入端子连接、另一端经由二极管与上述第一输出端子连接的扼流线圈；连接在上述扼流线圈的上述另一端和上述二极管的连接点与上述第二输出端子之间的开关元件；连接在上述二极管和上述第一输出端子的连接点与上述第二输出端子之间的电容器；对在上述开关元件导通时流过的电流与预先设定的阈值进行比较的比较部；振荡器；为了使输出电压稳定而对基于上述振荡器的输出信号形成的脉冲信号的占空比进行控制的脉冲宽度调制电路；被供给来自上述脉冲宽度调制电路的输出信号并根据来自上述比较部的比较信号切换输出信号频率的频率切换电路；以及用于从上述频率切换电路输出使上述开关元件导通/断开(ON/OFF)的脉冲信号的PFC控制电路，其中，在上述开关元件导通时流过的电流大于上述阈值或为上述阈值以上的情况下，上述频率切换电路将上述脉冲信号的频率切换为更高的频率。
专利文献1：日本特开2010-74895号公报
发明内容
然而，上述专利文献1的技术采用了用电流源对电容器进行充放电的振荡器，从而存在使硬件的结构复杂化、导致成本增加的问题。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种电力转换装置，其使用装载在通常采用的通用微处理器中的通用功能作为用于控制电力转换装置的开关元件的控制部，能够容易地切换(增加或变更)开关频率，而不会增加成本。
为了解决上述问题、实现发明目的，本发明的电力转换装置，其配置在交流电源与负载之间，上述电力转换装置包括：整流电路部，其对上述交流电源的电压进行整流；平滑化部，其使上述整流电路部的靠上述负载一侧的直流电压平滑化；短路部，其配置在上述平滑化部的靠上述交流电源一侧，将上述交流电源短路；电抗器，其配置在上述短路部的靠上述交流电源一侧；检测上述电抗器的电流的电抗器电流检测部和检测上述平滑化部的输出电压的母线电压检测部中的至少一方；防逆流元件，其防止电流从上述平滑化部向上述交流电源一侧反向流动；开关控制部，其基于上述电抗器电流检测部或上述母线电压检测部的输出信号生成驱动脉冲，根据该驱动脉冲输出上述短路部通断的控制信号；以及开关频率变更部，其配置在上述开关控制部与上述短路部之间，能够通过逻辑运算变更上述控制信号的频率。
根据本发明，能够提供一种电力转换装置，其使用装载在通常采用的通用微处理器中的通用功能作为用于控制电力转换装置的开关元件的控制部，能够容易地切换(增加或变更)开关频率，而不会增加成本。
附图说明
图1是表示实施方式1涉及的电力转换装置的一个结构示例的图。
图2是表示实施方式1涉及的开关控制部的图。
图3是表示实施方式1涉及的升压转换部动作时的电流波形的图。
图4是表示在实施方式1涉及的开关元件导通期间内的电流变化量比断开期间内的电流变化量大的情况下的电流波形的图。
图5是表示在实施方式1涉及的开关元件导通期间内的电流变化量比断开期间内的电流变化量小的情况下的电流波形的图。
图6是说明实施方式1涉及的电抗器电流的电流模式的图。
图7是表示实施方式1涉及的不连续模式下的波形的图。
图8是表示实施方式1涉及的连续模式下的波形的图。
图9是说明使用开关频率变更部使开关频率为驱动脉冲生成部的载波信号频率的两倍的情况的图。
图10是说明使用开关频率变更部使开关频率为驱动脉冲生成部的载波信号频率的三倍的情况的图。
图11是表示实施方式2涉及的电力转换装置的结构示例的图。
图12是表示实施方式2涉及的电力转换装置的结构示例的图。
图13是表示实施方式2涉及的电力转换装置的结构示例的图。
图14是表示实施方式2涉及的电力转换装置的结构示例的图。
符号说明
1三相交流电源(交流电源)
1a单相交流电源
2三相整流器(整流电路部)
2a单相整流器
3升压转换部
4升压电抗器
5开关元件
6防逆流元件
7、7a、7b平滑电容器
8电抗器电流检测部
9母线电压检测部
10开关控制部
11开关频率变更部
12负载
13电力转换装置
14a～14f二极管元件
21母线电压控制部
22电抗器电流控制部
23驱动脉冲生成部
24、24a短路部
25、25a平滑化部
26开关
具体实施方式
下面，基于附图来详细说明本发明涉及的电力转换装置的实施方式。另外，本发明不局限于该实施方式。
实施方式1
图1是表示本发明的实施方式涉及的电力转换装置的一个结构示例的图。图1所示的电力转换装置13配置在三相交流电源1(交流电源)与负载12之间，包括：三相整流器2(整流电路部)、升压转换部3、平滑电容器7、电抗器电流检测部8、母线电压检测部9、开关控制部10和开关频率变更部11。
三相交流电源1经由升压电抗器4而由短路部24短路。
三相整流器2是将六个二极管元件14a～14f进行桥连接而成的结构，对三相交流电源1的交流电压进行整流。
升压转换部3具有升压电抗器4、开关元件5和防逆流元件6。在升压转换部3的靠负载12一侧配置有平滑化部25。平滑化部25具有平滑化电容器7，通过平滑化电容器7使升压转换部3的输出(负载12一侧的直流电压)平滑化。
在图1所示的升压转换部3的结构中，升压电抗器4配置在短路部24的靠三相交流电源1一侧，防逆流元件6配置在短路部24的靠负载12一侧，以防止电流从平滑化部25向三相交流电源1一侧反向流动。
短路部24配置在平滑化部25的靠三相交流电源1一侧，将三相交流电源1一侧短路。短路部24具有开关元件5，利用开关元件5控制短路部24的通断。作为开关元件5，例如能够使用IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor，绝缘栅双极晶体管)。
防逆流元件6防止电流从平滑化部25向三相交流电源1一侧反向流动。如图1例示的那样，使用二极管元件作为防逆流元件6即可。作为防逆流元件6使用的二极管元件，能够例示快恢复二极管(FastRecoveryDiode)。
平滑电容器7对升压转换部3的输出进行平滑。
电抗器电流检测部8检测流过升压电抗器4的电抗器电流。
母线电压检测部9检测并输出作为进行了平滑化的升压转换部3的输出电压的母线电压。
开关控制部10生成使开关元件5动作的驱动信号，控制开关元件5的通断，而控制短路部24是否通断。开关控制部10由运算器构成即可。作为运算器，能够例示微处理器(微型计算机)或DSP(digitalsignalprocessor，数字信号处理器)等。
图2是表示本发明的实施方式1涉及的开关控制部10的一个结构示例的图。图2所示的开关控制部10具有母线电压控制部21、电抗器电流控制部22和驱动脉冲生成部23。
母线电压控制部21基于作为母线电压检测部9的输出信号的母线电压值Vo和母线电压指令值Vo*，计算电抗器电流指令值Idc*。这里，电抗器电流指令值Idc*的计算例如通过对母线电压检测部9的输出信号即母线电压值Vo与母线电压指令值Vo*的偏差进行比例积分控制(PI控制)而进行。
电抗器电流控制部22基于电抗器电流检测部8的输出信号即电抗器电流值Idc和母线电压控制部21的输出信号即电抗器电流指令值Idc*，计算开关元件5的导通占空比。这里，导通占空比的计算例如通过对电抗器电流检测部8的输出信号即电抗器电流值Idc与母线电压控制部21的输出信号即电抗器电流指令值Idc*的偏差进行比例积分控制而进行。另外，导通占空比的计算也可以通过对母线电压检测部9的输出信号即母线电压值Vo与母线电压指令值Vo*的偏差进行比例积分控制(PI控制)而进行。也就是说，也可以不使用电抗器电流值Idc而进行导通占空比的计算。因此，关于导通占空比的计算，具备电抗器电流检测部8和母线电压检测部9中的任一个即可。
驱动脉冲生成部23基于由电抗器电流控制部22或母线电压控制部21计算出的导通占空比，生成使开关元件5动作的驱动脉冲。驱动脉冲生成部23例如计算基于上述导通占空比的定时值，将三角波或锯齿波这样的载波信号与定时值进行比较，仅在定时值大于载波信号的区间内输出脉冲信号使开关元件5导通。
另外，母线电压控制部21和电抗器电流控制部22的计算方法不局限于比例积分控制(PI控制)，可以使用比例控制，也可以使用积分控制。此外，还可以使用比例积分微分控制(PID控制)。
接着，对升压转换部3的动作进行说明。升压转换部3的输入电压是由三相整流器2进行了整流而得到的输出电压，将其记为Vds。升压转换部3的输出电压由平滑化部25进行平滑化。将由平滑化部25进行了平滑化而得到的电压记为Vo。在开关元件5导通时，防逆流元件6不导通，对升压电抗器4的两端施加Vds。
在开关元件5断开时，防逆流元件6导通，在升压电抗器4上，以与开关元件5导通时相反的方向感应出电压Vds－Vo。
此时，从能量的观点来看，在开关元件5导通时能量能够蓄积在升压电抗器4中，并且该能量在开关元件5断开时能够向负载12转移。
在开关元件5导通时和断开时，如果出入升压电抗器4的能量相等，则使用导通占空比Don将Vds和Vo表示为Vo＝Vds/(1－Don)。
因此，通过控制开关元件5的导通占空比Don，能够控制Vds，并且能够控制升压转换部3的输出电压。
此外，如果对导通占空比Don求解上述式，则表示为Don＝(Vo－Vds)/Vo。
因此，用于获得所期望的母线电压的导通占空比的理论值，能够通过将所期望的母线电压指令值Vo*代入到该式的Vo中而得到。
图3是表示升压转换部3动作时的电流波形的图。图3(a)表示开关元件5导通时的电流波形，图3(b)表示开关元件5断开时的电流波形。在开关元件5导通时，对升压电抗器4施加Vds。此时，从三相交流电源1一侧向负载12一侧流过升压电抗器4的电抗器电流ILon随着时间线性地增加，如果设升压电抗器4的电感值为L，则其斜率△ILon表示为△ILon＝Vds/L。
此外，在开关元件5断开时，对升压电抗器4施加与导通时反向的Vds－Vo。此时，从三相交流电源1一侧向负载12一侧流过升压电抗器4的电流ILoff线性地减少，其斜率△ILoff表示为△ILoff＝(Vds－Vo)/L。
根据上式，当母线电压指令值Vo*、整流电压Vds和导通占空比Don满足上述式的关系时，开关元件5导通期间内的电流变化量与断开期间内的电流变化量相等。
此外，在导通占空比Don比上述式的关系大的情况下，开关元件5导通期间内的电流变化量大于断开期间内的电流变化量。
图4是表示在开关元件5导通期间内的电流变化量比断开期间内的电流变化量大的情况下的电流波形的图。如图4所示，通过反复进行开关元件5的通断，电流逐渐增加。
此外，在导通占空比Don比上述式的关系小的情况下，开关元件5导通期间内的电流变化量小于断开期间内的电流变化量。
图5是表示在开关元件5导通期间内的电流变化量比断开期间内的电流变化量小的情况下的电流波形的图。如图5所示，通过反复进行开关元件5的通断，电流逐渐减少。
以上，如参照图4和图5所说明的那样，从三相交流电源1一侧向负载12一侧流过升压电抗器4的电流的波形能够由导通占空比进行控制。
这里，对电抗器电流的电流模式进行说明。图6(a)～(c)是对电抗器电流的电流模式进行说明的图。
如图6(a)所示，将开关元件5每进行一次开关(导通、断开)时电抗器电流变成零的电流模式称为不连续模式。
另一方面，如图6(c)所示，将开关元件5每进行一次开关(导通、断开)时电抗器电流不变成零的电流模式称为连续模式。在连续模式下，开关元件5下一次导通时将前一次开关元件5断开的区间内电流的最终值作为初始值。
此外，如图6(b)所示，将在开关元件5断开的区间内电抗器电流变成零的同时开关元件5的下一个导通区间开始的电流模式以作为上述不连续模式与上述连续模式的分界的意思称作临界模式。
如图1所示，在使用三相交流电源1并利用三相整流器2对交流电压进行整流的情况下，各相输入电流在电源电压周期的180度范围内具有120度的通电区间。
此外，该通电区间内的电流与在该通电区间内从三相交流电源1一侧向负载12一侧流过升压电抗器4的电流相等。
因此，如上所述，如果控制导通占空比而使其变化，则流过升压电抗器4的电流的波形发生变化，此时各相输入电流的波形也发生变化。这样，通过升压转换部3不仅能够使母线电压升压，而且还能够提高功率因数并减少输入电流中包含的谐波分量。
图7(a)、(b)是不连续模式下的波形。图7(a)表示在不连续模式下导通占空比较大时的波形，图7(b)表示在不连续模式下导通占空比较小时的波形。
图8(a)、(b)是连续模式下的波形。图8(a)表示在连续模式下导通占空比较大时的波形，图8(b)表示在连续模式下导通占空比较小时的波形。
如上所述，由开关控制部10进行导通占空比的计算，基于该导通占空比进行开关元件5的通断，但是开关元件5反复通断的频率即开关频率一般由驱动脉冲生成部23的载波信号的频率决定。该载波信号由开关控制部10使用的微处理器等设定，但是因为通常也使进行母线电压控制部21及电抗器电流控制部22的控制运算等的时刻与同一载波信号的峰顶或谷底的时刻同步，所以一般将载波信号设定为规定的值。此外，在载波信号的频率较快(周期较短)的情况下，能够用于控制运算的时间也缩短。也就是说，存在难以根据设备的负载变更开关频率(特别是提高频率)的问题。
因此，在本发明中，如图1所示，通过在短路部24所包含的开关元件5的门极与开关控制部10之间设置开关频率变更部11，不需要变更驱动脉冲生成部23的载波信号的频率，就能够进行开关频率的变更。这样，由于不变更驱动脉冲生成部23的载波信号的频率，所以能够不会对控制运算的负荷产生影响地进行开关频率的变更。
接着，说明开关频率变更部11的动作。图9是说明作为使用开关频率变更部11的动作的一个示例使开关频率为驱动脉冲生成部23的载波信号频率的两倍的情况的图。
此时，驱动脉冲生成部23至少输出两种驱动脉冲(S1、S2)。这里，驱动脉冲生成部23优选具有六相PWM功能，其装载在具有电动机控制功能的微处理器中。
关于六相PWM功能，作为通用功能，通常装载于被设计为在控制电动机的三相逆变器的控制中所使用的微处理器中，通过设定某一相的定时值，来生成适于逆变器的一相的上下开关元件的、即导通和断开反转的两相驱动脉冲(S1p和S1n、S2p和S2n)。在用于电动机控制时，通过设定例如相位各相差120度的三相定时值，能够控制逆变器的三相上下六个元件的开关。
在本实施方式中，通过使用生成的该六相的驱动脉冲，能够容易地变更开关频率。
此时，生成两种驱动脉冲时的第一定时值t1和第二定时值t2，基于由电抗器电流运算部22计算出的导通占空比Don，计算为t1＝Don/2、t2＝1－t1＝1－Don/2。
这里，为了将开关频率变更为载波信号频率的两倍，使与载波信号进行比较的第一定时值t1为导通占空比Don的1/2、第二定时值t2为从1(导通占空比为100％)减去第一定时值t1而得到的值，由此在与同一载波信号进行比较时生成相位与在t1生成的脉冲的相位相差180度的脉冲。此时，两方脉冲的导通时间的比例相等。
然后，将S1p和S2n输入到开关频率变更部11包含的OR(或)电路(S1pORS2n)。
这里，S1p是使用第一定时值t1生成的脉冲信号中逆变器的上桥臂侧元件用的脉冲信号，S1n是使用第一定时值t1生成的脉冲信号中逆变器的下桥臂侧元件用的脉冲信号。另外，S2p是使用第二定时值t2生成的脉冲信号中逆变器的上桥臂侧元件用的脉冲信号，S2n是使用第二定时值t2生成的脉冲信号中逆变器的下桥臂侧元件用的脉冲信号。
如上所述，S1p和S2n的导通时间的比例是相同的，并且相互之间具有180度的相位差，因此通过输出它们的逻辑和，被输出的脉冲信号在载波信号的一个周期内导通区间和断开区间都出现2次，成为频率为载波信号的两倍的信号。
此外，通过将上述第一定时值t1设定为所期望的导通占空比Don的1/2，导通时间相对于开关周期的比例成为与所期望的导通占空比Don相同的值。这样，能够生成开关频率超过微处理器的载波频率上限的脉冲信号。
另外，在开关元件5和防逆流元件6由宽禁带半导体(例如SiC或GaN等)形成的情况下，一般使用在比由Si形成的元件高的开关频率下。这样，根据本发明，在使用宽禁带半导体的情况下，不需要提升开关控制部10所用的微处理器的规格，就能够实现适于元件的开关频率。即，能够不增加成本地实现适于使用宽禁带半导体的元件的开关频率。
此外，提高开关频率就能够使所需要的电抗器的电感值降低，所以能够使电抗器小型化。此外，由于能够使用低电感值的电抗器，所以能够降低成本。
这里，设t1＝Don、t2＝0(或t1＝0、t2＝Don)，则能够以与载波信号相等的频率形成所期望的导通占空比的信号。也就是说，由于具备开关频率变更部11，所以仅通过变更(切换)定时值的运算式就能够切换载波信号频率的一倍和两倍。
此外，以往在全负载范围内使开关频率固定，需要直流叠加特性(DCsuperimpositioncharacteristics)好(即使流过的电流值变高，电感值也难以发生变化)的电抗器，而根据本发明，即使使用直流叠加特性差(如果流过的电流值变高，电感值减少)的电抗器，也能够将开关频率切换成两倍而使用。另外，切换在电抗器电流值超过规定阈值的时刻进行即可。这样，作为电抗器的芯材，可置换为直流叠加特性差的材料，能够降低成本。此外，在大容量设备中也能够应用相同的转换器。
图10是说明作为使用开关频率变更部11的动作的一个示例使开关频率为驱动脉冲生成部23的载波信号频率的三倍的情况的图。
此时，驱动脉冲生成部23至少输出三种驱动脉冲(S1、S2、S3)。此时，生成三种驱动脉冲时的第一定时值t1、第二定时值t2和第三定时值t3，基于由电抗器电流运算部22计算出的导通占空比Don，计算为t1＝(1－Don)/3、t2＝(1+Don)/3、t3＝1－Don/3。
然后，将S1n、S2p和S3n输入到开关频率变更部11包含的逻辑电路(这里为AND(与)电路和OR(或)电路)((S1nANDS2p)ORS3n)。
这里，S1p、S1n、S2p、S2n与图9相同。这里，S3p是使用第三定时值t3生成的脉冲信号中逆变器的上桥臂侧元件用的脉冲信号，S3n是使用第三定时值t3生成的脉冲信号中逆变器的下桥臂侧元件用的脉冲信号。
如上所述，如果设定基于所期望的导通占空比Don计算出的定时值，则导通时间相对于开关周期的比例成为与所期望的导通占空比相同的值。这样，能够生成开关频率超过微处理器的载波频率上限的脉冲信号。
另外，在开关元件5和防逆流元件6由宽禁带半导体(例如SiC或GaN等)形成的情况下，一般在比由Si形成的元件高的开关频率下使用。这样，根据本发明，在使用宽禁带半导体的情况下，不需要提升开关控制部10所用的微处理器的规格，就能够实现适于元件的开关频率。即，能够不增加成本地实现适于使用宽禁带半导体的元件的开关频率。
此外，提高开关频率就能够使所需要的电抗器的电感值降低，所以能够使电抗器小型化，降低成本。
这里，设t1＝0、t2＝1、t3＝1－Don，则能够不变更逻辑运算部而以与载波信号相等的频率形成所期望的导通占空比的信号。或者，设t1＝0、t2＝Don/2、t3＝1－Don/2，则能够不变更逻辑运算部而以载波信号的两倍频率形成所期望的导通占空比的信号。也就是说，由于设置开关频率变更部11，所以仅通过变更(切换)定时值的运算式就能够切换载波信号频率的一倍、两倍和三倍。
此外，以往在全负载范围内使开关频率固定，需要直流叠加特性好(即使流过的电流值变高，电感值也难以发生变化)的电抗器，而根据本发明，即使使用直流叠加特性差(如果流过的电流值变高，则电感值减少)的电抗器，也能够将开关频率切换成两倍或三而倍使用。另外，切换在电抗器电流值超过规定阈值的时刻进行即可。这样，作为电抗器的芯材，可置换为直流叠加特性差的材料，能够降低成本。此外，在大容量设备中也能够应用相同的转换器。
另外，在本实施方式中使用的逻辑电路也可以仅使用同一种逻辑电路(例如仅使用NOR(或非)电路或NAND(与非)电路)。如果仅使用同一种逻辑电路构成，则能够使用在同一封装内具有多个相同运算符的逻辑电路，能够抑制逻辑电路的占有面积和成本。
此外，也可以使用在本实施方式中所用的逻辑电路作为切断开关信号的保护电路。例如如果采用能够在检测出电路异常信号的情况下切断开关信号的结构，就能够在发生异常时保护电路。
另外，如上所述，求取开关元件5的导通占空比Don的方法不局限于进行母线电压控制和电抗器电流控制双方。可以进行任一方的控制，也可以是不进行母线电压及电抗器电流等的反馈控制的开环控制。
另外，在本实施方式中，对使用开关控制部输出的两个信号输出两倍频率的信号、使用开关控制部输出的三个信号输出三倍频率的信号的情况进行了说明，不过本发明不局限于此，也能够通过适当组合逻辑电路来输出频率比输入信号高且为期望频率的信号。
实施方式2
本发明的电力转换装置不局限于在实施方式1中说明的装置。图11～图14是表示本实施方式的电力转换装置的结构示例的图。
另外，在本实施方式中，对与实施方式的图1相同的结构标记相同符号。此外，在以下的说明中，未图示的部分为与图1相同的结构。
图11表示将图1的三相交流电源1替换为单相交流电源1a的电力转换装置。如图11所示，也能够将本发明应用于单相交流电源。
图12是示出了如下电力转换装置的图，将三相交流电源1替换为单相交流电源1a，该电力转换装置包括：经由升压电抗器4而将单相交流电源1a短路的双向开关即短路部24a、由串联连接的两个平滑化电容器7a、7b构成的平滑化部25a、以及单相整流器2a。
图12的短路部24a具有将四个二极管元件桥连接而成的短路用整流电路部和短路用开关。如图12所示，在将交流电源短路的情况下，流过短路部24a的电流方向因相位不同而不同。
在图12中，通过短路部24a的通断，经由升压电抗器4反复使电源短路，对来自单相交流电源1a的输入电流进行整形。
此外，图12所示的平滑化部25由两个平滑电容器7a、7b构成，在连接升压电抗器4的端子为高电位的情况下，如果短路用开关为断开，则对平滑化电容器7a的电容器进行充电。在连接升压电抗器4的端子为低电位的情况下，对平滑化电容器7b进行充电，施加于负载12的电压为全波整流时的两倍。而且，如果设置于短路部24a的短路用开关导通，则电流流过短路部24a。
另外，图12中示出了例如使用一个IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor，绝缘栅双极晶体管)作为短路用开关的情况下的通常结构。
图13是表示在图12的结构中设置开关26而成的电力转换装置的图。图13的单相整流器2a中串联连接二极管元件的部分和连接两个平滑化电容器7a、7b的部分经由开关26连接。通过采用图13所示的结构，能够交替对平滑电容器7a、7b进行充电，获得两倍的整流电压，并且能够进行一倍和两倍电压的切换。
图14是表示在图11的结构中将升压电抗器4配置在单相交流电源1a与单相整流器2a之间而成的电力转换装置的图。也能够将本发明应用于图14所示的结构中。

Claims (6)

1.一种电力转换装置，其配置在交流电源与负载之间，所述电力转换装置的特征在于，包括：
整流电路部，其对所述交流电源的电压进行整流；
平滑化部，其使所述整流电路部的靠所述负载一侧的直流电压平滑化；
短路部，其配置在所述平滑化部的靠所述交流电源一侧，将所述交流电源短路；
电抗器，其配置在所述短路部的靠所述交流电源一侧；
检测所述电抗器的电流的电抗器电流检测部和检测所述平滑化部的输出电压的母线电压检测部中的至少一方；
防逆流元件，其防止电流从所述平滑化部向所述交流电源一侧反向流动；
开关控制部，其基于所述电抗器电流检测部或所述母线电压检测部的输出信号生成驱动脉冲，根据该驱动脉冲输出所述短路部通断的控制信号；以及
开关频率变更部，其配置在所述开关控制部与所述短路部之间，能够通过逻辑运算变更所述控制信号的频率。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述开关频率变更部的逻辑运算使用所述开关控制部输出的两个以上的控制信号进行，
所述开关频率变更部的输出信号的频率比输入信号的频率高。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述开关频率变更部的逻辑运算使用所述开关控制部的两个输出信号进行，
所述开关频率变更部的输出信号的频率为输入信号频率的大致两倍。
4.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述开关频率变更部的逻辑运算使用所述开关控制部的三个输出信号进行，
所述开关频率变更部的输出信号的频率比输入信号的频率高。
5.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述开关频率变更部的逻辑运算使用所述开关控制部的三个输出信号进行，
所述开关频率变更部的输出信号的频率为输入信号频率的大致三倍。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电力转换装置，其特征在于：
所述短路部和所述防逆流元件中的至少任一方使用宽禁带半导体。
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