WO2005041384A1

WO2005041384A1 - 電源装置

Info

Publication number: WO2005041384A1
Application number: PCT/JP2004/015851
Authority: WO
Inventors: Masaki Yamada; Akihiko Iwata; Yoshihiro Hatakeyama
Original assignee: Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
Priority date: 2003-10-27
Filing date: 2004-10-26
Publication date: 2005-05-06
Also published as: CN1748349A; US20070164613A1; JPWO2005041384A1; JP4445470B2; CN100414811C; US7964990B2; US20110215648A1; JP2009201350A; US8502415B2

Abstract

　電源と負荷との間に接続され系統に対する電力の供給・遮断を行う直送スイッチを備えた電源装置において、系統に並列に接続された第一の単相インバータと、系統に直列に接続された第二の単相インバータと、前記第一及び第二の単相インバータの直流側に接続された直流出力手段を組み合わせることにより、正常時における系統電圧の変動を補償すると共に、系統が所定電圧以下に低下して直送スイッチが切り離された後でも、負荷に所定電圧を供給するようにしたものである。

Description

技術分野

[0001] この発明は、電源装置に関し、特に系統に直列に直送スィッチを接続した電源装置に関するものである。

背景技術

[0002] 従来、系統電圧の遮断、変動等を補償する電源装置として種々の回路構成のもの明

が提案されており、例えば特開平 1 222635号公報（特許文献 1参照)ゃ特開平 8— 223822号公報 (特許文献 2参照）に示田されるものがある。

[0003] 特許文献 1に示される従来の無瞬断電源装置は、交流入力電圧を一旦直流に変換した後、再び交流に逆変換して出力する定電圧定周波数電源装置 (CVCF)と、この CVCFをバイパスする半導体スィッチ力なるバイパス回路とを備えており、正常時も電圧低下時もコンバータを通してー且交流を直流化し、その直流をインバータで交流化する構成を採っている。このため、正常時においても常に電流が半導体を通過することとなり、ロスが常に発生すると共に、装置全体の総合効率を低下させ、冷却のために装置が大型化する問題がある。また、インバータの出力は PWM制御された矩形波が必要となるため、その平滑のために大型のフィルタが必要となるという問題があった。

[0004] また、特許文献 2に示される従来の無瞬断電源装置では、正常時には直送スィッチで商用ラインを負荷に直結しているが、商用ラインが一定電圧以下に低下した場合には、直送スィッチを切り離し、インバータと昇圧トランスを通してバッテリーの電力を負荷に供給する構成を採っている。このような構成の場合、昇圧トランスは、インバータにて発生する矩形電圧の平滑機能を備える必要があり、また商用周波数の電圧を伝達する必要があるため、電圧時間積 (磁束量)の大きなものが要求されることとなり、そのため大型で高価なシステムとなる問題があった。

[0005] 特許文献 1：特開平 1 222635号公報

特許文献 2：特開平 8— 223822号公報発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0006] この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、 2種類の単相インバータの出力を組み合わせることにより、正常時における系統電圧の変動を補償すると共に、系統が所定電圧以下に低下して直送スィッチが切り離された後でも、負荷に所定電圧を供給するようにした電源装置を提供するものである。

課題を解決するための手段

[0007] この発明に係る電源装置は、電源と負荷との間に接続され系統に対する電力の供給 ·遮断を行う直送スィッチと、前記負荷に並列に接続された第一の単相インバータと、前記負荷に直列に挿入された第二の単相インバータと、前記第一及び第二の単相インバータの直流側に接続された直流出力手段を備えたものである。

発明の効果

[0008] この発明の電源装置によれば、単相インバータの組み合わせにより、増電圧'減電圧補償を行うと共に、停電時の電圧補償が可能となり、いかなる電圧の状態においても負荷に安定した電圧を供給できる効果を有する。

発明を実施するための最良の形態

[0009] 実施の形態 1.

図 1は本発明の実施の形態 1に係る無瞬断電源装置の概略構成図を示してヽる。図 1において、電源 1は通常、系統電圧 Vを有する商用交流電源であり、リレー等の

0

機械式スィッチカゝらなる直送スィッチ 3を介して負荷 2へ直接電力を供給してヽる。上記負荷 2には、それぞれの交流側端子が上記負荷と並列関係に挿入された第一の単相インバータ 4と、上記負荷と直列関係に挿入された第二の単相インバータ 5とが接続されている。この第一の単相インバータ 4の直流側端子はコンデンサ C1を介して DC— DCコンバータ 6が、また第二の単相インバータ 5の直流側端子はコンデンサ C2を介して DC— DCコンバータ 7がそれぞれ接続され、これら各 DC— DCコンバータ 6、 7の他方端は例えばバッテリー 8等のエネルギー蓄積手段に共通に接続されている。上記 DC— DCコンバータ 6、 7とエネルギー蓄積手段 8との組み合せは直流出力手段として把握されるものであり、後述するように各種変形例が存在する。

[0010] ここで単相インバータ 4、 5は単相ブリッジ接続された例えば MOSFET力なる半導体素子と、各素子に逆並列接続されたダイオードとからなる周知の構成であってよく、また DC— DCコンバータ 6、 7は、入力された直流電圧を MOSFETや制御 ICからなるスイッチング回路により交流化し、更にトランスにより電圧変換したものを整流して入力とは異なる直流電圧を得るようにした周知の構成を用いることができる。また、 9 は平滑フィルタ、 10は電圧異常低下検出回路を示している。なお、直送スィッチ 3はリレー等の機械式スィッチ以外にサイリスタ等の半導体スィッチで構成してもよい。

[0011] 以下、図 1の無瞬断電源装置の動作について図 2を参照しながら説明する。正常時においては、直送スィッチ 3が閉じており、電源 1から系統電圧 Vが直接負荷へ供

0

給されている。また、単相インバータ 4、 5を整流器として働力せ、 DC— DCコンバータ 6、 7を通してバッテリー 8を充電している。なお、図示していないが、損失を少なくするために、単相インバータ 5の交流側端子を別のリレーで短絡しておき、単相インバータ 4だけでバッテリー 8を充電してもよ、。

[0012] 次に、電源 1が停電したり、図 2(a)のように時刻 t0において系統電圧 Vが異常に低

0 下した場合の電圧補償動作について説明する。先ず、電圧異常低下検出回路 10 が働、てリレー 3を切り離すようにするが、リレー 3は電流が零にならな、とアークが発生して電流が «I続してしまうため、電流を零に制御する必要がある。そこで、第一の単相インバータ 4によって電圧 VIを PWM制御し、平滑フィルタ 9によって平滑化して、系統 Voと同じ電圧を出力するようにする。これによりリレーの両端には電圧が印加されなくなり、その後、電流が零となった時点でリレーが完全に開放される。

[0013] リレーが切り離されると、各単相インバータ 4、 5は完全なインバータ動作をするようになり、インバータ 4、 5にはバッテリー 8から DC— DCコンバータ 6、 7を通して電圧 V 1、 V2の直流電圧が印加されている。この場合、電圧 VIは電圧 V2より大きな値に設定されており、また V1 +V2が大略 Voの最大絶対電圧値（100V交流の場合は 141 V)になるように設定されている。時刻 tlにおいて、単相インバータ 4、 5は入力電圧 V 1、 V2に見合った出力電圧 VB1、 VB2を出力し、この出力電圧は互いに重畳され、図 2 (a)に示すように擬似正弦波電圧を発生し負荷に供給し始める。すなわち、第一の単相インバータ 4と第二の単相インバータ 5との出力パターンの組み合わせにより、 V2、 VI— V2、 VI、 V1+V2の 4種類の電圧が発生し、この 4つの組み合わせにより、擬似正弦波を形成することができる。

[0014] 図 2 (a)中、 VB1、 VB2のそれぞれの波形と、 VB1 +VB2の波形とから出力電圧の重畳によって擬似正弦波が作成されることが明らかである。なお、図 2 (b)中には、 V 1： V2の電圧関係によって得られる典型的な出力パターンを示しており、 V1 :V2 = 3 ： 1の場合には、各電圧レベル間の変化は同じような擬似正弦波となる。

一方、 V1 :V2> 3 : 1の場合には、中間電圧が間延びした擬似正弦波となる。以上のようにして、系統が所定電圧以下に低下して直送スィッチが切り離された後でも、負荷に所定電圧を供給するいわゆる電圧補償動作を行うことができる。

[0015] 次に、図 3を参照しながら系統電圧が低下もしくは増カロした場合の電圧増減動作について説明する。図中、 Voは系統電圧で、時間と共に低下しており、また、 Vdは負荷に掛かる電圧で、 VB1と VB2の波形と対照して示してある。

ここでは、時刻 toにて電圧の異常 (低下）を検出し始め、例えば時刻 tlから電圧を補償する場合にっ、て示して、る。時刻 tlから第二の単相インバータ 5を負荷電圧が増加するように動作させる。それにより、負荷に供給される電圧の波高値は正常な系統電圧時のそれとほぼ等しくなる。図 4にはいろいろなパターンでの増電圧波形を示している。

[0016] 図 4の Aは正常時の系統電圧 (破線）と電圧低下時の系統電圧 Voが示されてヽる。

Bは低下した系統電圧の全域に VB2の電圧を均等に加算した場合の波形を示している。この場合、負荷に印加される電圧の実効値は正常時よりもやや大きめの値が得られる。 Cは、正弦波の立ち上がり部分の途中から一定幅だけ VB2を加算した例が示されている。この場合、 VB2を出力するパルス幅を調整することにより、負荷への実効電圧は正常時の値と一致させることも可能であり、実効値が重要となる負荷にとっては非常に都合がよい。なお、 B、 Cの例では波形の最大値は正常の値と一致した例を示して、る。 Dは波形の最大値が正常時の値より大き、場合の例を示して!/、る。この場合、負荷への実効電圧を調整するためにパルス幅を Aおよび Bより比較的狭く設定するとよい。更に、 E、 F、 Gは、負荷への波形の最大値が一定となるよう、 VB2 の電圧をコントロールした場合の例（幅は一定)を示している。これにより、波形の最大値が重要な意味を持つ負荷に対して、確実に波形の補償が可能となる。

[0017] 一方、図 5には、系統電圧 Voが所定値以上に増大した場合における種々のパターンでの減電圧波形を示して!/、る。図 5の Aは正常時の系統電圧 (破線）と電圧増加時の系統電圧 Voが示されて、る。 Bは低下した系統電圧の全域に VB2の電圧を均等に減算した場合の波形を示している。この場合、負荷に印加される電圧の実効値は正常時よりもやや小さめの値が得られる。 Cは、正弦波の立ち上がり部分の途中から一定幅だけ VB2を減算した例が示されている。この場合、幅を調整することにより、負荷への実効電圧は正常時の値と一致させることも可能であり、実効値が重要となる負荷にとっては非常に都合がよい。なお、 B、 Cの例では波形の最大値は正常の値と一致した例を示して!/、る。 Dは波形の最大値が正常時の値より大き、場合の例を示している。この場合、負荷への実効電圧を調整するためにパルス幅を Aおよび Bより比較的狭く設定するとよい。 E、 Fは、負荷への波形の最大値が一定となるよう、 VB2 の電圧をコントロールした場合の例を示している。これにより、波形の最大値が重要な意味を持つ負荷に対して、確実に波形の補償が可能となる。

[0018] 実施の形態 2.

図 6は本発明の実施の形態 2を示す図 1の変形例であり、第二の単相インバータ 5 を直接バッテリー 8に接続した以外は図 1と全く同一のものである。電圧補償動作すなわち電圧増減動作は実施の形態 1と同一である。このような構成とすれば、第二の単相インバータ 5の入力電圧 V2が一定となるため、上述した VI： V2の比を細力べ設定することは出来ないものの、 DC— DCコンバータ 7を省略することにより、構成が簡単、安価になる特徴がある。

[0019] 実施の形態 3.

図 7は本発明の実施の形態 3に係る無瞬断電源装置の変形例を示す。図 1、図 6においては、第二の単相インバータ 5の接続位置は第一の単相インバータ 4と負荷 2との間であつたが、図 7では第二の単相インバータ 5の位置は系統電源 1と第一の単相インバータ 4との間である。このような構成では、以下の動作が前述の実施の態様と異なってくる。すなわち、まず、系統の電圧が低下しリレーがオフ動作に入ったときにリレー電流を零に制御するモードにおいて、前述の実施の態様では、第一の単相インバータ 4のみで PWM制御等を行っていた力この実施の形態では、第一の単相インバータ 4と第二の単相インバータ 5の出力電圧の合計がリレーに印加されることとなり、各出力電圧を個別に制御することによって、きめ細かくリレー電流を制御することができるため、確実かつ高速にリレーを開放することが可能となる。

[0020] 次に、リレー 3が開放し、負荷の補償の電圧を供給するときには、第一の単相インバータ 4のみが動作する。このとき単相インバータ 4を PWM制御すれば、平滑フィルタ 9の作用によって正弦波を出力することができる。また、 PWM制御しなければ、矩形波を出力することが可能となる。これにより、実施の態様 1、 2のように第二の単相インパータ 5を経由しな、ため、効率の良、装置が得られる。

なお、上記実施の形態 1一 3の無瞬断電源装置においては、増減電圧動作時、電圧補償動作時に、各単相インバータ 4、 5の直流電圧 VI、 V2の電圧が所定の関係力もずれる可能性がある。それは、各インバータ 4、 5の出力総電流が一致しないからである。それを補正するために、 DC— DCコンバータ 6、 7を以下のように動作させる。

[0021] 増電圧動作時には、必ず V2の電圧はより低下しょうとする。そこで図 1の例では D C DCコンバータ 6からー且バッテリー 8にエネルギーを送り、 DC— DCコンバータ 7 を経由して V2にエネルギーを補給する。その場合、 VIの電圧は急激に低下しようとするが、系統電圧の瞬時値が VIより高いときに、単相インバータ 4をオンすることにより、エネルギーを系統から VIへと供給することができる。反対に、減電圧動作時においては、 V2の電圧はより増加しょうとする力 DC-DCコンバータ 7から一且バッテリ一 8を経由し、 DC-DCコンバータ 6を経由して VIにエネルギーを供給する。 VIに送られたエネルギーは単相インバータ 4を通して、 VIが系統電圧の瞬時値より高い時間帯に単相インバータ 4をオンすることにより系統にエネルギーを返送する。

[0022] 増電圧 '減電圧動作において、図 6に示す実施の形態 2の場合にも同様の動作をする力 V2へのエネルギーの流入.流出はバッテリー 8がバッファとして受け持つことになるから、電圧そのものはバッテリー電圧で支配される。ノッテリー 8のエネルギー変化が全体で零になるように、 DC— DCコンバータ 6によって VIにエネルギーを流出入し、また系統に流出入する。図 7も図 6の場合と同様な動作をする。このように、 DC DCコンバータを用いてバッテリー 8に電流を蓄積せずまたはバッテリー電流を消費しない動作をすることにより、バッテリー実効電流を低下し劣化を防止できる効果がある。

なお、この DC— DCコンバータによるエネルギー流出入作用は、上記した電圧補償動作中においても機能させることができ、例えば実施の形態 1 (図 1)では DC— DCコンバータ 6、 7を、また、実施の形態 2 (図 6)では、 DC— DCコンバータ 6を用いて上記 VI、 V2を安定化させるように動作させることにより、所定の補償電圧波形を維持できるものである。

[0023] 実施の形態 4.

本発明の形態 4を図 8について説明する。この形態においては、形態 1における単相インバータ 4部分が単相インバータ 4a、 4b、 4cにて構成されている。図 8において、 4cの直流電源 VB4はバッテリー 8から双方向性 DC— DCコンバータ 6aを通して安定化されている。また、前記 VB4と単相インバータ 5、 4a、 4bの直流電源 VB1、 VB2 、 VB3は双方向性 DC-DCコンバータ 7aによって安定ィ匕されている。それにより単相インバータ 4a、 4b、 4cの出力電圧は常に特定の関係となるよう DC— DCコンバータ 7 aによって制御されている。

[0024] 図 9は、単相インバータ 4a、 4b、 4cの出力電圧の関係およびその合計の出カレべルの一例を記載して!/、る。単相インバータ 4a： 4b： 4cの出力電圧が 1： 2： 4の関係（A )から 1： 3： 9の関係 (J)までの 10種類にっ、て示して、る。 1： 3： 9の関係の場合には、最も多くの出力レベルを出すことができ、図 10にその場合の電圧パターンと正弦波出力時の波形イメージを示している。これにより、最大で 13段階のレベル変更が可能となるため、比較的細かい波形制御ができ擬似正弦波を生成することができる。図 1 1はさらに各出力レベルの間で PWM制御を施した場合の例であり、 PWM制御は各出力レベルの変化を最小単位とし、レベルを上げ下げする頻度によって平均的な波形をコントロールすることができる。このような制御を施すことにより、 VB2— VB4までの全体の電圧波形は非常にきめ細力、ものとなり、平滑フィルタ 9は従来の場合に比ベて格段に小さな容量で済む。

[0025] 次に、系統が正常時の動作について説明する。系統が正常時には、単相インバータ 4a、 4b、 4cは無効電力補償装置として動作する。その動作を図 12に示す。図 12 ( a)は負荷が遅れ負荷、すなわち系統電圧 Vに対して、負荷電流 Idの位相が遅れて

0

動作する場合を示している。ここで、単相インバータ 4a、 4b、 4cは、系統の電流 I力 S

0 系統の電圧 V

0と同じ位相になるよう電流 ΐχを系統に流し込む動作を行う。すなわち、

Ixが単相インバータ 4a、 4b、 4cから系統に流れ込むように、各出力レベルをコント口ールし、または PWM制御を施し、平滑フィルタの効果によって Ixを滑らかにする。これにより、系統電流と系統電圧とは位相が一致するようになるので、系統力見ると力率 1の負荷が接続されているように見え、無効電力を補償できることとなり、また高調波成分による系統への逆流を防止することができる。更に、系統に流れる電流の実効値を低下することができるため、ケーブル等の損失が低下するものである。

[0026] 図 12 (b)は、整流器負荷が接続された場合の動作例である。（a)の場合と同様に、単相インバータ 4a、 4b、 4cは系統に力率 1の電流 Iが流れるよう、電流 Ixを系統に

0

流し込む。単相インバータ 4a、 4b、 4cではきめ細かい波形の制御が可能であるため、整流器負荷等の電流変化が激しい場合でも、系統に力率 1の電流 I

0が確実に流れるよう制御することが可能である。これは、フィルタ 9が小さな容量で済むことにより制御系のゲインを上げることができることによる。このような動作においては、単相インバータ 4a、 4b、 4cへ流入出する電流の量は異なる場合がほとんどであり、 VB2-VB4 の電圧関係は容易に崩れてしまう。これを補正するために、先に説明したように、 DC —DCコンバータ 7aを動作させ、 DC— DCコンバータ 7aが VB2— VB4の電圧がそれぞれ所定の値を保つようにエネルギーをやりとりする。

[0027] 次に、単相インバータ 5部分は実施の形態 1における単相インバータ 5と同じであり、従って、増電圧'減電圧機能における単相インバータ 5の動作は実施の形態 1と同じである。なお、増電圧'減電圧時に VB1の電圧の変化は、 DC— DCコンバータ 7a によって、 VB4にエネルギーを流入出させることによって安定化させる。 VB4に送られたエネルギーは、単相インバータ 4a、 4b、 4cによる電流制御により系統に流出入する。なお、先に示した無効電力補償制御と、増電圧'減電圧制御を同時に行うことも可能である。増電圧機能と無効電力補償制御を同時に行うときは、無効電力分を補償する Ixより低めの電流を系統に流入させればよい。また減電圧機能と無効電力制御を同時に行うときは、無効電力分を補償する Ixより高めの電流を系統に流入させればよい。

[0028] 次に、実施の形態 4における電圧補償時の動作について図 13を参照して説明する。図中、パターン（a)は PWM制御を併用しない場合を、パターン（b)は PWM制御を併用する場合の波形図を示している。今、時刻 toにて系統電圧の低下を検出し、リレ一をオフにすると同時に、リレーの電流を零に制御するように、系統電圧と同じ電圧を単相インバータ 4a、 4b、 4cに発生させる。それにより、リレーの電流が次第に零に向かい、やがてリレーが完全に開放する。このときの状態をパターン (a)の Taにより現わしている。この動作において、単相インバータ 4a、 4b、 4cの出力電圧を、 PWM制御を併用することにより、よりきめ細力べ制御するとパターン (b)の Tcのようになり、リレ一の電流を高速に零とすることができる。リレーが完全に開放した以降、時刻 tlから負荷に補償の出力を供給する。負荷に供給する出力は、単相インバータ 5、 4a、 4b、 4cを使って供給することが可能である。この場合の波形を Tb、 Tdで示している。

[0029] 上記単相インバータ 5、 4a、 4b、 4cの制御方法としては!、くつかのパターンが考えられる。例えば、単相インバータ 5 : 4a :4b :4cの関係を 1 : 3 : 9 : 27となるよう DC— DC コンバータ 7aにて制御すれば、最大 40レベルの出力にて正弦波を形成できるため、ほとんど連続した波形出力を得ることができる。また、図 14に示すように、 5 :4a :4b : 4c = 0.5 : 1 : 3 : 9とし、単相インバータ 5を PWM制御すれば、フィルタ 9による平滑作用も併せて、よりきめ細かい電圧波形を出力することができる。なお、このとき単相ィンバータ 5の比率は 0.5以上であっても、 PWMにより波形を調整すれば同様な効果が得られる。その波形例は図 13に示されている。 5 :4a :4b :4cの電圧関係の選び方ヽろ、ろ考えられ、図 9の中の!、ずれかのパターンであれば同様の効果を奏する。補償動作中においても、単相インバータの直流電源の電圧に流出入する電流のァンバランスは容易に生じるから、これを補正するために DC— DCコンバータ 7aが動作することは言うまでもない。

[0030] 実施の形態 5.

図 15は本発明の実施の形態 5を示す回路図であり、上記実施の形態 4 (図 8)の変形例である。 DC—DCコンバータ 6aがなぐ第一の単相インバータ 4aを直接バッテリ一 8に接続した以外は図 8と全く同一のものであり、従って電圧増減動作、電圧補償動作は実施の形態 4と同一である。このような構成とすれば、単相インバータ 4aは 9 種類の電圧比を持つ最も大きな電圧の単相インバータであり、エネルギーの流出入も最も大きい。そのため、特に補償時において DC— DCコンバータ 6aを通らずにバッテリー 8から直接エネルギーを取り出せるので非常に効率が良くなり、その結果、装置が小形軽量となる効果を有する。

[0031] 実施の形態 6.

図 16は本発明の実施の形態 6を示す回路図であり、上記実施の形態 4 (図 8)の変形例である。 DC— DCコンバータ 7aがバッテリーから直接接続されている以外は図 8 と全く同じである。バッテリー 8の電圧は通常一定であるから、単相インバータ 5、 4a、 4bの電圧のコントロールが容易となり、無駄の無い DC— DCコンバータ 7aの設計が可能なり、装置が小形軽量となる特徴がある。

[0032] 実施の形態 7.

図 17は本発明の実施の形態 7を示す回路図であり、それぞれの単相インバータ 5、 4a、 4b、 4cの直流電源にはバッテリー 8d、 8a、 8b、 8cがそれぞれ接続されており、また、 DC— DCコンバータ 11は単相インバータ 5、 4a、 4b、 4cに共通に挿入され、それぞれの直流電圧の安定ィ匕が保たれている。しかし、各バッテリーへの電流の流入にアンバランスが生じると、ノッテリーの電圧の上がり過ぎや下がり過ぎが生じてしまい、結果的に単相インバータ 5、 4a、 4b、 4cの電圧の関係も崩れてしまう。そのため、 DC— DCコンバータ 11により、バッテリーへの入力電流のアンバラスンを補正するよう、各バッテリー間でエネルギーのやりとりを行う。これにより、ノッテリーへの電流の流出入のバランスがとれ、安定した動作を行うことができる。

[0033] 実施の形態 8.

図 18は本発明の実施の形態 8を示す回路図であり、単相インバータ 5の位置が系統と単相インバータ 4a、 4b、 4cのインバータ群の間に挿入された場合の例である。この構成においては、リレー電流を零にするために制御において単相インバータ 5、 4a 、 4b、 4cの 4つを使えるのでよりきめ細かい電流制御が可能となる。また、リレー開放後の補償動作時点では負荷への電圧の供給は単相インバータ 4a、 4b、 4cのみで行うこととなり、そのときの電流が単相インバータ 5を経由しないので、損失の発生が少なぐ装置効率が増加し、小形軽量ィ匕が図れる効果を有する。

なお、上述の各実施形態においては、無瞬断電源装置を例にとって説明したが、系統電圧の遮断、変動等を補償するその他の電源装置にも適用できるのは言うまでもなぐまたエネルギー蓄積手段としてバッテリー 8を用いた例を説明したが、これに限らず、電気重層コンデンサなどのコンデンサや、太陽光発電、燃料電池などの直流を発電する装置、更には風力などの交流を発電した後に直流に変換する装置などが代替的に用いられるものである。

図面の簡単な説明

[図 1]本発明の実施の形態 1に係る無瞬断電源装置の概略構成図である。

[図 2]図 1に示す無瞬断電源装置の電圧補償動作につ！ヽての説明図である。

[図 3]図 1に示す無瞬断電源装置の電圧増減動作にっ、ての説明図である。

[図 4]図 1に示す無瞬断電源装置の増電圧波形のパターンを示す図である。

[図 5]図 1に示す無瞬断電源装置の減電圧波形のパターンを示す図である。

[図 6]本発明の実施の形態 2に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である。

[図 7]本発明の実施の形態 3に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である。

[図 8]本発明の実施の形態 4に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である。

[図 9]本発明の実施の形態 4において、単相インバータ群を構成する各インバータの出力電圧の関係およびその合計の出力レベルの一例を記載した図表である。

[図 10]本発明の実施の形態 4において、電圧パターンと正弦波出力時の波形ィメージの関係の一例を示す図である。

[図 11]本発明の実施の形態 4において、各出力レベルの間で PWM制御を施した場合の例を示す図である。

[図 12]本発明の実施の形態 4において、単相インバータ群を無効電力補償装置として動作させた場合の波形図である。

[図 13]本発明の実施の形態 4において、電圧補償動作を行う場合の波形説明図である。

[図 14]本発明の実施の形態 4において、各インバータの動作と出力波形の関係を示す波形図である。

[図 15]本発明の実施の形態 5に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である [図 16]本発明の実施の形態 6に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である [図 17]本発明の実施の形態 7に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である [図 18]本発明の実施の形態 8に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である符号の説明

1 交流電源 2 負荷

3 直送スィッチ 4 第一の単相インバータ

5 第二の単相インバータ 6、 6a DC— DCコンバータ

7、 7a DC— DCコンノータ 8 バッテリー

Claims

請求の範囲

[1] 電源と負荷とを結ぶ系統に直列に接続され、電源から負荷に対する電力の供給および遮断を行う直送スィッチと、前記系統に並列に接続された第一の単相インバータと、前記系統に直列に接続された第二の単相インバータと、前記第一及び第二の単相インバータの直流側に接続された直流出力手段を備えたことを特徴とする電源装置

[2] 前記第二の単相インバータは前記第一の単相インバータと負荷との間に接続されたことを特徴とする請求項 1記載の電源装置。

[3] 前記直流出力手段は、 DC— DCコンバータとエネルギー蓄積手段により構成されたことを特徴とする請求項 1に記載の電源装置。

[4] 前記第一及び第二の単相インバータはそれぞれ異なる出力電圧が互いに重畳して前記負荷に供給されるように接続したことを特徴とする請求項 1に記載の電源装置。

[5] 前記第一及び第二の単相インバータは、系統電圧が低下し、直送スィッチが切り離された以降において、両者の出力電圧の組み合わせによって複数の出力レベルを持つ電圧波形からなる擬似正弦波を形成し、負荷に出力することを特徴とする請求項 1に記載の電源装置。

[6] 前記第二の単相インバータは、正常運転時の系統電圧変動に対し、その出力電圧のパルス幅ある、は電圧値を制御することにより、上記変動分を補償する電圧を系統に重畳するようにしたことを特徴とする請求項 1に記載の電源装置。

[7] 前記第一及び第二の単相インバータの少なくとも一方は、 DC— DCコンバータを通してエネルギー蓄積手段に接続され、上記 DC - DCコンバータを介して前記第一及び第二の単相インバータ間においてエネルギーの授受を行うようにしたことを特徴とする請求項 3に記載の電源装置。

[8] 前記第一の単相インバータは互いに直列接続された複数のインバータ群力構成されたことを特徴とする請求項 1に記載の電源装置。

[9] 前記第一の単相インバータを構成する複数の単相インバータが保有する直流電源の電圧の関係は、少なくとも 2つは 1： 2もしくは 1： 3であることを特徴とする請求項 8に

[10] 前記第一の単相インバータは、正常時の無効電力を補償するような電流を系統に流出入するように制御されることを特徴とする請求項 8あるいは請求項 9に記載の電源

[11] 前記第二の単相インバータは、その直流電圧が第一の単相インバータ群のうち最も小さな電圧を出力する単相インバータの直流電圧の 0. 5ある、はそれ以上として P WM制御することを特徴とする請求項 8に記載の電源装置。

[12] 前記第二の単相インバータは、その直流電圧が系統電圧の低下 ·増加量に応じて、上記 DC— DCコンバータによって変化されることを特徴とする請求項 7に記載の電源

[13] 前記第二の単相インバータは前記第一の単相インバータと電源との間に接続されたことを特徴とする請求項 1記載の電源装置。

[14] 前記第一の単相インバータは、系統電圧が低下し、直送スィッチが切り離された以降において、複数の出力レベルを持つ電圧波形からなる擬似正弦波を形成し、負荷に出力することを特徴とする請求項 13に記載の電源装置。

[15] 前記直送スィッチは機械式リレーあるいは半導体スィッチで構成されたことを特徴とする請求項 1に記載の電源装置。