CN100414811C

CN100414811C - 电源装置

Info

Publication number: CN100414811C
Application number: CNB2004800038516A
Authority: CN
Inventors: 山田正树; 岩田明彦; 畠山善博
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2003-10-27
Filing date: 2004-10-26
Publication date: 2008-08-27
Anticipated expiration: 2024-10-26
Also published as: CN1748349A; US20070164613A1; JPWO2005041384A1; JP4445470B2; WO2005041384A1; US7964990B2; US20110215648A1; JP2009201350A; US8502415B2

Abstract

在备有连接在电源和负载之间对系统供给/截断电力的直送开关的电源装置中，通过将与系统并联连接的第1单相逆变器、与系统串联连接的第2单相逆变器、和与上述第1和第2单相逆变器的直流侧连接的直流输出部件组合起来，补偿正常时的系统电压的变动，并且即便在系统降低到预定电压以下切离直送开关后，也能够将预定电压供给负载。

Description

电源装置

技术领域

本发明涉及电源装置，特别涉及与系统串联地连接直送开关的电源装置。

背景技术

以往，作为补偿系统电压的截断、变动等的电源装置，已经提出了种种电路构成，例如，日本特开平1-222635号专利公报(请参照专利文献1)和日本特开平8-223822号专利公报(请参照专利文献2)所示的电路构成。

专利文献1(日本特开平1-222635号专利公报)所示的以往的无瞬间切断电源装置采用备有在暂时将交流输入电压变换成直流后，再逆变换成交流输出的定电压定频率电源装置(CVCF)、和由对该CVCF进行旁路处理的由半导体开关构成的旁路电路，当正常时和电压降低时通过转换器暂时使交流直流化，再用逆变器使该直流交流化的构成。因此，存在着即便正常时电流也总是通过半导体，总是发生损耗，并且使整个装置的综合效率降低，为了冷却而使装置大型化那样的问题。另外，存在着因为逆变器的输出需要是PWM控制的矩形波，所以为了使它平滑需要大型的滤波器那样的问题。

又，在专利文献2(日本特开平8-223822号专利公报)所示的已有的无瞬间切断电源装置中，采用正常时用直送开关使商用线与负载直接连接，但是当商用线降低到一定电压以下时，切离直送开关，使逆变器与升压变压器连通将电池的电力供给负载的构成。在这种构成的情形中，因为升压变压器需要备有对逆变器产生的矩形电压进行平滑的功能，另外需要传送商用频率的电压，所以要求大的电压时间积(磁通量)，因此存在着成为大型高价的系统那样的问题。

发明内容

本发明就是为了解决上述那样的课题而完成的，本发明提供通过组合2种单相逆变器的输出，补偿正常时的系统电压的变动，并且即便在系统降低到预定电压以下切离直送开关后，也能够将预定电压供给负载的电源装置。

与本发明有关的电源装置备有与连接电源和负载的系统串联连接，供给或截断从电源向负载提供的电力的直送开关；与上述系统并联连接的第1单相逆变器；与上述系统串联连接的第2单相逆变器；和与上述第1和第2单相逆变器的直流侧连接的直流输出单元，上述第2单相逆变器连接于上述第1单相逆变器和负载之间。

如果根据本发明的电源装置，则通过组合单相逆变器，进行增电压/减电压补偿，并且可以进行停电时的电压补偿，即便在任何的电压状态中也具有能够向负载供给稳定的电压的效果。

附图说明

图1是表示涉及本发明的实施方式1的无瞬间切断电源装置的概略构成图。

图2是关于图1所示的无瞬间切断电源装置的电压补偿工作的说明图。

图3是关于图1所示的无瞬间切断电源装置的电压增减工作的说明图。

图4是表示图1所示的无瞬间切断电源装置的增电压波形的图案的图。

图5是表示图1所示的无瞬间切断电源装置的减电压波形的图案的图。

图6是表示涉及本发明的实施方式2的无瞬间切断电源装置的变形例的电路图。

图7是表示涉及本发明的实施方式3的无瞬间切断电源装置的变形例的电路图。

图8是表示涉及本发明的实施方式4的无瞬间切断电源装置的变形例的电路图。

图9是在本发明的实施方式4中，记载构成单相逆变器组的各逆变器的输出电压的关系及其合计的输出电平的一个例子的图表。

图10是表示在本发明的实施方式4中，电压图案和正弦波输出时的波形图像的关系的一个例子的图。

图11是表示在本发明的实施方式4中，在各输出电平之间实施PWM控制时的例子的图。

图12是表示在本发明的实施方式4中，将单相逆变器组作为无功电力补偿装置进行工作时的波形图。

图13是表示在本发明的实施方式4中，进行电压补偿工作时的波形说明图。

图14是表示在本发明的实施方式4中，各逆变器的工作和输出波形的关系的波形图。

图15是表示涉及本发明的实施方式5的无瞬间切断电源装置的变形例的电路图。

图16是表示涉及本发明的实施方式6的无瞬间切断电源装置的变形例的电路图。

图17是表示涉及本发明的实施方式7的无瞬间切断电源装置的变形例的电路图。

图18是表示涉及本发明的实施方式8的无瞬间切断电源装置的变形例的电路图。

标号说明

1 交流电源

2 负载

3 直送开关

4 第1单相逆变器

5 第2单相逆变器

6，6a DC-DC转换器

7，7a DC-DC转换器

8 电池

具体实施方式

实施方式1

图1是表示涉及本发明的实施方式1的无瞬间切断电源装置的概略构成图。在图1中，电源1通常是具有系统电压V₀的商用交流电源，经过由继电器等的机械式开关构成的直送开关3直接向负载2供给供给电力。在上述负载2上，各交流侧端子连接着与上述负载并联关系插入的第1单相逆变器4和与上述负载串联关系插入的第2单相逆变器5。该第1单相逆变器4的直流侧端子经过电容C1与DC-DC转换器6连接，另外第2单相逆变器5的直流侧端子经过电容C2与DC-DC转换器7连接。这些各DC-DC转换器6、7的另一端例如共同地与电池8等的能量积蓄部件连接。上述DC-DC转换器6、7和量积蓄部件8的组合是作为直流输出部件来理解的，如后所述存在着各种变形例。

这里，单相逆变器4、5可以具有单相桥式连接的例如由MOSFET构成的半导体元件和由与各元件逆并联连接的二极管构成的众所周知的构成，另外，DC-DC转换器6、7能够用通过由MOSFET和控制IC构成的开关电路使输入的直流电压交流化，进一步对由变压器经过电压变换的电压进行整流得到与输入不同的直流电压的众所周知的构成。另外，9表示平滑滤波器，10表示电压异常低下检测电路。此外，直送开关3也可以由继电器等的机械式开关以外的晶闸管等的半导体开关构成。

下面，我们一面参照图2一面说明图1的无瞬间切断电源装置的工作。在正常时，直送开关3关闭，从电源1直接向负载供给系统电压V₀。另外，使单相逆变器4、5作为整流器进行工作，通过DC-DC转换器6、7对电池8进行充电。此外，虽然没有图示，但是为了减少损失，也可以用别的继电器使单相逆变器5的交流侧端子短路，只用单相逆变器4对电池8进行充电。

下面，我们说明电源1停电，如图2(a)那样在时刻t0系统电压V₀异常低下时的电压补偿工作。首先，电压异常低下检测电路10进行工作，切离继电器3，但是因为继电器3继续着电流不为零发生电弧的电流，所以需要控制电流为零。因此，由第1单相逆变器4对电压V1进行PWM控制，由平滑电容9进行平滑化，输出与系统电压V₀相同的系统电压。从而在继电器两端不加上电压，此后，在电流成为零的时刻完全放开继电器。

当切离继电器时，各单相逆变器4、5进行完全的逆变器工作，从电池8通过DC-DC转换器6、7将电压V1、V2的直流电压加在逆变器4、5上。这时，设定电压V1的值比电压V2大，又设定V1+V2大致为V₀的最大绝对电压值(100V交流时为141V)。在时刻t1，单相逆变器4、5输出与输入电压V1、V2相称的输出电压VB1、VB2，使该输出电压相互重叠，如图2(a)所示地开始产生拟似正弦波电压供给负载。即，通过组合第1单相逆变器4和第2单相逆变器5的输出图案，产生V2、V1-V2、V1、V1+V2的4种电压，通过该4种组合，能够形成拟似正弦波。

在图2(a)中，我们看到从VB1、VB2各自的波形和VB1+VB2的波形通过叠加输出电压作成拟似正弦波。此外，在图2(b)中，表示了根据V1∶V2的电压关系得到的典型的输出图案，当V1∶V2＝3∶1时，各电压电平间的变化形成同样的拟似正弦波。

另一方面，当V1∶V2＞3∶1时，中间电压成为延缓的拟似正弦波。如以上那样，即便在系统降低到预定电压以下切离直送开关后，也能够进行将预定电压供给负载的所谓的电压补偿工作。

其次，一面参照图3一面说明降低或增加系统电压时的电压增减工作。在图3中，Vo是系统电压，随着时间而降低，另外，Vd是加在负载上电压，与VB1和VB2的波形对照地进行表示。

这里，表示了在时刻to开始检测电压的异常(低下)，例如从时刻t1对电压进行补偿的情形。从时刻t1以增加负载电压的方式使第2单相逆变器5进行工作。因此，供给负载的电压的波高值大致等于正常的系统电压时的值。图4表示具有各种不同图案的增电压波形。

图4A表示正常时的系统电压(虚线)和电压低下时的系统电压Vo。B表示在低下的系统电压的全部区域中均等地加上VB2的电压时的波形。这时，加在负载上的电压的有效值得到比正常时稍大的值。C表示从正弦波的上升沿部分的中途加上只有一定宽度的VB2的例子。这时，通过调整输出VB2的脉冲宽度，也可以使给负载的有效电压与正常时的值一致，对于有效值成为重要的负载来说是非常合适的。此外，在B、C的例子中表示了波形的最大值与正常时的值一致的例子。D表示波形的最大值比正常时的值大时的例子。这时，为了调整给负载的有效电压可以设定脉冲宽度比A和B窄。进一步，E、F、G表示为了给负载的波形的最大值成为一定，控制VB2的电压时的例子(宽度一定)。因此，对于波形最大值持有重要意义的负载，可以确实地补偿波形。

另一方面，在图5中，表示了在系统电压Vo增大到预定值以上时的各种图案中的减电压波形。图5A表示正常时的系统电压(虚线)和电压增加时的系统电压Vo。B表示在降低了的系统电压的全部区域中均等地减去VB2的电压时的波形。这时，加在负载上的电压的有效值得到比正常时稍小的值。C表示从正弦波的上升沿部分的中途减去只有一定宽度的VB2的例子。这时，通过调整宽度，也可以使给负载的有效电压与正常时的值一致，对于有效值成为重要的负载来说是非常合适的。此外，在B、C的例子中表示波形的最大值与正常的值一致的例子。D表示波形的最大值比正常时的值大时的例子。这时，为了调整给负载的有效电压可以设定脉冲宽度比A和B窄。E、F表示为了给负载的波形的最大值成为一定，控制VB2的电压时的例子。因此，对于波形最大值持有重要意义的负载，可以确实地补偿波形。

实施方式2

图6是表示本发明的实施方式2的图1的变形例，除了使第2单相逆变器5直接与电池8连接以外与图1完全相同。电压补偿工作即电压增减工作与实施方式1相同。如果根据这种构成，则因为第2单相逆变器5的输入电压V2成为一定，所以不能够细致地设定上述V1∶V2的比，但是通过省略DC-DC转换器7，具有构成简单、廉价的特征。

实施方式3

图7表示涉及本发明的实施方式3的无瞬间切断电源装置的变形例。

在图1、图6中，第2单相逆变器5的连接位置是在第1单相逆变器4和负载2之间，但是图7的第2单相逆变器5的位置是在系统电源1和第1单相逆变器4之间。在这种构成中，下面的工作与上述的实施方式不同。即，首先，在系统电压降低继电器进入断开工作时控制继电器电流为零的模式中，在上述的实施方式中，只用第1单相逆变器4进行PWM控制等，但是在本实施方式中，因为将第1单相逆变器4和第2单相逆变器5的输出电压之和施加在继电器上，通过个别地控制各输出电压，能够细致地控制继电器电流，所以能够确实并且高速地放开继电器。

其次，当继电器3开放，供给负载的补偿电压时，只有第1单相逆变器4进行工作。这时如果对第1单相逆变器4进行PWM控制，则通过平滑滤波器9的作用能够输出正弦波。另外，如果不进行PWM控制，则可以输出矩形波。因此，如实施方式1、2那样，因为不经过第2单相逆变器5，所以可以得到效率良好的装置。

此外，在上述实施方式1～3的无瞬间切断电源装置中，当增减电压工作时、电压补偿工作时，存在着各单相逆变器4、5的直流电压V1、V2的电压偏离预定关系的可能性。这是因为各逆变器4、5的总输出电流不一致的缘故。为了校正它，使DC-DC转换器6、7如下地进行工作。

当增电压工作时，必须使V2的电压更低。因此，在图1的例子中，暂时将能量从DC-DC转换器6送到电池8中，经过DC-DC转换器7向V2补给能量。这时，V1的电压急剧下降，但是当系统电压的瞬时值比V1高时，通过使单相逆变器4接通，能够将能量从系统供给V1。相反地，当减电压工作时，进一步增加V2的电压，从DC-DC转换器7暂时经过电池8，经过DC-DC转换器6将能量供给V1。送到V1的能量通过单相逆变器4，通过在V1比系统电压的瞬时值高的时间带中使单相逆变器4接通将能量返送到系统中。

在增电压/减电压工作中，在图6所示的实施方式2的情形中也进行同样的工作，但是因为将电池8作为缓冲器负责能量从V2的流出或向V2的流入，所以用电池电压支配电压本身。由DC-DC转换器6将能量从V1流出或流入到V1，从系统流出或流入到系统，以使电池8的能量变化整体成为零。图7也进行与图6情形同样的工作。这样，通过用DC-DC转换器在电池8中不积蓄电流或者进行不消耗电池电流的工作，具有能够防止使电池有效电流降低，劣化的效果。

此外，由该DC-DC转换器实施的能量流出流入作用，即便在上述电压补偿工作中也能够起作用。例如，通过以在实施方式1(图1)中用DC-DC转换器6、7，又，在实施方式2(图6)中用DC-DC转换器6使上述V1、V2稳定化的方式进行工作，能够维持预定的补偿电压波形。

实施方式4

我们用图8说明本发明的实施方式4。在该实施方式4中，实施方式1中的单相逆变器4部分由单相逆变器4a、4b、4c构成。在图8中，从电池8通过双向性DC-DC转换器6a使4c的直流电源VB4稳定化。另外，通过双向性DC-DC转换器7a使上述VB4和单相逆变器5、4a、4b的直流电源VB1、VB2、VB3稳定化。因此，由DC-DC转换器7a对单相逆变器4a、4b、4c的输出电压进行控制使其成为特定的关系。

图9记载着单相逆变器4a、4b、4c的输出电压的关系和它们合计的输出电平的一个例子。表示了单相逆变器4a∶4b∶4c的输出电压从1∶2∶4的关系(A)到1∶3∶9的关系(J)的10个种类。在1∶3∶9关系的情形中，能够给出最多的输出电平，图10表示该时的电压图案和正弦波输出时的波形图像。因此，因为可以实现最大13个阶段的电平变更，所以能够进行比较细致的波形控制，能够生成拟似正弦波。图11是进一步在各输出电平之间实施PWM控制时的例子，PWM控制将各输出电平的变化作为最小单位，能够根据使电平上升下降的频度控制平均的波形。通过实施这种控制，能够使直到VB2～VB4的整个电压波形非常细致，与已有的情形比较平滑滤波器9只要非常小的容量就可以了。

下面，我们说明系统正常时的工作。当系统正常时，单相逆变器4a、4b、4c作为无功电力补偿装置进行工作。图12表示该工作。图12(a)表示负载是延迟负载，即对于系统电压V₀，负载电流Id的相位延迟地工作的情形。这里，单相逆变器4a、4b、4c为了使系统电流I₀与系统电压V₀成为相同相位进行把电流Ix流入到系统的工作。即，控制各输出电平，或者实施PWM控制，通过平滑滤波器的效果将Ix平滑以使Ix从单相逆变器4a、4b、4c流入到系统。通过这样做，因为系统电流和系统电压相位一致，所以当从系统看时，可以看成为连接着功率因素1的负载，能够补偿无功电力，另外，能够防止由高频成分引起的向系统的逆流。进一步，因为能够降低流到系统的电流的有效值，所以能够降低电缆等的损失。

图12(b)是连接整流器负载时的工作例。与(a)的情形相同，单相逆变器4a、4b、4c，将电流Ix流入到系统中以使功率因素1的电流I₀在系统中流动。因为用单相逆变器4a、4b、4c可以控制细致的波形，所以即便在整流器负载等的电流变化激烈的情形中，也能够进行控制以使功率因素1的电流I₀确实地在系统中流动。这是因为通过平滑滤波器9只要小的容量就可以了，能够提高控制系统的增益。在这种工作中，大部分都是对单相逆变器4a、4b、4c流入流出的电流量不同的情形，容易使VB2～VB4的电压关系受到破坏。为了校正这一点，如前面说明了的那样，使DC-DC转换器7a工作，DC-DC转换器7a进行交换能量以使VB2～VB4的电压分别保持预定值。

其次，单相逆变器5部分与实施方式1中的单相逆变器5相同，从而，增电压/减电压功能中的单相逆变器5的工作与实施方式1相同。此外，通过由DC-DC转换器7a使能量流入到VB4或从VB4流出，使增电压/减电压时VB1的电压变化稳定化。通过由单相逆变器4a、4b、4c进行的电流控制使送给VB4的能量流入到系统或从系统流出。此外，也可以同时进行前面所示的无功电力补偿控制和增电压/减电压控制。当同时进行增电压功能和无功电力补偿控制时，可以使比补偿无功电力分量的Ix低的电流流入到系统。另外，当同时进行减电压功能和无功电力补偿控制时，可以使比补偿无功电力分量的Ix高的电流流入到系统。

下面，我们参照图13说明实施方式4中的电压补偿时的工作。在图13中，图案(a)表示不并用PWM控制时的波形图，图案(b)表示并用PWM控制时的波形图。现在，在时刻t0检测出系统电压低下，使继电器断开的同时，在单相逆变器4a、4b、4c中产生与系统电压相同的电压以控制继电器电流为零。因此，继电器的电流逐渐趋向于零，不久继电器完全放开。这时的状态由图案(a)的Ta表现出来。在该工作中，通过并用PWM控制，能够更细致地控制继电单相逆变器4a、4b、4c的输出电压，成为图案(b)的Tc那样，能够高速地使继电器的电流为零。在继电器完全放开以后，从时刻t1向负载供给补偿的输出。向负载供给的输出可以使用单相逆变器4a、4b、4c来供给。这时的波形由Tb、Td表示。

作为上述单相逆变器5、4a、4b、4c的控制方法可以考虑几种方式。例如，如果控制DC-DC转换器7a使单相逆变器5∶4a∶4b∶4c的关系为1∶3∶9∶27，则因为能够用最大40个电平的输出形成正弦波，所以能够得到几乎连续的波形输出。另外，如图14所示，如果令5∶4a∶4b∶4c＝0.5∶1∶3∶9，对单相逆变器5进行PWM控制，则也并用由滤波器9产生的平滑作用，能够输出更细致的电压波形。此外，即便这时的单相逆变器5的比率在0.5以上，如果用PWM调整波形则也能够得到同样的效果。该波形例如图13所示。可以考虑各种不同的5∶4a∶4b∶4c电压关系的选择方法，如果是图9中的某个图案则起到同样的效果。即便在补偿工作中，因为容易产生在单相逆变器的直流电源的电压中流入流出的电流的不平衡，所以为了校正它也使DC-DC转换器7a进行工作，这是不言而喻的。

实施方式5

图15是表示本发明的实施方式5的电路图，是上述实施方式4(图8)的变形例。除了没有DC-DC转换器6a，使单相逆变器4a直接与电池8连接以外，与图8完全相同，从而电压增减工作、电压补偿工作与实施方式4相同。如果根据这种构成，则单相逆变器4a是持有9种电压比的最大电压的单相逆变器，能量的流入流出也最大。因此，特别是因为在补偿时不通过DC-DC转换器6a可从电池8直接取出能量，所以效率非常高，结果，具有装置成为小型轻量的效果。

实施方式6

图16是表示本发明的实施方式6的电路图，是上述实施方式4(图8)的变形例。除了从电池直接连接DC-DC转换器7a以外，与图8完全相同。因为电池8的电压通常是一定的，所以单相逆变器5、4a、4b的电压控制变得容易了，可以设计没有浪费的DC-DC转换器7a，具有装置成为小型轻量的特征。

实施方式7

图17是表示本发明的实施方式7的电路图，电池8d、8a、8b、8c分别与各个单相逆变器5、4a、4b、4c的直流电源连接，另外，将DC-DC转换器11共同地插入单相逆变器5、4a、4b、4c，保持各个直流电压的稳定。但是，当对各电池的电流流入中产生不平衡时，产生电池电压的过分上升和过分下降，结果也使单相逆变器5、4a、4b、4c的电压关系受到破坏。因此，在各电池之间进行能量交换以使通过DC-DC转换器11来校正对电池的输入电流的不平衡。因此，可取得对电池的电流流出流入的平衡，能够进行稳定的工作。

实施方式8

图18是表示本发明的实施方式8的电路图，是将单相逆变器5的位置插入到系统和单相逆变器4a、4b、4c的逆变器组之间时的例子。在该构成中，为了使继电器电流为零，因为可以在控制中使用单相逆变器5、4a、4b、4c这样4个单相逆变器，故可进行更细致的电流控制。另外，在放开继电器后的补偿工作时刻，因为只用单相逆变器4a、4b、4c向负载供给电压，这时的电流不经过单相逆变器5，所以具有发生的损失少，装置效率增加，能够实现小型轻量的效果。

此外，在上述各实施方式中，将无瞬间切断电源装置作为例子进行了说明，当然也能够适用于补偿系统电压的截断、变动等的其它电源装置，另外作为能量积蓄部件说明了用电池8的例子，但是不限于此，代替地可以用电重叠电容等的电容、太阳能发电、燃料电池等产生直流的发电装置，进一步在风力等的交流发电后变换成直流的装置等。

Claims

1. 一种电源装置，其特征在于包括：

与连接电源和负载的系统串联连接，供给或截断从电源向负载提供的电力的直送开关；

与上述系统并联连接的第1单相逆变器；

与上述系统串联连接的第2单相逆变器；和

与上述第1和第2单相逆变器的直流侧连接的直流输出单元，

上述第2单相逆变器连接于上述第1单相逆变器和负载之间。

2. 根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于：

上述直流输出单元由DC-DC转换器和能量积蓄单元构成。

3. 根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于：

连接上述第1和第2单相逆变器，使其互不相同的输出电压叠加并供给上述负载。

4. 根据权利要求1-3任何一项所述的电源装置，其特征在于：

上述第1和第2单相逆变器，在系统电压降低并切离直送开关以后，通过组合它们的输出电压形成由持有多个输出电平的电压波形构成的拟似正弦波，以输出到负载。

5. 根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于：

上述第1和第2单相逆变器的任何一个，通过DC-DC转换器与上述能量积蓄单元连接，通过上述DC-DC转换器在上述第1和第2单相逆变器之间进行能量的授受。

6. 根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于：

上述第1单相逆变器由相互串联连接的多个逆变器组构成。

7. 根据权利要求6所述的电源装置，其特征在于：

上述第1单相逆变器由串联连接的至少2个逆变器构成，构成第1单相逆变器的各串联逆变器的输出电压关系为1∶2或1∶3。

8. 根据权利要求6或7所述的电源装置，其特征在于：

控制上述第1单相逆变器，以使补偿正常时的无功电力的电流在系统中流出流入。

9. 根据权利要求6所述的电源装置，其特征在于：

上述第2单相逆变器进行PWM控制，使得它的直流电压为构成上述第1单相逆变器的多个逆变器组中输出最小电压的逆变器的直流电压的0.5倍或以上。

10. 根据权利要求5所述的电源装置，其特征在于：

依照系统电压的降低或增加量，通过上述DC-DC转换器改变上述第2单相逆变器的直流电压。

11. 根据权利要求6所述的电源装置，其特征在于：

上述第1单相逆变器，在系统电压降低并切离直送开关以后，形成由持有多个输出电平的波形构成的拟似正弦电压波，输出到负载。