JPWO2005041384A1

JPWO2005041384A1 - 電源装置

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Publication number: JPWO2005041384A1
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Inventors: 山田　正樹; 正樹山田; 岩田　明彦; 明彦岩田; 畠山　善博; 善博畠山
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Abstract

電源と負荷との間に接続され系統に対する電力の供給・遮断を行う直送スイッチを備えた電源装置において、系統に並列に接続された第一の単相インバータと、系統に直列に接続された第二の単相インバータと、前記第一及び第二の単相インバータの直流側に接続された直流出力手段を組み合わせることにより、正常時における系統電圧の変動を補償すると共に、系統が所定電圧以下に低下して直送スイッチが切り離された後でも、負荷に所定電圧を供給するようにしたものである。

Description

この発明は、電源装置に関し、特に系統に直列に直送スイッチを接続した電源装置に関するものである。

従来、系統電圧の遮断、変動等を補償する電源装置として種々の回路構成のものが提案されており、例えば特開平１−２２２６３５号公報（特許文献１参照）や特開平８−２２３８２２号公報（特許文献２参照）に示されるものがある。

特許文献１に示される従来の無瞬断電源装置は、交流入力電圧を一旦直流に変換した後、再び交流に逆変換して出力する定電圧定周波数電源装置（ＣＶＣＦ）と、このＣＶＣＦをバイパスする半導体スイッチからなるバイパス回路とを備えており、正常時も電圧低下時もコンバータを通して一旦交流を直流化し、その直流をインバータで交流化する構成を採っている。このため、正常時においても常に電流が半導体を通過することとなり、ロスが常に発生すると共に、装置全体の総合効率を低下させ、冷却のために装置が大型化する問題がある。また、インバータの出力はＰＷＭ制御された矩形波が必要となるため、その平滑のために大型のフィルタが必要となるという問題があった。

また、特許文献２に示される従来の無瞬断電源装置では、正常時には直送スイッチで商用ラインを負荷に直結しているが、商用ラインが一定電圧以下に低下した場合には、直送スイッチを切り離し、インバータと昇圧トランスを通してバッテリーの電力を負荷に供給する構成を採っている。このような構成の場合、昇圧トランスは、インバータにて発生する矩形電圧の平滑機能を備える必要があり、また商用周波数の電圧を伝達する必要があるため、電圧時間積（磁束量）の大きなものが要求されることとなり、そのため大型で高価なシステムとなる問題があった。

特開平１−２２２６３５号公報特開平８−２２３８２２号公報

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、２種類の単相インバータの出力を組み合わせることにより、正常時における系統電圧の変動を補償すると共に、系統が所定電圧以下に低下して直送スイッチが切り離された後でも、負荷に所定電圧を供給するようにした電源装置を提供するものである。

この発明に係る電源装置は、電源と負荷との間に接続され系統に対する電力の供給・遮断を行う直送スイッチと、前記負荷に並列に接続された第一の単相インバータと、前記負荷に直列に挿入された第二の単相インバータと、前記第一及び第二の単相インバータの直流側に接続された直流出力手段を備えたものである。

この発明の電源装置によれば、単相インバータの組み合わせにより、増電圧・減電圧補償を行うと共に、停電時の電圧補償が可能となり、いかなる電圧の状態においても負荷に安定した電圧を供給できる効果を有する。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る無瞬断電源装置の概略構成図を示している。図１において、電源１は通常、系統電圧Ｖ_０を有する商用交流電源であり、リレー等の機械式スイッチからなる直送スイッチ３を介して負荷２へ直接電力を供給している。上記負荷２には、それぞれの交流側端子が上記負荷と並列関係に挿入された第一の単相インバータ４と、上記負荷と直列関係に挿入された第二の単相インバータ５とが接続されている。この第一の単相インバータ４の直流側端子はコンデンサＣ１を介してＤＣ−ＤＣコンバータ６が、また第二の単相インバータ５の直流側端子はコンデンサＣ２を介してＤＣ−ＤＣコンバータ７がそれぞれ接続され、これら各ＤＣ−ＤＣコンバータ６、７の他方端は例えばバッテリー８等のエネルギー蓄積手段に共通に接続されている。上記ＤＣ−ＤＣコンバータ６、７とエネルギー蓄積手段８との組み合せは直流出力手段として把握されるものであり、後述するように各種変形例が存在する。

ここで単相インバータ４、５は単相ブリッジ接続された例えばＭＯＳＦＥＴからなる半導体素子と、各素子に逆並列接続されたダイオードとからなる周知の構成であってよく、またＤＣ−ＤＣコンバータ６、７は、入力された直流電圧をＭＯＳＦＥＴや制御ＩＣからなるスイッチング回路により交流化し、更にトランスにより電圧変換したものを整流して入力とは異なる直流電圧を得るようにした周知の構成を用いることができる。また、９は平滑フィルタ、１０は電圧異常低下検出回路を示している。なお、直送スイッチ３はリレー等の機械式スイッチ以外にサイリスタ等の半導体スイッチで構成してもよい。

以下、図１の無瞬断電源装置の動作について図２を参照しながら説明する。正常時においては、直送スイッチ３が閉じており、電源１から系統電圧Ｖ_０が直接負荷へ供給されている。また、単相インバータ４、５を整流器として働かせ、ＤＣ−ＤＣコンバータ６、７を通してバッテリー８を充電している。なお、図示していないが、損失を少なくするために、単相インバータ５の交流側端子を別のリレーで短絡しておき、単相インバータ４だけでバッテリー８を充電してもよい。

次に、電源１が停電したり、図２（ａ）のように時刻ｔ０において系統電圧Ｖ_０が異常に低下した場合の電圧補償動作について説明する。先ず、電圧異常低下検出回路１０が働いてリレー３を切り離すようにするが、リレー３は電流が零にならないとアークが発生して電流が継続してしまうため、電流を零に制御する必要がある。そこで、第一の単相インバータ４によって電圧Ｖ１をＰＷＭ制御し、平滑フィルタ９によって平滑化して、系統Ｖｏと同じ電圧を出力するようにする。これによりリレーの両端には電圧が印加されなくなり、その後、電流が零となった時点でリレーが完全に開放される。

リレーが切り離されると、各単相インバータ４、５は完全なインバータ動作をするようになり、インバータ４、５にはバッテリー８からＤＣ−ＤＣコンバータ６、７を通して電圧Ｖ１、Ｖ２の直流電圧が印加されている。この場合、電圧Ｖ１は電圧Ｖ２より大きな値に設定されており、またＶ１＋Ｖ２が大略Ｖｏの最大絶対電圧値（１００Ｖ交流の場合は１４１Ｖ）になるように設定されている。時刻ｔ１において、単相インバータ４、５は入力電圧Ｖ１、Ｖ２に見合った出力電圧ＶＢ１、ＶＢ２を出力し、この出力電圧は互いに重畳され、図２（ａ）に示すように擬似正弦波電圧を発生し負荷に供給し始める。すなわち、第一の単相インバータ４と第二の単相インバータ５との出力パターンの組み合わせにより、Ｖ２、Ｖ１−Ｖ２、Ｖ１、Ｖ１＋Ｖ２の４種類の電圧が発生し、この４つの組み合わせにより、擬似正弦波を形成することができる。

図２（ａ）中、ＶＢ１、ＶＢ２のそれぞれの波形と、ＶＢ１＋ＶＢ２の波形とから出力電圧の重畳によって擬似正弦波が作成されることが明らかである。なお、図２（ｂ）中には、Ｖ１：Ｖ２の電圧関係によって得られる典型的な出力パターンを示しており、Ｖ１：Ｖ２＝３：１の場合には、各電圧レベル間の変化は同じような擬似正弦波となる。
一方、Ｖ１：Ｖ２＞３：１の場合には、中間電圧が間延びした擬似正弦波となる。以上のようにして、系統が所定電圧以下に低下して直送スイッチが切り離された後でも、負荷に所定電圧を供給するいわゆる電圧補償動作を行うことができる。

次に、図３を参照しながら系統電圧が低下もしくは増加した場合の電圧増減動作について説明する。図中、Ｖｏは系統電圧で、時間と共に低下しており、また、Ｖｄは負荷に掛かる電圧で、ＶＢ１とＶＢ２の波形と対照して示してある。
ここでは、時刻ｔｏにて電圧の異常（低下）を検出し始め、例えば時刻ｔ１から電圧を補償する場合について示している。時刻ｔ１から第二の単相インバータ５を負荷電圧が増加するように動作させる。それにより、負荷に供給される電圧の波高値は正常な系統電圧時のそれとほぼ等しくなる。図４にはいろいろなパターンでの増電圧波形を示している。

図４のＡは正常時の系統電圧（破線）と電圧低下時の系統電圧Ｖｏが示されている。Ｂは低下した系統電圧の全域にＶＢ２の電圧を均等に加算した場合の波形を示している。この場合、負荷に印加される電圧の実効値は正常時よりもやや大きめの値が得られる。Ｃは、正弦波の立ち上がり部分の途中から一定幅だけＶＢ２を加算した例が示されている。この場合、ＶＢ２を出力するパルス幅を調整することにより、負荷への実効電圧は正常時の値と一致させることも可能であり、実効値が重要となる負荷にとっては非常に都合がよい。なお、Ｂ、Ｃの例では波形の最大値は正常の値と一致した例を示している。Ｄは波形の最大値が正常時の値より大きい場合の例を示している。この場合、負荷への実効電圧を調整するためにパルス幅をＡおよびＢより比較的狭く設定するとよい。更に、Ｅ、Ｆ、Ｇは、負荷への波形の最大値が一定となるよう、ＶＢ２の電圧をコントロールした場合の例（幅は一定）を示している。これにより、波形の最大値が重要な意味を持つ負荷に対して、確実に波形の補償が可能となる。

一方、図５には、系統電圧Ｖｏが所定値以上に増大した場合における種々のパターンでの減電圧波形を示している。図５のＡは正常時の系統電圧（破線）と電圧増加時の系統電圧Ｖｏが示されている。Ｂは低下した系統電圧の全域にＶＢ２の電圧を均等に減算した場合の波形を示している。この場合、負荷に印加される電圧の実効値は正常時よりもやや小さめの値が得られる。Ｃは、正弦波の立ち上がり部分の途中から一定幅だけＶＢ２を減算した例が示されている。この場合、幅を調整することにより、負荷への実効電圧は正常時の値と一致させることも可能であり、実効値が重要となる負荷にとっては非常に都合がよい。なお、Ｂ、Ｃの例では波形の最大値は正常の値と一致した例を示している。Ｄは波形の最大値が正常時の値より大きい場合の例を示している。この場合、負荷への実効電圧を調整するためにパルス幅をＡおよびＢより比較的狭く設定するとよい。Ｅ、Ｆは、負荷への波形の最大値が一定となるよう、ＶＢ２の電圧をコントロールした場合の例を示している。これにより、波形の最大値が重要な意味を持つ負荷に対して、確実に波形の補償が可能となる。

実施の形態２．
図６は本発明の実施の形態２を示す図１の変形例であり、第二の単相インバータ５を直接バッテリー８に接続した以外は図１と全く同一のものである。電圧補償動作すなわち電圧増減動作は実施の形態１と同一である。このような構成とすれば、第二の単相インバータ５の入力電圧Ｖ２が一定となるため、上述したＶ１：Ｖ２の比を細かく設定することは出来ないものの、ＤＣ−ＤＣコンバータ７を省略することにより、構成が簡単、安価になる特徴がある。

実施の形態３．
図７は本発明の実施の形態３に係る無瞬断電源装置の変形例を示す。
図１、図６においては、第二の単相インバータ５の接続位置は第一の単相インバータ４と負荷２との間であったが、図７では第二の単相インバータ５の位置は系統電源１と第一の単相インバータ４との間である。このような構成では、以下の動作が前述の実施の態様と異なってくる。すなわち、まず、系統の電圧が低下しリレーがオフ動作に入ったときにリレー電流を零に制御するモードにおいて、前述の実施の態様では、第一の単相インバータ４のみでＰＷＭ制御等を行っていたが、この実施の形態では、第一の単相インバータ４と第二の単相インバータ５の出力電圧の合計がリレーに印加されることとなり、各出力電圧を個別に制御することによって、きめ細かくリレー電流を制御することができるため、確実かつ高速にリレーを開放することが可能となる。

次に、リレー３が開放し、負荷の補償の電圧を供給するときには、第一の単相インバータ４のみが動作する。このとき単相インバータ４をＰＷＭ制御すれば、平滑フィルタ９の作用によって正弦波を出力することができる。また、ＰＷＭ制御しなければ、矩形波を出力することが可能となる。これにより、実施の態様１、２のように第二の単相インバータ５を経由しないため、効率の良い装置が得られる。
なお、上記実施の形態１〜３の無瞬断電源装置においては、増減電圧動作時、電圧補償動作時に、各単相インバータ４、５の直流電圧Ｖ１、Ｖ２の電圧が所定の関係からずれる可能性がある。それは、各インバータ４、５の出力総電流が一致しないからである。それを補正するために、ＤＣ−ＤＣコンバータ６、７を以下のように動作させる。

増電圧動作時には、必ずＶ２の電圧はより低下しようとする。そこで図１の例ではＤＣ−ＤＣコンバータ６から一旦バッテリー８にエネルギーを送り、ＤＣ−ＤＣコンバータ７を経由してＶ２にエネルギーを補給する。その場合、Ｖ１の電圧は急激に低下しようとするが、系統電圧の瞬時値がＶ１より高いときに、単相インバータ４をオンすることにより、エネルギーを系統からＶ１へと供給することができる。反対に、減電圧動作時においては、Ｖ２の電圧はより増加しようとするが、ＤＣ−ＤＣコンバータ７から一旦バッテリー８を経由し、ＤＣ−ＤＣコンバータ６を経由してＶ１にエネルギーを供給する。Ｖ１に送られたエネルギーは単相インバータ４を通して、Ｖ１が系統電圧の瞬時値より高い時間帯に単相インバータ４をオンすることにより系統にエネルギーを返送する。

増電圧・減電圧動作において、図６に示す実施の形態２の場合にも同様の動作をするが、Ｖ２へのエネルギーの流入・流出はバッテリー８がバッファとして受け持つことになるから、電圧そのものはバッテリー電圧で支配される。バッテリー８のエネルギー変化が全体で零になるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ６によってＶ１にエネルギーを流出入し、また系統に流出入する。図７も図６の場合と同様な動作をする。このように、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いてバッテリー８に電流を蓄積せずまたはバッテリー電流を消費しない動作をすることにより、バッテリー実効電流を低下し劣化を防止できる効果がある。
なお、このＤＣ−ＤＣコンバータによるエネルギー流出入作用は、上記した電圧補償動作中においても機能させることができ、例えば実施の形態１（図１）ではＤＣ−ＤＣコンバータ６、７を、また、実施の形態２（図６）では、ＤＣ−ＤＣコンバータ６を用いて上記Ｖ１、Ｖ２を安定化させるように動作させることにより、所定の補償電圧波形を維持できるものである。

実施の形態４．
本発明の形態４を図８について説明する。この形態においては、形態１における単相インバータ４部分が単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃにて構成されている。図８において、４ｃの直流電源ＶＢ４はバッテリー８から双方向性ＤＣ−ＤＣコンバータ６ａを通して安定化されている。また、前記ＶＢ４と単相インバータ５、４ａ、４ｂの直流電源ＶＢ１、ＶＢ２、ＶＢ３は双方向性ＤＣ−ＤＣコンバータ７ａによって安定化されている。それにより単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃの出力電圧は常に特定の関係となるようＤＣ−ＤＣコンバータ７ａによって制御されている。

図９は、単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃの出力電圧の関係およびその合計の出力レベルの一例を記載している。単相インバータ４ａ：４ｂ：４ｃの出力電圧が１：２：４の関係（Ａ）から１：３：９の関係（Ｊ）までの１０種類について示している。１：３：９の関係の場合には、最も多くの出力レベルを出すことができ、図１０にその場合の電圧パターンと正弦波出力時の波形イメージを示している。これにより、最大で１３段階のレベル変更が可能となるため、比較的細かい波形制御ができ擬似正弦波を生成することができる。図１１はさらに各出力レベルの間でＰＷＭ制御を施した場合の例であり、ＰＷＭ制御は各出力レベルの変化を最小単位とし、レベルを上げ下げする頻度によって平均的な波形をコントロールすることができる。このような制御を施すことにより、ＶＢ２〜ＶＢ４までの全体の電圧波形は非常にきめ細かいものとなり、平滑フィルタ９は従来の場合に比べて格段に小さな容量で済む。

次に、系統が正常時の動作について説明する。系統が正常時には、単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃは無効電力補償装置として動作する。その動作を図１２に示す。図１２（ａ）は負荷が遅れ負荷、すなわち系統電圧Ｖ_０に対して、負荷電流Ｉｄの位相が遅れて動作する場合を示している。ここで、単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃは、系統の電流Ｉ_０が系統の電圧Ｖ_０と同じ位相になるよう電流Ｉｘを系統に流し込む動作を行う。すなわち、Ｉｘが単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃから系統に流れ込むように、各出力レベルをコントロールし、またはＰＷＭ制御を施し、平滑フィルタの効果によってＩｘを滑らかにする。これにより、系統電流と系統電圧とは位相が一致するようになるので、系統から見ると力率１の負荷が接続されているように見え、無効電力を補償できることとなり、また高調波成分による系統への逆流を防止することができる。更に、系統に流れる電流の実効値を低下することができるため、ケーブル等の損失が低下するものである。

図１２（ｂ）は、整流器負荷が接続された場合の動作例である。（ａ）の場合と同様に、単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃは系統に力率１の電流Ｉ_０が流れるよう、電流Ｉｘを系統に流し込む。単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃではきめ細かい波形の制御が可能であるため、整流器負荷等の電流変化が激しい場合でも、系統に力率１の電流Ｉ_０が確実に流れるよう制御することが可能である。これは、フィルタ９が小さな容量で済むことにより制御系のゲインを上げることができることによる。このような動作においては、単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃへ流入出する電流の量は異なる場合がほとんどであり、ＶＢ２〜ＶＢ４の電圧関係は容易に崩れてしまう。これを補正するために、先に説明したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ７ａを動作させ、ＤＣ−ＤＣコンバータ７ａがＶＢ２〜ＶＢ４の電圧がそれぞれ所定の値を保つようにエネルギーをやりとりする。

次に、単相インバータ５部分は実施の形態１における単相インバータ５と同じであり、従って、増電圧・減電圧機能における単相インバータ５の動作は実施の形態１と同じである。なお、増電圧・減電圧時にＶＢ１の電圧の変化は、ＤＣ−ＤＣコンバータ７ａによって、ＶＢ４にエネルギーを流入出させることによって安定化させる。ＶＢ４に送られたエネルギーは、単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃによる電流制御により系統に流出入する。なお、先に示した無効電力補償制御と、増電圧・減電圧制御を同時に行うことも可能である。増電圧機能と無効電力補償制御を同時に行うときは、無効電力分を補償するＩｘより低めの電流を系統に流入させればよい。また減電圧機能と無効電力制御を同時に行うときは、無効電力分を補償するＩｘより高めの電流を系統に流入させればよい。

次に、実施の形態４における電圧補償時の動作について図１３を参照して説明する。図中、パターン（ａ）はＰＷＭ制御を併用しない場合を、パターン（ｂ）はＰＷＭ制御を併用する場合の波形図を示している。今、時刻ｔｏにて系統電圧の低下を検出し、リレーをオフにすると同時に、リレーの電流を零に制御するように、系統電圧と同じ電圧を単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃに発生させる。それにより、リレーの電流が次第に零に向かい、やがてリレーが完全に開放する。このときの状態をパターン（ａ）のＴａにより現わしている。この動作において、単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃの出力電圧を、ＰＷＭ制御を併用することにより、よりきめ細かく制御するとパターン（ｂ）のＴｃのようになり、リレーの電流を高速に零とすることができる。リレーが完全に開放した以降、時刻ｔ１から負荷に補償の出力を供給する。負荷に供給する出力は、単相インバータ５、４ａ、４ｂ、４ｃを使って供給することが可能である。この場合の波形をＴｂ、Ｔｄで示している。

上記単相インバータ５、４ａ、４ｂ、４ｃの制御方法としてはいくつかのパターンが考えられる。例えば、単相インバータ５：４ａ：４ｂ：４ｃの関係を１：３：９：２７となるようＤＣ−ＤＣコンバータ７ａにて制御すれば、最大４０レベルの出力にて正弦波を形成できるため、ほとんど連続した波形出力を得ることができる。また、図１４に示すように、５：４ａ：４ｂ：４ｃ＝０．５：１：３：９とし、単相インバータ５をＰＷＭ制御すれば、フィルタ９による平滑作用も併せて、よりきめ細かい電圧波形を出力することができる。なお、このとき単相インバータ５の比率は０．５以上であっても、ＰＷＭにより波形を調整すれば同様な効果が得られる。その波形例は図１３に示されている。５：４ａ：４ｂ：４ｃの電圧関係の選び方はいろいろ考えられ、図９の中のいずれかのパターンであれば同様の効果を奏する。補償動作中においても、単相インバータの直流電源の電圧に流出入する電流のアンバランスは容易に生じるから、これを補正するためにＤＣ−ＤＣコンバータ７ａが動作することは言うまでもない。

実施の形態５．
図１５は本発明の実施の形態５を示す回路図であり、上記実施の形態４（図８）の変形例である。ＤＣ−ＤＣコンバータ６ａがなく、第一の単相インバータ４ａを直接バッテリー８に接続した以外は図８と全く同一のものであり、従って電圧増減動作、電圧補償動作は実施の形態４と同一である。このような構成とすれば、単相インバータ４ａは９種類の電圧比を持つ最も大きな電圧の単相インバータであり、エネルギーの流出入も最も大きい。そのため、特に補償時においてＤＣ−ＤＣコンバータ６ａを通らずにバッテリー８から直接エネルギーを取り出せるので非常に効率が良くなり、その結果、装置が小形軽量となる効果を有する。

実施の形態６．
図１６は本発明の実施の形態６を示す回路図であり、上記実施の形態４（図８）の変形例である。ＤＣ−ＤＣコンバータ７ａがバッテリーから直接接続されている以外は図８と全く同じである。バッテリー８の電圧は通常一定であるから、単相インバータ５、４ａ、４ｂの電圧のコントロールが容易となり、無駄の無いＤＣ−ＤＣコンバータ７ａの設計が可能なり、装置が小形軽量となる特徴がある。

実施の形態７．
図１７は本発明の実施の形態７を示す回路図であり、それぞれの単相インバータ５、４ａ、４ｂ、４ｃの直流電源にはバッテリー８ｄ、８ａ、８ｂ、８ｃがそれぞれ接続されており、また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は単相インバータ５、４ａ、４ｂ、４ｃに共通に挿入され、それぞれの直流電圧の安定化が保たれている。しかし、各バッテリーへの電流の流入にアンバランスが生じると、バッテリーの電圧の上がり過ぎや下がり過ぎが生じてしまい、結果的に単相インバータ５、４ａ、４ｂ、４ｃの電圧の関係も崩れてしまう。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１により、バッテリーへの入力電流のアンバラスンを補正するよう、各バッテリー間でエネルギーのやりとりを行う。これにより、バッテリーへの電流の流出入のバランスがとれ、安定した動作を行うことができる。

実施の形態８．
図１８は本発明の実施の形態８を示す回路図であり、単相インバータ５の位置が系統と単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃのインバータ群の間に挿入された場合の例である。この構成においては、リレー電流を零にするために制御において単相インバータ５、４ａ、４ｂ、４ｃの４つを使えるのでよりきめ細かい電流制御が可能となる。また、リレー開放後の補償動作時点では負荷への電圧の供給は単相インバータ４ａ、４ｂ、４ｃのみで行うこととなり、そのときの電流が単相インバータ５を経由しないので、損失の発生が少なく、装置効率が増加し、小形軽量化が図れる効果を有する。
なお、上述の各実施形態においては、無瞬断電源装置を例にとって説明したが、系統電圧の遮断、変動等を補償するその他の電源装置にも適用できるのは言うまでもなく、またエネルギー蓄積手段としてバッテリー８を用いた例を説明したが、これに限らず、電気重層コンデンサなどのコンデンサや、太陽光発電、燃料電池などの直流を発電する装置、更には風力などの交流を発電した後に直流に変換する装置などが代替的に用いられるものである。

［図１］本発明の実施の形態１に係る無瞬断電源装置の概略構成図である。
［図２］図１に示す無瞬断電源装置の電圧補償動作についての説明図である。
［図３］図１に示す無瞬断電源装置の電圧増減動作についての説明図である。
［図４］図１に示す無瞬断電源装置の増電圧波形のパターンを示す図である。
［図５］図１に示す無瞬断電源装置の減電圧波形のパターンを示す図である。
［図６］本発明の実施の形態２に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である。
［図７］本発明の実施の形態３に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である。
［図８］本発明の実施の形態４に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である。
［図９］本発明の実施の形態４において、単相インバータ群を構成する各インバータの出力電圧の関係およびその合計の出力レベルの一例を記載した図表である。
［図１０］本発明の実施の形態４において、電圧パターンと正弦波出力時の波形イメージの関係の一例を示す図である。
［図１１］本発明の実施の形態４において、各出力レベルの間でＰＷＭ制御を施した場合の例を示す図である。
［図１２］発明の実施の形態４において、単相インバータ群を無効電力補償装置として動作させた場合の波形図である。
［図１３］本発明の実施の形態４において、電圧補償動作を行う場合の波形説明図である。
［図１４］本発明の実施の形態４において、各インバータの動作と出力波形の関係を示す波形図である。
［図１５］本発明の実施の形態５に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である。
［図１６］本発明の実施の形態６に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である。
［図１７］本発明の実施の形態７に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である。
［図１８］本発明の実施の形態８に係る無瞬断電源装置の変形例を示す回路図である。

符号の説明

１交流電源２負荷
３直送スイッチ４第一の単相インバータ
５第二の単相インバータ６、６ａＤＣ−ＤＣコンバータ
７、７ａＤＣ−ＤＣコンバータ８バッテリー

Claims

電源と負荷とを結ぶ系統に直列に接続され、電源から負荷に対する電力の供給および遮断を行う直送スイッチと、前記系統に並列に接続された第一の単相インバータと、前記系統に直列に接続された第二の単相インバータと、前記第一及び第二の単相インバータの直流側に接続された直流出力手段を備えたことを特徴とする電源装置。
前記第二の単相インバータは前記第一の単相インバータと負荷との間に接続されたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
前記直流出力手段は、ＤＣ−ＤＣコンバータとエネルギー蓄積手段により構成されたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記第一及び第二の単相インバータはそれぞれ異なる出力電圧が互いに重畳して前記負荷に供給されるように接続したことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記第一及び第二の単相インバータは、系統電圧が低下し、直送スイッチが切り離された以降において、両者の出力電圧の組み合わせによって複数の出力レベルを持つ電圧波形からなる擬似正弦波を形成し、負荷に出力することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記第二の単相インバータは、正常運転時の系統電圧変動に対し、その出力電圧のパルス幅あるいは電圧値を制御することにより、上記変動分を補償する電圧を系統に重畳するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記第一及び第二の単相インバータの少なくとも一方は、ＤＣ−ＤＣコンバータを通してエネルギー蓄積手段に接続され、上記ＤＣ−ＤＣコンバータを介して前記第一及び第二の単相インバータ間においてエネルギーの授受を行うようにしたことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
前記第一の単相インバータは互いに直列接続された複数のインバータ群から構成されたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記第一の単相インバータを構成する複数の単相インバータが保有する直流電源の電圧の関係は、少なくとも２つは１：２もしくは１：３であることを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
前記第一の単相インバータは、正常時の無効電力を補償するような電流を系統に流出入するように制御されることを特徴とする請求項８あるいは請求項９に記載の電源装置。
前記第二の単相インバータは、その直流電圧が第一の単相インバータ群のうち最も小さな電圧を出力する単相インバータの直流電圧の０．５あるいはそれ以上としてＰＷＭ制御することを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
前記第二の単相インバータは、その直流電圧が系統電圧の低下・増加量に応じて、上記ＤＣ−ＤＣコンバータによって変化されることを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
前記第二の単相インバータは前記第一の単相インバータと電源との間に接続されたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
前記第一の単相インバータは、系統電圧が低下し、直送スイッチが切り離された以降において、複数の出力レベルを持つ電圧波形からなる擬似正弦波を形成し、負荷に出力することを特徴とする請求項１３に記載の電源装置。
前記直送スイッチは機械式リレーあるいは半導体スイッチで構成されたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。