JP2014003828A - 充放電システム - Google Patents

Abstract

【課題】蓄電装置の放電時に出力電圧の調整が可能な充放電システムを提供する。
【解決手段】本発明の一実施形態に係る充放電システム１は、充電時には、容量素子２５を介して電力変換部３０によってＤＣ−ＡＣ変換し、トランス４０を介して電力変換部５０によってＡＣ−ＤＣ変換し、蓄電装置２へ供給する。一方、放電時には、電力変換部５０によってＤＣ−ＡＣ変換し、電力変換部３０によってＡＣ−ＤＣ変換し、その後容量素子２５を介して、蓄電装置２の電力を取り出す。充放電システム１は、電力変換部３０と容量素子２５との間に放電補助インダクタ素子７０及び充電補助部８０を更に備える。充電補助部８０の補助スイッチング素子８１は、充電時、少なくとも電力変換部３０のフルブリッジ型のスイッチング素子すべてがオフ状態となる期間に、オン状態となる。
【選択図】図４

Description

本発明は、蓄電装置（例えば、バッテリ）を充電すると共に、当該蓄電装置に蓄えられた電力を利用可能にするための充放電システムに関するものである。

環境に配慮した車両として、電気自動車やハイブリッド車などの電動車両が実用化されている。電気自動車では、車両外部の電源（例えば、電源コンセント）から車載のバッテリを充電可能になっている。例えば、自宅や共用施設などに設けられた電源コンセントと車両に設けられた充電口とを充電ケーブルで接続することにより充電を行う。一方、ハイブリッド車でも、同様に、車両外部の電源から車載のバッテリを充電可能にしたプラグインハイブリッド車が実用化されている。

近年、車載のバッテリを、車載機器だけでなく、他の電気機器に給電する移動用、災害用又は非常用の電源として利用することが期待されており、車載のバッテリに蓄えられた電力を車両の充電口、充電ケーブルを介して放電可能にすることが要望されている。すなわち、充電と放電との双方化が可能な充放電システムを車両に搭載することが要望されている。特許文献１には、この種の充放電システムとして双方向コンバータが開示されている。

特許文献１に開示の双方向コンバータ１は、ＡＣ／ＤＣ変換部２ＡとＤＣ／ＤＣ変換部２Ｂとを含む交流／直流変換部２を備えている。ＡＣ／ＤＣ変換部２Ａは、スイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４及び整流素子によって構成されたフルブリッジ型回路と、コンデンサ２５Ｃとを備えている。一方、ＤＣ／ＤＣ変換部２Ｂは、フルブリッジ型のスイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４及び整流素子によって構成されたＤＣ／ＡＣ変換部と、トランス２２と、フルブリッジ型のスイッチング素子ＳＷ４１〜ＳＷ４４及び整流素子によって構成されたＡＣ／ＤＣ変換部と、コンデンサ２６Ｃとを備えている。この双方向コンバータ１では、バッテリ充電時には、ＡＣ／ＤＣ変換部２ＡがＰＦＣ機能を有する同期整流回路として機能し、ＤＣ／ＡＣ変換部ＳＷ３１〜ＳＷ３４がインバータ回路として機能し、ＡＣ／ＤＣ変換部ＳＷ４１〜ＳＷ４４が整流回路として機能する。一方、バッテリ放電時には、ＡＣ／ＤＣ変換部ＳＷ４１〜ＳＷ４４がインバータ回路として機能し、ＤＣ／ＡＣ変換部ＳＷ３１〜ＳＷ３４が整流回路として機能し、ＡＣ／ＤＣ変換部２Ａがインバータ回路として機能する。

特開２０１０−１７８５６６号公報

しかしながら、特許文献１に記載の双方向コンバータ１では、バッテリ放電時、出力電圧の調整が困難であり、所望の交流電圧が得られないことがあった。

そこで、本発明は、蓄電装置の放電時に出力電圧の調整が可能な充放電システムを提供することを目的としている。

本願発明者らは、鋭意検討を重ねた結果、特許文献１に記載の双方向コンバータ１では、バッテリ放電時、ＤＣ／ＡＣ変換部ＳＷ３１〜ＳＷ３４の整流出力電圧が設計値よりも大きくなってしまうことが原因であることを見出した。具体的には、フルブリッジ回路では、短絡電流防止のために、スイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４のオンオフ切替時の間にすべてのスイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４がオフする期間を設ける必要があるが、このすべてのスイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４がオフする期間にも、コンデンサ２５Ｃが充電されてしまう。しかしながら、設計では、この期間ではコンデンサ２５Ｃの充電は行われないものとしているため、ＤＣ／ＡＣ変換部ＳＷ３１〜ＳＷ３４の整流出力電圧が設計値よりも大きくなってしまう。この問題点に関し、本願発明者らは、鋭意検討の結果、インダクタ素子のエネルギー蓄積作用を利用することを見出した。

そこで、本発明の充放電システムは、第１のシステム入出力端子対に供給される電力によって第２のシステム入出力端子対に接続される蓄電装置を充電すると共に、前記蓄電装置に蓄えられた電力を前記第１のシステム入出力端子対へ放電する充放電システムであって、（ａ）第１のシステム入出力端子対に電気的に接続された第１の入出力端子対と、第２の入出力端子対と、該第１の入出力端子対間に直列に接続された第１及び第２のスイッチング素子であって、その間のノードが該第２の入出力端子対の一方に接続された該第１及び第２のスイッチング素子と、該第１の入出力端子対間に直列に接続された第３及び第４のスイッチング素子であって、その間のノードが該第２の入出力端子対の他方に接続された該第３及び第４のスイッチング素子と、該第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれ並列に接続された第１〜第４の整流素子とを有し、充電時には、該第１〜第４のスイッチング素子によって、該第１の入出力端子対に供給される直流電力を交流電力に変換して該交流電力を該第２の入出力端子対へ出力し、放電時には、該第１〜第４の整流素子によって、該第２の入出力端子対に供給される交流電力を直流電力に変換して該直流電力を該第１の入出力端子対へ出力する第１の電力変換部と、（ｂ）第１の電力変換部の第２の入出力端子対間に接続された一次側コイルを有するトランスと、（ｃ）トランスの二次側コイルに接続された第１の入出力端子対と、第２のシステム入出力端子対に電気的に接続された第２の入出力端子対とを有し、充電時には、該第１の入出力端子対に供給される交流電力を直流電力に変換して該直流電力を該第２の入出力端子対へ出力し、放電時には、該第２の入出力端子対に供給される直流電力を交流電力に変換して該交流電力を該第１の入出力端子対へ出力する第２の電力変換部と、（ｄ）第１の電力変換部の第１の入出力端子対間に電気的に接続された容量素子と、（ｅ）第１の電力変換部の第１の入出力端子対の一方と容量素子との間に接続された放電補助インダクタ素子と、（ｆ）第１の電力変換部の第１の入出力端子対間に接続された充電補助部であって、直列に接続された補助スイッチング素子と補助容量素子とを有する当該充電補助部とを備え、（ｇ）充電補助部の補助スイッチング素子は、充電時、少なくとも第１の電力変換部の第１〜第４のスイッチング素子すべてがオフ状態となる期間に、オン状態となる。

なお、「スイッチング素子がオン状態となる」とは、スイッチング素子が電流を流せる状態（導通状態）になることを示し、「スイッチング素子がオフ状態となる」とは、スイッチング素子が電流を遮断する状態（非導通状態）になることを示す。

この充放電システムによれば、放電時における、短絡電流防止のために第１の電力変換部の第１〜第４のスイッチング素子すべてがオフ状態となる期間に、放電補助インダクタ素子がエネルギーを蓄積するように作用するので、この期間に容量素子が充電されることを抑制することができる。その結果、第１の電力変換部の整流出力電圧が設計値よりも大きくなることを抑制することができ、放電時の充放電システムの出力電圧の調整が可能となる。

しかしながら、充電時、補助インダクタ素子のエネルギーの蓄積・放出が適切に行えず、第１の電力変換部のスイッチング素子を破損する虞がある。具体的には、補助インダクタ素子のエネルギーの蓄積・放出が適切に行えず、第１の電力変換部のスイッチング素子を破損する虞がある。具体的には、フルブリッジ回路では、短絡電流防止のために、スイッチング素子のオンオフ切替時の間にすべてのスイッチング素子がオフする期間を設ける必要がある。インダクタは、自身に流れる電流がなくなると電圧が反転するため、すべてのスイッチング素子がオフする期間に、スイッチング素子に過大なサージ電圧が印加され、スイッチング素子が破損してしまう虞がある。

この問題点に関し、この充放電システムによれば、充電時には、すくなくとも第１の電力変換部の第１〜第４のスイッチング素子すべてがオフ状態となる期間に、充電補助部の補助スイッチング素子がオン状態となるので、放電補助インダクタ素子に電流が流れ続け、充電補助インダクタ素子の電圧が反転することを回避することができる。よって、第１の電力変換部の第１〜第４のスイッチング素子に過大なサージ電圧が印加されることを回避し、これらのスイッチング素子の破損を回避することができる。

上記した充電補助部の補助スイッチング素子は、第１の電力変換部の第１及び第４のスイッチング素子と第２及び第３のスイッチング素子とが交互にオン状態となる期間にもオン状態を保持してもよい。

また、上記した充放電システムは、第１のシステム入出力端子対に電気的に接続された第１の入出力端子対と、第１の電力変換部の第１の入出力端子対に接続された第２の入出力端子対とを有し、充電時には、該第１の入出力端子対に供給される交流電力を直流電力に変換して該直流電力を該第２の入出力端子対へ出力し、放電時には、該第２の入出力端子対に供給される直流電力を交流電力に変換して該交流電力を該第１の入出力端子対へ出力する第３の電力変換部を更に備えていてもよい。

本発明によれば、蓄電装置の放電時に出力電圧の調整が可能である。

第１の比較例に係る充放電システムを示す回路図である。 図１に示すＡＣ／ＤＣ変換部の第１のトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧・電流波形、トランスの一次側コイルの電圧・電流波形、及び、ＤＣ／ＡＣ変換部の第１のダイオードの電圧・電流波形のシミュレーション結果の一例を示す図である。 図２に示す期間Ｐａ〜ＰｄにおけるＡＣ／ＤＣ変換部、トランス、及び、ＤＣ／ＡＣ変換部３０の電流経路を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る充放電システムを示す回路図である。 図４に示すトランスの一次側コイルの電圧・電流波形のシミュレーション結果の一例を示す図である。 図４に示す充電補助部の補助トランジスタ、及び、ＡＣ／ＤＣ変換部の第１〜第４のトランジスタのバッテリ充電時における状態を示す図である。 図６に示す期間Ｐａ〜ＰｆにおけるＡＣ／ＤＣ変換部、チョークコイル、及び、充電補助部の電流経路を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る充放電システムを示す回路図である。 本発明の変形例に係る充放電システムを示す回路図である。

以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、各図面において同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。

本発明の好適な実施形態について説明する前に、本発明の実施形態に係る充放電システムの特徴の理解を容易にするために、まず、本発明に至るまでに本願発明者らが考案した第１及び第２の比較例に係る充放電システムについて説明することとする。
［第１の比較例］

図１は、第１の比較例に係る充放電システムを示す回路図である。図１に示す第１の比較例の充放電システム１Ｘは、例えば、電気自動車やプラグインハイブリッド車両などの電動車両に搭載され、車載バッテリの充放電を行うものであり、第１のシステム入出力端子対Ｔ１，Ｔ２が車両の充電口であり、第２のシステム入出力端子対Ｔ３，Ｔ４がバッテリ２に接続される。なお、バッテリ充電の際には、車両外部の電源（例えば、自宅や共用施設などに設けられた電源コンセント）が、充電ケーブル等を介して第１のシステム入出力端子対Ｔ１，Ｔ２に接続され、バッテリ放電の際には、第１のシステム入出力端子対Ｔ１，Ｔ２に交流電力が生成されることとなる。

この第１の比較例の充放電システム１Ｘは、ノイズフィルタ１０と、ＡＣ／ＤＣ変換部（第３の電力変換部）２０と、コンデンサ２５と、ＤＣ／ＡＣ変換部（第１の電力変換部）３０と、トランス４０と、ＡＣ／ＤＣ変換部（第２の電力変換部）５０と、コンデンサ５５と、制御部６０とを備えている。

ノイズフィルタ１０は、第１のシステム入出力端子対Ｔ１，Ｔ２に供給される商用交流電力のノイズを除去するためのものである。ノイズが除去された交流電力は、ＡＣ／ＤＣ変換部２０の第１の入出力端子対２０Ｔ１，２０Ｔ２へ供給される。

ＡＣ／ＤＣ変換部２０は、バッテリ充電時にはＰＦＣ機能を有する整流回路として機能し、バッテリ放電時にはインバータ回路として機能する。ＡＣ／ＤＣ変換部２０は、コンデンサ２１と、インダクタ２２ａ，２２ｂと、第１〜第４のｎ型トランジスタ（スイッチング素子）２３ａ〜２３ｄ及び第１〜第４のダイオード（整流素子）２４ａ〜２４ｄを含むフルブリッジ回路とによって構成されている。なお、第１〜第４のトランジスタ２３ａ〜２３ｄとしては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-SemiconductorField Effect Transistor）等の大電力用トランジスタを用いることができる。本実施形態では、第１〜第４のトランジスタ２３ａ〜２３ｄとしてＩＧＢＴを用いた場合を例示する。

ＡＣ／ＤＣ変換部２０の第１の入出力端子対２０Ｔ１，２０Ｔ２間にはコンデンサ２１が接続されている。また、第１の入出力端子対の一方２０Ｔ１は、インダクタ２２ａを介して、第１のトランジスタ２３ａのエミッタ及び第２のトランジスタ２３ｂのコレクタに接続されており、第１の入出力端子対の他方２０Ｔ２は、インダクタ２２ｂを介して、第３のトランジスタ２３ｃのエミッタ及び第４のトランジスタ２３ｄのコレクタに接続されている。

第１のトランジスタ２３ａのコレクタは第２の入出力端子対の一方２０Ｔ３に接続されており、第１のトランジスタ２３ａのエミッタは第２のトランジスタ２３ｂのコレクタに接続されている。第２のトランジスタ２３ｂのエミッタは第２の入出力端子対の他方２０Ｔ４に接続されている。同様に、第３のトランジスタ２３ｃのコレクタは第２の入出力端子対の一方２０Ｔ３に接続されており、第３のトランジスタ２３ｃのエミッタは第４のトランジスタ２３ｄのコレクタに接続されている。第４のトランジスタ２３ｄのエミッタは第２の入出力端子対の他方２０Ｔ４に接続されている。

また、第１〜第４のダイオード２４ａ〜２４ｄのアノードは、それぞれ第１〜第４のトランジスタ２３ａ〜２３ｄのエミッタに接続されており、第１〜第４のダイオード２４ａ〜２４ｄのカソードは、それぞれ第１〜第４のトランジスタ２３ａ〜２３ｄのコレクタに接続されている。

第１〜第４のトランジスタ２３ａ〜２３ｄ各々のゲートは制御部６０に接続されており、第１〜第４のトランジスタ２３ａ〜２３ｄ各々におけるコレクタ−エミッタ間の導通状態は、該制御部６０から提供される制御電圧（又は制御電流）によって制御される。

このＡＣ／ＤＣ変換部２０の第２の入出力端子対２０Ｔ３，２０Ｔ４間には、コンデンサ２５が電気的に接続されている。また、ＡＣ／ＤＣ変換部２０の第２の入出力端子対２０Ｔ３，２０Ｔ４は、それぞれＤＣ／ＡＣ変換部３０の第１の入出力端子対３０Ｔ１，３０Ｔ２に接続されている。

ＡＣ／ＤＣ変換部３０は、バッテリ充電時にはインバータ回路として機能し、バッテリ放電時には整流回路として機能する。ＡＣ／ＤＣ変換部３０は、第１〜第４のｎ型トランジスタ（スイッチング素子）３１ａ〜３１ｄと、第１〜第４のダイオード（整流素子）３２ａ〜３２ｄとを含むフルブリッジ回路によって構成されている。なお、第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄとしては、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の大電力用トランジスタを用いることができる。本実施形態では、第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄとしてＩＧＢＴを用いた場合を例示する。

第１のトランジスタ３１ａのコレクタは第１の入出力端子対の一方３０Ｔ１に接続されており、第１のトランジスタ３１ａのエミッタは第２のトランジスタ３１ｂのコレクタに接続されている。第２のトランジスタ３１ｂのエミッタは第１の入出力端子対の他方３０Ｔ２に接続されている。同様に、第３のトランジスタ３１ｃのコレクタは第１の入出力端子対の一方３０Ｔ１に接続されており、第３のトランジスタ３１ｃのエミッタは第４のトランジスタ３１ｄのコレクタに接続されている。第４のトランジスタ３１ｄのエミッタは第１の入出力端子対の他方３０Ｔ２に接続されている。

第１のトランジスタ３１ａのエミッタ及び第２のトランジスタ３１ｂのコレクタはトランス４０の１次側コイルの一方の端子に接続されており、第３のトランジスタ３１ｃのエミッタ及び第４のトランジスタ３１ｄのコレクタはトランス４０の１次側コイルの他方の端子に接続されている。

また、第１〜第４のダイオード３２ａ〜３２ｄのアノードは、それぞれ第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄのエミッタに接続されており、第１〜第４のダイオード３２ａ〜３２ｄのカソードは、それぞれ第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄのコレクタに接続されている。

第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄ各々のゲートは制御部６０に接続されており、第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄ各々におけるコレクタ−エミッタ間の導通状態は、該制御部６０から提供される制御電圧（または制御電流）によって制御される。

ここで、車両に搭載される電気機器の接地電位はフローティング電位であり、車両外部の電源と車載バッテリ２とを絶縁する必要がある。トランス４０は、車両外部の電源と車載バッテリ２とを絶縁するためのものである。トランス４０の二次側コイルは、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第１の入出力端子対５０Ｔ１，５０Ｔ２に接続されている。

ＡＣ／ＤＣ変換部５０は、バッテリ充電時には整流回路として機能し、バッテリ放電時にはインバータ回路として機能する。ＡＣ／ＤＣ変換部５０は、第１〜第４のｎ型トランジスタ（スイッチング素子）５１ａ〜５１ｄ及び第１〜第４のダイオード（整流素子）５２ａ〜５２ｄを含むフルブリッジ回路によって構成されている。なお、第１〜第４のトランジスタ５１ａ〜５１ｄとしては、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の大電力用トランジスタを用いることができる。本実施形態では、第１〜第４のトランジスタ５１ａ〜５１ｄとしてＩＧＢＴを用いた場合を例示する。

ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第１の入出力端子対の一方５０Ｔ１は、第１のトランジスタ５１ａのエミッタ及び第２のトランジスタ５１ｂのコレクタに接続されており、第１の入出力端子対の他方５０Ｔ２は、第３のトランジスタ５１ｃのエミッタ及び第４のトランジスタ５１ｄのコレクタに接続されている。

第１のトランジスタ５１ａのコレクタは第２の入出力端子対の一方５０Ｔ３に接続されており、第１のトランジスタ５１ａのエミッタは第２のトランジスタ５１ｂのコレクタに接続されている。第２のトランジスタ５１ｂのエミッタは第２の入出力端子対の他方５０Ｔ４に接続されている。同様に、第３のトランジスタ５１ｃのコレクタは第２の入出力端子対の一方５０Ｔ３に接続されており、第３のトランジスタ５１ｃのエミッタは第４のトランジスタ５１ｄのコレクタに接続されている。第４のトランジスタ５１ｄのエミッタは第２の入出力端子対の他方５０Ｔ４に接続されている。

また、第１〜第４のダイオード５２ａ〜５２ｄのアノードは、それぞれ第１〜第４のトランジスタ５１ａ〜５１ｄのエミッタに接続されており、第１〜第４のダイオード５２ａ〜５２ｄのカソードは、それぞれ第１〜第４のトランジスタ５１ａ〜５１ｄのコレクタに接続されている。

第１〜第４のトランジスタ５１ａ〜５１ｄ各々のゲートは制御部６０に接続されており、第１〜第４のトランジスタ５１ａ〜５１ｄ各々におけるコレクタ−エミッタ間の導通状態は、該制御部６０から提供される制御電圧（又は制御電流）によって制御される。

このＡＣ／ＤＣ変換部５０の第２の入出力端子対５０Ｔ３，５０Ｔ４間には、コンデンサ５５が電気的に接続されている。また、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第２の入出力端子対５０Ｔ３，５０Ｔ４は、それぞれ第２のシステム入出力端子対Ｔ３，Ｔ４に接続されている。

次に、第１の比較例の充放電システム１Ｘの動作を説明する。
（バッテリ充電時）

まず、バッテリ充電時、ＡＣ／ＤＣ変換部２０は、例えば、第１及び第３のトランジスタ２３ａ，２３ｃをオフ状態とし、交流電圧の半周期ごとに第２のトランジスタ２３ｂと第４のトランジスタ２３ｄとを交互にスイッチング制御することによって、第１の入出力端子対２０Ｔ１，２０Ｔ２に供給される交流電力を直流電力に変換し、この直流電力を第２の入出力端子対２０Ｔ３，２０Ｔ４へ出力する。

このとき、第２のトランジスタ２３ｂをオン状態とし、第４のトランジスタ２３ｄをオフ状態とする半周期では、交流電圧の位相と交流電流の位相とを合わせるように、第２のトランジスタ２３ｂをＰＷＭ制御する。同様に、第２のトランジスタ２３ｂをオフ状態とし、第４のトランジスタ２３ｄをオン状態とする半周期では、交流電圧の位相と交流電流の位相とを合わせるように、第４のトランジスタ２３ｄをＰＷＭ制御する。これにより、ＡＣ／ＤＣ変換部２０は、ＰＦＣ機能を有する整流回路として機能することとなる。

次に、ＡＣ／ＤＣ変換部３０は、インバータとして機能することによって、具体的には、第１及び第４のトランジスタ３１ａ，３１ｄと第２及び第３のトランジスタ３１ｂ，３１ｃとを交互にスイッチング制御することによって、第１の入出力端子対３０Ｔ１，３０Ｔ２に供給される直流電力を交流電力に変換し、この交流電力を第２の入出力端子対３０Ｔ３，３０Ｔ４へ出力する。

次に、ＡＣ／ＤＣ変換部５０は、第１〜第４のトランジスタ５１ａ〜５１ｄをオフ状態とし、第１〜第４のダイオード５２ａ〜５２ｄによって、第１の入出力端子対５０Ｔ１，５０Ｔ２に供給される交流電力を直流電力に変換し、この直流電力を第２の入出力端子対５０Ｔ３，５０Ｔ４へ出力する。
（バッテリ放電時）

一方、バッテリ放電時、ＡＣ／ＤＣ変換部５０は、インバータとして機能することによって、具体的には、第１及び第４のトランジスタ５１ａ，５１ｄと第２及び第３のトランジスタ５１ｂ，５１ｃとを交互にスイッチング制御することによって、第２の入出力端子対５０Ｔ３，５０Ｔ４に供給される直流電力を交流電力に変換し、この交流電力を第１の入出力端子対５０Ｔ１，５０Ｔ２へ出力する。

次に、ＤＣ／ＡＣ変換部３０は、第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄをオフ状態とし、第１〜第４のダイオード３２ａ〜３２ｄによって、第２の入出力端子対３０Ｔ３，３０Ｔ４に供給される交流電力を直流電力に変換し、この直流電力を第１の入出力端子対３０Ｔ１，３０Ｔ２へ出力する。

次に、ＡＣ／ＤＣ変換部２０は、インバータとして機能することによって、具体的には、第１及び第４のトランジスタ２３ａ，２３ｄと第２及び第３のトランジスタ２３ｂ，２３ｃとを交互にスイッチング制御することによって、第２の入出力端子対２０Ｔ３，２０Ｔ４に供給される直流電力を交流電力に変換し、この交流電力を第１の入出力端子対２０Ｔ１，２０Ｔ２へ出力する。

この第１の比較例の充放電システム１Ｘでは、バッテリ放電時、出力電圧の調整が困難であり、所望の交流電圧が得られないことがあった。この問題点に関し、本願発明者らは、鋭意検討を重ねた結果、ＤＣ／ＡＣ変換部３０の整流出力電圧が設計値よりも大きくなってしまうことが原因であることを見出した。この原因について、以下に詳細に説明する。

図２は、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第１のトランジスタ５１ａのコレクタ−エミッタ間電圧・電流波形、トランス４０の一次側コイルの電圧・電流波形、及び、ＤＣ／ＡＣ変換部３０の第１のダイオード３２ａの電圧・電流波形のシミュレーション結果の一例を示す図である。なお、図２には、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第１及び第３のトランジスタ５１ａ，５１ｃのオンオフ状態も示している。また、図３（ａ）〜（ｄ）は、図２に示す期間Ｐａ〜ＰｄにおけるＡＣ／ＤＣ変換部５０、トランス４０、及び、ＤＣ／ＡＣ変換部３０の電流経路を示す図である。

図２によれば、期間Ｔｂにおいて、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第１及び第４のトランジスタ５１ａ，５１ｄがオン状態からオフ状態になっても、トランス４０の一次側コイルに電圧が残っていることがわかる。また、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第１のトランジスタ５１ａのコレクタ−エミッタ間電圧、及び、ＤＣ／ＡＣ変換部３０の第１のダイオード５２ａの端子間電圧が増加していることがわかる。

また、期間Ｔｄにおいて、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第２及び第３のトランジスタ５１ｂ，５１ｃがオン状態からオフ状態になっても、トランス４０の一次側コイルに電圧が残っていることがわかる。また、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第１のトランジスタ５１ａのコレクタ−エミッタ間、及び、ＤＣ／ＡＣ変換部３０の第１のダイオード５２ａの端子間にも電圧が残り、次第に減少していることがわかる。

これより、本願発明者らは以下のように推察する。

期間ｔａにおいて、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第１及び第４のトランジスタ５１ａ，５１ｄがオン状態である時、図３（ａ）に示すように、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第２及び第３のトランジスタ５１ｂ，５１ｃ、及び、第２及び第３のダイオード５２ｂ，５２ｃの寄生容量にエネルギーが蓄積される。また、ＤＣ／ＡＣ変換部３０の第２及び第３のトランジスタ３１ｂ，３１ｃ、及び、第２及び第３のダイオード３２ｂ，３２ｃの寄生容量にエネルギーが蓄積される。

その後、期間ｔｂにおいて、第１及び第４のトランジスタ５１ａ，５１ｄがオフ状態になると、図３（ｂ）に示すように、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第２及び第３のトランジスタ５１ｂ，５１ｃ、及び、第２及び第３のダイオード５２ｂ，５２ｃの寄生容量に蓄積されたエネルギーが放電し、第１及び第４のトランジスタ５１ａ，５１ｄ、及び、第１及び第４のダイオード５２ａ，５２ｄの寄生容量が充電する際に、電流経路Ａが形成される。この電流経路Ａの形成により、トランス４０の一次側コイルに電圧が残り、コンデンサ２５が充電される。

また、ＤＣ／ＡＣ変換部３０の第２及び第３のトランジスタ３１ｂ，３１ｃ、及び、第２及び第３のダイオード３２ｂ，３２ｃの寄生容量に蓄積されたエネルギーが放電し、第１及び第４のトランジスタ３１ａ，３１ｄ、及び、第１及び第４のダイオード３２ａ，３２ｄの寄生容量が充電される際に、電流経路Ｂが形成される。この電流経路Ｂの形成により、コンデンサ２５が充電される。

同様に、期間ｔｃにおいて、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第２及び第３のトランジスタ５１ｂ，５１ｃがオン状態である時、図３（ｃ）に示すように、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第１及び第４のトランジスタ５１ａ，５１ｄ、及び、第１及び第４のダイオード５２ａ，５２ｄの寄生容量にエネルギーが蓄積される。また、ＤＣ／ＡＣ変換部３０の第１及び第４のトランジスタ３１ａ，３１ｄ、及び、第１及び第４のダイオード３２ａ，３２ｄの寄生容量にエネルギーが蓄積される。

その後、期間ｔｄにおいて、第２及び第３のトランジスタ５１ｂ，５１ｃがオフ状態になると、図３（ｄ）に示すように、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第１及び第４のトランジスタ５１ａ，５１ｄ、及び、第１及び第４のダイオード５２ａ，５２ｄの寄生容量に蓄積されたエネルギーが放電し、第２及び第３のトランジスタ５１ｂ，５１ｃ、及び、第２及び第３のダイオード５２ｂ，５２ｃの寄生容量が充電する際に、電流経路Ａが形成される。この電流経路Ａの形成により、トランス４０の一次側コイルに電圧が残り、コンデンサ２５が充電される。

また、ＤＣ／ＡＣ変換部３０の第１及び第４のトランジスタ３１ａ，３１ｄ、及び、第１及び第４のダイオード３２ａ，３２ｄの寄生容量に蓄積されたエネルギーが放電し、第２及び第３のトランジスタ３１ｂ，３１ｃ、及び、第２及び第３のダイオード３２ｂ，３２ｃの寄生容量が充電される際に、電流経路Ｂが形成される。この電流経路Ｂの形成により、コンデンサ２５が充電される。

このように、短絡電流防止のためにすべてのトランジスタ５１ａ〜５１ｄがオフ状態となる期間ｔｂ，ｔｄにも、コンデンサ２５が充電される。しかしながら、設計では、これらの期間ｔｂ，ｔｄではコンデンサ２５の充電は行われないものとしているため、ＤＣ／ＡＣ変換部３０の整流出力電圧が設計値よりも大きくなってしまう。これは、整流回路の負荷が、コンデンサ２５、及び、比較的エネルギー消費が小さいインバータ回路（ＡＣ／ＤＣ変換部２０）であることに起因する。

この問題点に関し、本願発明者らは、本実施形態の充放電システムに示すように、チョークコイルのエネルギー蓄積作用を利用することを考案する。
［第１の実施形態］

図４は、本発明の第１の実施形態に係る充放電システムを示す回路図である。図４に示す第１の実施形態の充放電システム１は、第１の比較例の充放電システム１Ｘにおいて、チョークコイル（放電補助インダクタ素子）７０と充電補助部８０とを更に備える点で、第１の比較例と相違する。

チョークコイル７０は、ＤＣ／ＡＣ変換部３０の第１の入出力端子対の一方３０Ｔ１とコンデンサ２５との間に接続されている。

また、充電補助部８０は、ＡＣ／ＤＣ変換部３０の第１の入出力端子対３０Ｔ１，３０Ｔ２間に接続されている。充電補助部８０は、ＡＣ／ＤＣ変換部３０の第１の入出力端子対３０Ｔ１，３０Ｔ２間に直列に接続されたｎ型の補助トランジスタ８１と補助コンデンサ８２とによって構成されている。また、充電補助部８０は、補助トランジスタ８１に並列に接続された補助ダイオード８３を備えている。なお、補助トランジスタ８１としては、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の大電力用トランジスタを用いることができる。本実施形態では、補助トランジスタ８１としてＩＧＢＴを用いた場合を例示する。

補助トランジスタ８１のエミッタはＡＣ／ＤＣ変換部３０の第１の入出力端子対の一方３０Ｔ１に接続されており、補助トランジスタ８１のコレクタは補助コンデンサ８２の一方の端子に接続されている。補助コンデンサ８２の他方の端子はＡＣ／ＤＣ変換部３０の第１の入出力端子対の他方３０Ｔ２に接続されている。また、補助ダイオード８３のアノードは補助トランジスタ８１のエミッタに接続されており、補助ダイオード８３のカソードは補助トランジスタ８１のコレクタに接続されている。また、補助トランジスタ８１のゲートは制御部６０に接続されており、コレクタ−エミッタ間の導通状態は、該制御部６０から提供される制御電圧（又は制御電流）によって制御される。

次に、チョークコイル７０のエネルギー蓄積作用について説明する。図５は、上記した図２に対応するシミュレーション結果の一例であって、トランス４０の一次側コイルの電圧・電流波形を示す図である。

図５によれば、期間Ｔｂにおいて、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第１及び第４のトランジスタ５１ａ，５１ｄがオン状態からオフ状態になる際に、トランス４０の一次側コイルに電圧が残ることが抑制されていることがわかる。また、期間Ｔｄにおいて、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第２及び第３のトランジスタ５１ｂ，５１ｃがオン状態からオフ状態になる際に、トランス４０の一次側コイルに電圧が残ることが抑制されていることがわかる。これは、トランス４０の一次側コイルに残るエネルギーがチョークコイル７０に蓄積されたことによる。

このように、チョークコイル７０が、上記した電流経路Ａ及びＢによってコンデンサ２５に供給されるエネルギーを蓄積するように作用する。よって、第１の実施形態の充放電システム１によれば、短絡電流防止のためにすべてのトランジスタ５１ａ〜５１ｄがオフ状態となる期間ｔｂ，ｔｄにコンデンサ２５が充電されることを抑制することができる。その結果、ＤＣ／ＡＣ変換部３０の整流出力電圧が設計値よりも大きくなることを抑制することができ、バッテリ放電時の充放電システムの出力電圧の調整が可能となる。

しかしながら、バッテリ充電時、チョークコイル７０のエネルギーの蓄積・放出が適切に行えず、ＡＣ／ＤＣ変換部３０の第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄを破損する虞がある。具体的には、短絡電流防止のためにすべてのトランジスタ３１ａ〜３１ｄがオフ状態となる期間に、チョークコイル７０の電圧が反転し、これらのトランジスタ３１ａ〜３１ｄに過大なサージ電圧が印加され、これらのトランジスタ３１ａ〜３１ｄが破損してしまう虞がある。

この問題点に関し、本実施形態の充放電システム１は、充電補助部８０を備えている。図６は、充電補助部８０の補助トランジスタ８１、及び、ＡＣ／ＤＣ変換部３０の第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄのバッテリ充電時における状態を示す図である。なお、ハイ側がオン状態を示し、ロー側がオフ状態を示す。また、図７（ａ）〜（ｆ）は、図６に示す期間Ｐａ〜ＰｆにおけるＡＣ／ＤＣ変換部３０、チョークコイル７０、及び、充電補助部８０の電流経路を示す図である。

まず、図６及び図７（ａ）に示すように、期間Ｐａでは、第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄすべてをオン状態とし、チョークコイル７０にエネルギーを蓄積する。その後、図６及び図７（ｂ）に示すように、期間Ｐｂでは、短絡電流防止のために、第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄすべてを一旦オフ状態とする。このとき、補助トランジスタ８１をオン状態とし、チョークコイル７０に電流を流し続けることにより、チョークコイル７０の電圧が反転することを回避し、第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄに過大なサージ電圧が印加されることを防止する。なお、このとき、補助コンデンサ８２にエネルギーが蓄積されることとなる。期間Ｐｂにおける最初の一部期間では、補助ダイオード８３を利用して、電流保持及びエネルギー蓄積が可能になっている。

その後、図６及び図７（ｃ）に示すように、期間Ｐｃでは、第１及び第４のトランジスタ３１ａ，３１ｄをオン状態とする。なお、本実施形態では、期間Ｐｃでも、補助トランジスタ８１のオン状態を保持する。これにより、補助コンデンサ８２へのエネルギー蓄積を継続し（電流経路Ｉ）、チョークコイル７０に蓄積したエネルギーが放出された後には、補助コンデンサ８２に蓄積したエネルギーを放出することができる（電流経路ＩＩ）。その後、図６及び図７（ｄ）に示すように、期間Ｐｄでは、短絡電流防止のために、第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄすべてを一旦オフ状態とする。このとき、補助トランジスタ８１のオン状態を保持し、チョークコイル７０に電流を流し続けることにより、チョークコイル７０の電圧が反転することを回避し、第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄに過大なサージ電圧が印加されることを防止する。なお、このとき、補助コンデンサ８２にエネルギーが再蓄積されることとなる。期間Ｐｄにおける最初の一部期間でも、補助ダイオード８３を利用して、電流保持及びエネルギー蓄積が可能になっている。

その後、図６及び図７（ｅ）に示すように、期間Ｐｅでは、第２及び第３のトランジスタ３１ｂ，３１ｃをオン状態とする。なお、本実施形態では、期間Ｐｅでも、補助トランジスタ８１のオン状態を保持する。これにより、補助コンデンサ８２へのエネルギー蓄積を継続し（電流経路Ｉ）、チョークコイル７０に蓄積したエネルギーが放出された後には、補助コンデンサ８２に蓄積したエネルギーを放出することができる（電流経路ＩＩ）。その後、図６及び図７（ｆ）に示すように、期間Ｐｆでは、短絡電流防止のために、第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄすべてを一旦オフ状態とする。このとき、補助トランジスタ８１のオン状態を保持し、チョークコイル７０に電流を流し続けることにより、チョークコイル７０の電圧が反転することを回避し、第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄに過大なサージ電圧が印加されることを防止する。なお、このとき、補助コンデンサ８２にエネルギーが再蓄積されることとなる。期間Ｐｆにおける最初の一部期間でも、補助ダイオード８３を利用して、電流保持及びエネルギー蓄積が可能になっている。その後、上記した期間Ｐａに戻り、期間Ｐａ〜Ｐｆの動作を繰り返す。

このように、第１の実施形態の充放電システム１によれば、バッテリ充電時には、ＡＣ／ＤＣ変換部３０の第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄすべてがオフ状態となる期間に、充電補助部８０の補助トランジスタ８１がオン状態となるので、また、補助ダイオード８３を備えているので、チョークコイル７０に電流が流れ続け、チョークコイル７０の電圧が反転することを回避することができる。よって、ＡＣ／ＤＣ変換部３０の第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄに過大なサージ電圧が印加されることを回避し、第１〜第４のトランジスタ３１ａ〜３１ｄの破損を回避することができる。
［第２の実施形態］

ところで、第１の実施形態の充放電システム１では、バッテリ充電時、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の出力をコンデンサ５５のみで平滑化することとなる。そのため、コンデンサ５５に過大なリップル電流が流れ、コンデンサ５５が破損してしまう虞がある。

この問題点に関し、本願発明者らは、以下に示すように、チョークコイルの電流保持作用を利用することを考案する。

図８は、本発明の第２の実施形態に係る充放電システムを示す回路図である。図８に示す第２の実施形態の充放電システム１Ａは、第１の実施形態の充放電システム１において、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第２の入出力端子対の一方５０Ｔ３とコンデンサ５５との間に接続されたチョークコイル（充電補助インダクタ素子）９０と第１のスイッチ素子９１との直列回路と、この直列回路に並列に接続されたバイパス用の第２のスイッチ素子９２とを更に備える点で、第１の実施形態と相違する。なお、第１及び第２のスイッチ素子９１，９２としては、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の大電力用トランジスタを用いることができる。

チョークコイル９０は、自身に流れる電流の変化をなくすように作用する。この作用により、第２の実施形態の充放電システム１Ａによれば、バッテリ充電時、コンデンサ５５に過大なリップル電流が流れることを抑制することができ、コンデンサ５５の破損を回避することができる。

しかしながら、バッテリ放電時、チョークコイル９０のエネルギーの蓄積・放出が適切に行えず、ＡＣ／ＤＣ変換部５０の第１〜第４のトランジスタ５１ａ〜５１ｄを破損する虞がある。具体的には、フルブリッジ回路では、短絡電流防止のために、第１〜第４のトランジスタ５１ａ〜５１ｄのオンオフ切替時の間にすべてのトランジスタ５１ａ〜５１ｄがオフする期間を設ける必要がある。チョークコイル７０は、自身に流れる電流がなくなると電圧が反転するため、すべてのトランジスタ５１ａ〜５１ｄがオフする期間に、これらのトランジスタ５１ａ〜５１ｄに過大なサージ電圧が印加され、これらのトランジスタ５１ａ〜５１ｄが破損してしまう虞がある。

これらの問題点に関し、本実施形態の充放電システム１Ａは、第１及び第２のスイッチ素子９１，９２を備え、バッテリ放電時にバイパスを形成する。

この第２の実施形態の充放電システム１Ａによれば、バッテリ充電時には、第１のスイッチ素子９１をオン状態とすると共に第２のスイッチ素子９２をオフ状態とすることによって上記したチョークコイル９０の作用を得ることができ、一方、バッテリ放電時には、第１のスイッチ素子９１をオフ状態とすると共に第２のスイッチ素子９２をオン状態とすることによって上記したチョークコイル９０の問題点を回避することができる。

なお、本発明は上記した本実施形態に限定されることなく種々の変形が可能である。例えば、本実施形態では、ＡＣ／ＤＣ変換部（第３の電力変換部）２０、ＤＣ／ＡＣ変換部（第１の電力変換部）３０、及び、ＡＣ／ＤＣ変換部（第２の電力変換部）を備え、ＡＣ／ＤＣ変換を行う充放電システムを例示したが、本発明の特徴は、図９に示すように、ＤＣ／ＡＣ変換部（第１の電力変換部）３０及びＡＣ／ＤＣ変換部（第２の電力変換部）を備え、ＤＣ／ＤＣ変換を行う充放電システム１Ｂにも適用可能である。この種のＤＣ／ＤＣ変換型の充放電システムは、例えば急速充電を行う場合（充電）や、系統電源（商用電源）との連携を行うＰＣＳに車載バッテリを接続する場合（放電）に適用されることが検討されている。

また、本実施形態では、車両外部の電源と車両の充電口とを充電ケーブルで接続することにより車載バッテリの充電を行う手法を例示したが、本発明の特徴はこの手法に限定されない。例えば、近年、充電ケーブルを用いない非接触充電手法が注目されている。本発明の充放電システムは、このような非接触充電手法にも適用可能である。この場合、トランスの二次側を車両に搭載し、一次側を車両外部に設ければよい。

また、本実施形態では、車載バッテリ等の充放電を行う大電力系の充放電システムを例示したが、携帯端末等のバッテリの充放電を行う小電力系の充放電システムにも適用可能である。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｘ…充放電システム、Ｔ１，Ｔ２…第１のシステム入出力端子対、Ｔ３，Ｔ４…第２のシステム入出力端子対、２…バッテリ（蓄電装置）、１０…ノイズフィルタ、２０…ＡＣ／ＤＣ変換部（第３の電力変換部）、２０Ｔ１，２０Ｔ２…第１の入出力端子対、２０Ｔ３，２０Ｔ４…第２の入出力端子対、２１…コンデンサ、２２ａ，２２ｂ…インダクタ、２３ａ〜２３ｄ…第１〜第４のトランジスタ、２４ａ〜２４ｄ…第１〜第４のダイオード、２５…コンデンサ（容量素子）、３０…ＤＣ／ＡＣ変換部（第１の電力変換部）、３０Ｔ１，３０Ｔ２…第１の入出力端子対、３０Ｔ３，３０Ｔ４…第２の入出力端子対、３１ａ〜３１ｄ…第１〜第４のトランジスタ（第１〜第４のスイッチング素子）、３２ａ〜３２ｄ…第１〜第４のダイオード（第１〜第４の整流素子）、４０…トランス、５０…ＡＣ／ＤＣ変換部（第２の電力変換部）、５０Ｔ１，５０Ｔ２…第１の入出力端子対、５０Ｔ３，５０Ｔ４…第２の入出力端子対、５１ａ〜５１ｄ…第１〜第４のトランジスタ、５２ａ〜５２ｄ…第１〜第４のダイオード、５５…コンデンサ、６０…制御部、７０…チョークコイル（放電補助インダクタ素子）、８０…充電補助部、８１…補助トランジスタ（補助スイッチング素子）、８２…補助コンデンサ（補助容量素子）、８３…補助ダイオード（補助整流素子）、９０…チョークコイル（充電補助インダクタ素子）、９１，９２…第１及び第２のスイッチ素子。

Claims (3)

1. 第１のシステム入出力端子対に供給される電力によって第２のシステム入出力端子対に接続される蓄電装置を充電すると共に、前記蓄電装置に蓄えられた電力を前記第１のシステム入出力端子対へ放電する充放電システムであって、
   前記第１のシステム入出力端子対に電気的に接続された第１の入出力端子対と、第２の入出力端子対と、該第１の入出力端子対間に直列に接続された第１及び第２のスイッチング素子であって、その間のノードが該第２の入出力端子対の一方に接続された該第１及び第２のスイッチング素子と、該第１の入出力端子対間に直列に接続された第３及び第４のスイッチング素子であって、その間のノードが該第２の入出力端子対の他方に接続された該第３及び第４のスイッチング素子と、該第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれ並列に接続された第１〜第４の整流素子とを有し、充電時には、該第１〜第４のスイッチング素子によって、該第１の入出力端子対に供給される直流電力を交流電力に変換して該交流電力を該第２の入出力端子対へ出力し、放電時には、該第１〜第４の整流素子によって、該第２の入出力端子対に供給される交流電力を直流電力に変換して該直流電力を該第１の入出力端子対へ出力する第１の電力変換部と、
   前記第１の電力変換部の第２の入出力端子対間に接続された一次側コイルを有するトランスと、
   前記トランスの二次側コイルに接続された第１の入出力端子対と、前記第２のシステム入出力端子対に電気的に接続された第２の入出力端子対とを有し、充電時には、該第１の入出力端子対に供給される交流電力を直流電力に変換して該直流電力を該第２の入出力端子対へ出力し、放電時には、該第２の入出力端子対に供給される直流電力を交流電力に変換して該交流電力を該第１の入出力端子対へ出力する第２の電力変換部と、
   前記第１の電力変換部の第１の入出力端子対間に電気的に接続された容量素子と、
   前記第１の電力変換部の第１の入出力端子対の一方と前記容量素子との間に接続された放電補助インダクタ素子と、
   前記第１の電力変換部の第１の入出力端子対間に接続された充電補助部であって、直列に接続された補助スイッチング素子と補助容量素子とを有する当該充電補助部と、
   を備え、
   前記充電補助部の補助スイッチング素子は、充電時、少なくとも前記第１の電力変換部の第１〜第４のスイッチング素子すべてがオフ状態となる期間に、オン状態となる、
   充放電システム。
2. 前記充電補助部の補助スイッチング素子は、前記第１の電力変換部の第１及び第４のスイッチング素子と第２及び第３のスイッチング素子とが交互にオン状態となる期間にもオン状態を保持する、
   請求項１に記載の充放電システム。
3. 前記第１のシステム入出力端子対に電気的に接続された第１の入出力端子対と、前記第１の電力変換部の第１の入出力端子対に接続された第２の入出力端子対とを有し、充電時には、該第１の入出力端子対に供給される交流電力を直流電力に変換して該直流電力を該第２の入出力端子対へ出力し、放電時には、該第２の入出力端子対に供給される直流電力を交流電力に変換して該交流電力を該第１の入出力端子対へ出力する第３の電力変換部を更に備える、請求項１又は２に記載の充放電システム。

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