JP2013223328A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】広範囲の入力電圧に対し、低ノイズで高い変換効率を得る。
【解決手段】第１スイッチング回路１０はトランスＴ１の一次巻線４２の一端と直流電源１５０の＋端子とに、第２スイッチング回路２０はトランスＴ１の一次巻線の他端と直流電源の−端子とに、補助スイッチング回路３０はトランスＴ１の一次巻線の両端に接続される。第３スイッチング回路６０Ａ、６０Ｂは、トランスＴ１の各二次巻線４４Ａ、４４Ｂの一端に、第４スイッチング回路７０Ａ、７０Ｂは、各二次巻線の他端と第３スイッチング回路の他端に接続される。信号出力回路５０、９０は、第１スイッチング回路１０及び第２スイッチング回路２０にスイッチング信号を出力し、補助スイッチング回路３０にアクティブクランプ制御信号を出力し、第３スイッチング回路及び第４スイッチング回路に同期整流制御信号１、２を出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、広範囲の入力電圧に対し低ノイズで高い変換効率が得られるスイッチング電源装置に関する。

近年の省電力化の影響を受けて、スイッチング電源装置は様々な機器で用いられるようになってきた。スイッチング電源装置には、使用できる電圧範囲が広く、高い変換効率（入力電力に対する出力電力の割合）が得られるという特徴がある。

最近では、世界的に資源の有効利用が模索されており、スイッチング電源装置においても、さらなる効率化が要請されている。

この要請を受けて、下記の特許文献１では、スイッチング電源装置が備えるスイッチング素子の損失をなくすため、スイッチング素子のゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を実現している。また、特許文献２では、部分共振型のスイッチングレギュレータにおいて、共振用コンデンサのエネルギーを負荷側で使用できるように回路を工夫している。さらに、引用文献３では、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する一次側と二次側のスイッチング素子をソフトスイッチングさせるようにして高効率な変換を可能としている。

特開２００６−３２５３２５号公報 特開平５−８３９４０号公報 ＷＯ２００４／００１９３７号公報

しかしながら、上述したような従来のスイッチング電源装置は、入力電圧が一定電圧以下、たとえば、入力電圧が３００Ｖ以下の電源に対して好適なものがほとんどである。従来のスイッチング電源装置は、このような比較的低い入力電圧で使用した場合に最大の変換効率を得るための工夫がされている。現在では、より広範囲の入力電圧、たとえば入力電圧が１５０Ｖから６００Ｖの電圧に適用でき、しかも低ノイズで高い変換効率が得られるスイッチング電源装置が求められている。

広範囲の入力電圧に対応したスイッチング電源装置では、入力電圧が高い場合には、一次側のスイッチング素子の電圧ストレスが高くなるため、高効率化が困難になる。

また、広範囲の入力電圧に対応させるためには、スイッチング電源装置の絶縁トランスの巻数比を大きくしなければならない。このため、入力電圧が高い場合には、二次側のスイッチング素子の電圧ストレスも大きくなってしまい、二次側で同期整流を行ったとしても高効率化が困難になる。

スイッチング電源装置が備える絶縁トランスの二次側には、インバータの中間電圧（２００Ｖから４００Ｖの電圧）を生成させることが多い。そのため、通常でも二次側のスイッチング素子の電圧ストレスは高く、損失を低減することが困難である。

入力電圧が高い場合に受ける電圧ストレスに耐えるためには、スイッチング電源装置の構成部品の耐圧を上げれば良い。しかし、構成部品の耐圧を上げると、高耐圧の部品ほど損失が大きくなる傾向がある。このため、広範囲の入力電圧に対し低ノイズで高い変換効率が得られるスイッチング電源装置とするためには、回路構成に特別な工夫を加える必要がある。

本発明は、このような従来の要請に応えるためになされたものであり、広範囲の入力電圧に対し低ノイズで高い変換効率が得られるスイッチング電源装置の提供を目的とする。

上記目的を達成するための本発明に係るスイッチング電源装置は、トランス、第１スイッチング回路、第２スイッチング回路、補助スイッチング回路、複数の第３スイッチング回路、複数の第４スイッチング回路、複数の平滑回路整流回路、２つの出力端子及び信号出力回路を備える。

トランスは一次巻線と複数の二次巻線とを有する。

第１スイッチング回路はトランスの一次巻線の一端と直流電源の一方の極性の端子とに接続され、第２スイッチング回路はトランスの一次巻線の他端と直流電源の他方の極性の端子とに接続され、補助スイッチング回路はトランスの一次巻線の両端に接続される。

第３スイッチング回路は、トランスの各二次巻線の一端にその一端が接続される。第４スイッチング回路は、各二次巻線の他端と第３スイッチング回路の他端に接続される。平滑回路は、第４スイッチング回路の両端に接続される。２つの出力端子は、平滑回路が備えるコンデンサの両端に接続されトランスの各二次巻線の両端に連なる。

信号出力回路は、第１スイッチング回路及び第２スイッチング回路にスイッチング信号を出力し、補助スイッチング回路にアクティブクランプ制御信号を出力し、第３スイッチング回路に同期整流制御信号１を及び第４スイッチング回路に同期整流制御信号２を出力する。前記スイッチング信号は前記アクティブクランプ制御信号がＬＯＷになっているときにＨＩＧＨになり、前記アクティブクランプ制御信号は前記スイッチング信号がＬＯＷになっているときにＨＩＧＨになり、同期整流制御信号１と同期整流制御信号２のＬＯＷとＨＩＧＨの位相は１８０°ずれている。

本発明に係るスイッチング電源装置によれば次のような効果を奏する。

第１スイッチング回路と第２スイッチング回路を直流電源に対して直列に接続しているので、第１スイッチング回路と第２スイッチング回路の耐圧を下げることができる。このため、スイッチング電源装置は、広範囲の入力電圧に適用させることができる。

トランスの二次巻線を複数設け、各二次巻線を直列に接続しているので、第３スイッチング回路、第４スイッチング回路及び平滑回路の耐圧を下げることができる。このため、スイッチング電源装置は、広範囲の入力電圧に適用させることができる。

第１スイッチング回路、第２スイッチング回路、補助スイッチング回路によるアクティブクランプ動作によってＺＶＳが可能となる。このため、トランスの一次側のスイッチング損失を低減することができる。

第１スイッチング回路、第２スイッチング回路がＯＦＦしたときの電圧をアクティブクランプ動作によって緩やかに変化させることができる。このため、スイッチングノイズを抑制することができ、スイッチングノイズ抑制用のスナバ回路を設けなくとも、低ノイズ化が実現できる。

補助スイッチング回路によって、トランスに蓄積された磁束をリセットできる。このため、トランスに蓄積された磁束をリセットするためのリセット回路が不要になり、部品点数の削減とリセット回路分の損失が低減できる。

第３スイッチング回路及び第４スイッチング回路によって同期整流を実現しているので、整流動作に伴うスイッチング損失を低減させることができる。

実施形態１に係るスイッチング電源装置の回路図である。 図１のスイッチング電源装置のタイミングチャートおよび一次側の電圧電流波形である。 図２のタイミングチャートにおけるモード１及びモード２の電流経路図である。 図２のタイミングチャートにおけるモード３及びモード４の電流経路図である。 実施形態２に係るスイッチング電源装置の回路図である。 図５のスイッチング電源装置の一次側の電流波形である。 図５のスイッチング電源装置の二次側の電圧電流波形である。 図５のスイッチング電源装置の一次側及び二次側のタイミングチャートである。 図８のタイミングチャートにおけるモード１の電流経路図である。 図８のタイミングチャートにおけるモード２の電流経路図である。 図８のタイミングチャートにおけるモード３の電流経路図である。 図８のタイミングチャートにおけるモード４の電流経路図である。

以下に、本発明に係るスイッチング電源装置の実施形態を、［実施形態１］及び［実施形態２］に分けて説明する。

［実施形態１］
（回路の構成）
図１は実施形態１に係るスイッチング電源装置１００の回路図である。スイッチング電源装置１００は直流電源１５０の直流電圧を昇圧または降圧してＶｏｕｔの直流電圧を出力する。本実施形態では直流電源１５０の電圧を６００Ｖ、出力電圧Ｖｏｕｔは４００Ｖとしている。

スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤｉ１、コンデンサＣＡ１は第１スイッチング回路１０を形成する。

スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤｉ２、コンデンサＣＡ２は第２スイッチング回路２０を形成する。

スイッチング素子ＱＡ１、ダイオードＤＡ１、コンデンサＣＳＷ１、コンデンサＣｃｌ１は補助スイッチング回路３０を形成する。

第１スイッチング回路１０、第２スイッチング回路２０及び補助スイッチング回路３０は、同一の回路要素を用いて同一の回路で形成する。同一の回路要素を用いて各スイッチング回路を形成することによって、回路構成が単純化できる。

トランスＴ１は一次巻線４２と複数の二次巻線４４Ａ、４４Ｂとを有する。一次巻線４２と二次巻線４４Ａ、４４Ｂはスイッチング電源装置１００の一次側と二次側を絶縁する。

第１スイッチング回路１０はトランスＴ１の一次巻線４２の一端と直流電源１５０の＋側の端子に接続する。第２スイッチング回路２０はトランスＴ１の一次巻線４２の他端と直流電源１５０の−側の端子に接続する。

補助スイッチング回路３０はトランスＴ１の一次巻線４２の一端と他端に接続する。リップル電圧を低減させるコンデンサＣ１は直流電源１５０の＋端子と−端子に接続する。

したがって、第１スイッチング回路１０と第２スイッチング回路２０とは直流電源１５０に対して直列に接続され、補助スイッチング回路３０は一次巻線４２に並列に接続され、コンデンサＣ１は直流電源１５０に対して並列に接続される。

直流電源１５０の電圧は、第１スイッチング回路１０と第２スイッチング回路２０とで１／２ずつ分担する。

スイッチング信号出力回路５０は、スイッチング素子Ｑ１とＱ２にスイッチング信号を供給し、スイッチング素子ＱＡ１にアクティブクランプ制御信号を供給する。スイッチング信号はアクティブクランプ制御信号がＬＯＷになっているときにＨＩＧＨになる信号であり、アクティブクランプ制御信号は前記スイッチング信号がＬＯＷになっているときにＨＩＧＨになる信号である。

スイッチング素子Ｑ３Ａ、ダイオードＤｏ３Ａは第３スイッチング回路６０Ａを形成し、スイッチング素子Ｑ３Ｂ、ダイオードＤｏ３Ｂは第３スイッチング回路６０Ｂを形成する。

スイッチング素子Ｑ４Ａ、ダイオードＤｏ４Ａは第４スイッチング回路７０Ａを形成し、スイッチング素子Ｑ４Ｂ、ダイオードＤｏ４Ｂは第４スイッチング回路７０Ｂを形成する。

第３スイッチング回路６０Ａ、６０Ｂ及び第４スイッチング回路７０Ａ、７０Ｂは、同一の回路要素を用いて同一の回路に形成する。同一の回路要素を用いて形成することによって、回路構成が単純化できる。

第３スイッチング回路６０Ａは、トランスＴ１の二次巻線４４Ａの一端にその一端が接続される。第３スイッチング回路６０Ｂは、トランスＴ１の二次巻線４４Ｂの一端にその一端が接続される。

第４スイッチング回路７０Ａは、トランスＴ１の二次巻線４４Ａの他端と第３スイッチング回路６０Ａの他端に接続される。第４スイッチング回路７０Ｂは、トランスＴ１の二次巻線４４Ｂの他端と第３スイッチング回路６０Ｂの他端に接続される。

コイルＬ１ＡとコンデンサＥＬＣ１Ａは平滑回路８０Ａを形成し、コイルＬ１ＢとコンデンサＥＬＣ１Ｂは平滑回路８０Ｂを形成する。

平滑回路８０Ａは第４スイッチング回路７０Ａの両端に接続され、平滑回路８０Ｂは第４スイッチング回路７０Ｂの両端に接続される。

出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ２は、平滑回路８０Ａが備えるコンデンサＥＬＣ１Ａの両端に接続されトランスＴ１の二次巻線４４Ａの両端に連なる。出力端子ｏｕｔ３とｏｕｔ４は、平滑回路８０Ｂが備えるコンデンサＥＬＣ１Ｂの両端に接続されトランスＴ１の二次巻線４４Ｂの両端に連なる。

出力端子ｏｕｔ２とｏｕｔ３は、トランスＴ１の二次巻線４４Ａと４４Ｂが直列に接続されるように接続される。したがって、出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ４から直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。

同期整流制御信号出力回路９０は、第３スイッチング回路６０Ａ、６０Ｂに同期整流制御信号１を出力し、第４スイッチング回路７０Ａ、７０Ｂに同期整流制御信号２を出力する。同期整流制御信号１と同期整流制御信号２はＬＯＷとＨＩＧＨを交互に繰り返している。

出力電圧検出センサ１１０は、出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ４との間の直流電圧Ｖｏｕｔを検出する。検出した直流電圧の大きさはスイッチング信号出力回路５０と同期整流信号出力回路９０に出力される。

スイッチング信号出力回路５０は、検出された直流電圧の大きさが目標電圧（本実施形態では４００Ｖ）よりも大きくなると、スイッチング信号のＨＩＧＨ時間を短くし、アクティブクランプ制御信号のＨＩＧＨ時間を長くする。逆に、検出された直流電圧の大きさが目標電圧よりも小さくなると、スイッチング信号のＨＩＧＨ時間を長くし、アクティブクランプ制御信号のＨＩＧＨ時間を短くする。スイッチング信号のＨＩＧＨ時間、アクティブクランプ制御信号のＨＩＧＨ時間は、検出される直流電圧の大きさに応じて、出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ４から目標電圧の出力を維持できるように変化させる。

同期整流制御信号出力回路９０は、検出された直流電圧の大きさが目標電圧（本実施形態では１００Ｖ）よりも大きくなると同期整流制御信号１のＨＩＧＨ時間を短くし、同期整流制御信号２のＨＩＧＨ時間を長くする。逆に、検出された直流電圧の大きさが目標電圧よりも小さくなると同期整流制御信号１のＨＩＧＨ時間を長くし、同期整流制御信号２のＨＩＧＨ時間を短くする。同期整流制御信号１のＨＩＧＨ時間、同期整流制御信号２のＨＩＧＨ時間は、検出される直流電圧の大きさに応じて、出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ４から目標電圧の出力を維持できるように変化させる。

（回路の動作）
図２は、図１のスイッチング電源装置１００のタイミングチャートおよび一次側の電圧電流波形である。図３及び図４は、図２のタイミングチャートの各モードに対応した電流経路図である。

図２に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲートには、タイミングチャートで示すような矩形波のスイッチング信号が、それぞれ同一のタイミングで印加される。また、スイッチング素子ＱＡ１には、タイミングチャートに示すような矩形波のアクティブクランプ制御信号が印加される。

さらに、スイッチング素子Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂのゲートには、タイミングチャートで示すような矩形波の同期整流信号１が、それぞれ同一のタイミングで印加される。また、スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂのゲートには、タイミングチャートで示すような矩形波の同期整流信号２が、それぞれ同一のタイミングで印加される。

スイッチング信号と同期整流信号１は同一タイミングでＨＩＧＨ、ＬＯＷを繰り返し、アクティブクランプ制御信号と同期整流信号２は同一タイミングでＨＩＧＨ、ＬＯＷを繰り返す。

スイッチング信号は、アクティブクランプ制御信号がＬＯＷになっている間の任意の時間ＨＩＧＨになる。アクティブクランプ制御信号は、スイッチング信号がＬＯＷになっている間の任意の時間ＨＩＧＨになる。

したがって、図２のタイミングチャートに示すように、スイッチング信号がＨＩＧＨでアクティブクランプ制御信号がＬＯのとき、スイッチング信号がＨＩＧＨからＬＯＷに移行しアクティブクランプ制御信号がＬＯＷのとき、スイッチング信号がＬＯＷでアクティブクランプ制御信号がＨＩＧＨのとき、スイッチング信号がＬＯＷでアクティブクランプ信号がＨＩＧＨからＬＯＷに移行するときの４つの状態を有する。

なお、スイッチング信号及びアクティブクランプ制御信号がＨＩＧＨになっている時間は、出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ４から出力される直流電圧の大きさが目標電圧に対してどの程度ずれているかによって異なる。

次に、これら４つの状態での回路の動作を、モードごとに分けて図１−図４を参照しながら説明する。

１.モード１
<Ｑ１.Ｑ２：ＯＮ、ＱＡ１：ＯＦＦ、Ｑ３Ａ.Ｑ３Ｂ：ＯＮ、Ｑ４Ａ.Ｑ４Ｂ：ＯＦＦ>
スイッチング信号がＨＩＧＨでアクティブクランプ制御信号がＬＯＷのとき（Ｑ１.Ｑ２：ＯＮ、ＱＡ１：ＯＦＦ）には、一次側では第１スイッチング回路１０及び第２スイッチング回路２０が通電可能状態にある。また、このときには、二次側では第３スイッチング回路６０Ａ、６０Ｂが通電可能状態にある。したがって、一次側及び二次側では、図３Ａに示す経路に電流が流れる。

つまり、一次側では、図１に示した、直流電源１５０の＋端子から第１スイッチング回路１０、トランスＴ１の一次巻線４２、第２スイッチング回路２０、直流電源１５０の−端子を結ぶ経路に電流が流れる。その結果、トランスＴ１の二次巻線４４Ａ、４４Ｂに電圧が誘起される。

二次側では、図１に示した出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ４との間に負荷が接続されている（図示していない）ので、トランスＴ１の二次巻線４４Ａから平滑回路８０Ａを介して出力端子ｏｕｔ１に至り、図示しない負荷を通って、出力端子ｏｕｔ４から第３スイッチング回路６０Ｂ、二次巻線４４Ｂ、平滑回路８０Ｂ、出力端子ｏｕｔ２、ｏｕｔ３、第３スイッチング回路６０Ａに至る経路に電流が流れる。

トランスＴ１の一次側において、モード１におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧は、図２のタイミングチャートに示すようにＶｆ１になる。Ｖｆ１の電圧は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の順方向に電流が流れているときにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２で発生する電圧降下である。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２には、タイミングチャートに示すようなＶｆ１の影響による順方向損失が発生する。

また、モード１におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電流は、図２のタイミングチャートに示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＮした後に直線的に急上昇し、その後は安定する。この動作により一次巻線４２にエネルギーが蓄積される。

モード１におけるスイッチング素子ＱＡ１のドレイン−ソース間電圧は、図２のタイミングチャートに示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＮすると同時に一次巻線４２のインダクタンスの影響で一瞬上昇した後安定した電圧になる。

また、モード１におけるスイッチング素子ＱＡ１のドレイン−ソース間電流は、スイッチング素子ＱＡ１がＯＦＦであるため、図２のタイミングチャートに示すように０である。したがって、スイッチング素子ＱＡ１の損失も、図２のタイミングチャートに示すように０である。

一方、この時の、電源装置１５０の＋端子と−端子との間に流れる電流は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電流と同じである。すなわち、図２のタイミングチャートに示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＮした後に直線的に急上昇し、その後は安定する。

トランスＴ１の二次側において、第３スイッチング回路６０Ａ、６０ＢがＯＮしているので、二次巻線４４Ａ、４４Ｂは直列に接続される。出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ４との間に出力される直流電圧Ｖｏｕｔは、平滑回路８０Ａと８０Ｂによってリップル電圧の小さな平滑化された電圧となる。

スイッチング信号出力回路５０が出力するスイッチング信号のＬＯＷ、ＨＩＧＨのタイミングと、同期整流制御信号出力回路９０が出力する同期整流制御信号１のＬＯＷ、ＨＩＧＨのタイミングとは同一である。したがって、第１スイッチング回路１０、第２スイッチング回路２０は、第３スイッチング回路６０Ａ、６０Ｂと同一のタイミングでＯＮ、ＯＦＦを繰り返す。

２.モード２
<Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＮからＯＦＦ、Ｑ３Ａ.Ｑ３Ｂ：ＯＮからＯＦＦ、Ｑ４Ａ.Ｑ４Ｂ：ＯＦＦからＯＮ>
スイッチング信号がＨＩＧＨでアクティブクランプ制御信号がＬＯＷの状態から、スイッチング信号とアクティブクランプ制御信号とが共にＬＯＷの状態（Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＦＦ）に移行すると、一次側では、一時的に、直流電源１５０の＋端子からコンデンサＣＡ１、トランスＴ１の一次巻線４２、コンデンサＣＡ２、直流電源１５０の−端子を結ぶ経路に電流が流れる。このように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＦＦした瞬間にコンデンサＣＡ１、ＣＡ２に電流が流れるので、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）が実現できる。コンデンサＣＡ１、ＣＡ２の充電が完了すると、一次側及び二次側では、図３Ｂに示す経路に電流が流れる。

つまり、一次側では、図１に示した、トランスＴ１の一次巻線４２、補助スイッチング回路３０のダイオードＤＡ１、コンデンサＣｃｌ１を結ぶ経路に電流が流れる。

二次側では、図１に示した出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ４との間に負荷が接続されている（図示していない）ので、第４スイッチング回路７０Ａ、平滑回路８０Ａを介して出力端子ｏｕｔ１に至り、図示しない負荷を通って、出力端子ｏｕｔ４から第４スイッチング回路７０Ｂ、平滑回路８０Ｂ、出力端子ｏｕｔ２、ｏｕｔ３に至る経路に電流が流れる。

モード２におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧は、図２のタイミングチャートに示すように、コンデンサＣｃｌ１の充電が進むに連れてＶｆ１から緩慢に上昇する。このため、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＦＦする際に発生するサージ電圧を抑制することができる。

また、モード２におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電流は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＦＦするため、図２のタイミングチャートに示すように０になる。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の損失も、図２のタイミングチャートに示すように０である。

モード２におけるスイッチング素子ＱＡ１のドレイン−ソース間電圧は、図２のタイミングチャートに示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＦＦすると同時に急激に一定電圧Ｖｆまで低下する。

また、モード２におけるスイッチング素子ＱＡ１のドレイン−ソース間電流は、モード１で一次巻線４２に蓄積されたエネルギーがＣｃｌ１を充電するため、図２のタイミングチャートに示すように、０から−方向に急激に流れて急激に回復するＶ字形状になる。この時には、スイッチング素子ＱＡ１がＯＦＦであるため、図２のタイミングチャートに示すように、スイッチング素子ＱＡ１の損失は０である。

一方、この時の、電源装置１５０の電流は、図２のタイミングチャートに示すように０である。これは、モード２では、図３Ｂ、図１に示したように、トランスＴ１の一次巻線４２、補助スイッチング回路３０のダイオードＤＡ１、コンデンサＣｃｌ１で形成される閉回路に、トランスＴ１の一次巻線４２に蓄積された磁束をリセットするためのリセット電流Ｉｒが循環するからである。このリセット電流Ｉｒは、上述の閉回路を循環するのみである。したがって、図２のタイミングチャートに示したように、直流電源１５０側には流出しない。このため、リセット電流Ｉｒによる直流電源１５０側へのノイズの流出も抑制される。

モード２では、前述のように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、ＱＡ１のゼロボルトスイッチングを実現できるので、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、ＱＡ１でスイッチング損失は発生しない。また、スイッチング時にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２で発生するサージ電圧の大きさを低減できる。このように、スイッチング損失の発生をなくし、サージ電圧の大きさを低減できるので、第１スイッチング回路１０と第２スイッチング回路２０の構成部品として、耐圧の低い汎用的な安価な部品を使用できる。

このように、モード２では、スイッチング信号がＬＯＷになり第１スイッチング回路１０及び第２スイッチング回路２０がＯＦＦした後、アクティブクランプ制御信号がＨＩＧＨになって補助スイッチング回路３０がＯＮする。スイッチング信号がＬＯＷになってからアクティブクランプ制御信号がＨＩＧＨになるまでの間、一次巻線４２及び補助スイッチング回路３０によって電流閉回路を形成し、電流閉回路にトランスＴ１に蓄積された磁束をリセットするためのリセット電流Ｉｒを流すことになる。

３.モード３
<Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＮ、Ｑ３Ａ.Ｑ３Ｂ：ＯＦＦ、Ｑ４Ａ.Ｑ４Ｂ：ＯＮ>
スイッチング信号とアクティブクランプ制御信号とが共にＬＯＷの状態からスイッチング信号がＬＯＷでアクティブクランプ制御信号がＨＩＧＨの状態<Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＮ>に移行すると、一次側及び二次側では図４Ａに示す経路に電流が流れる。

つまり、一次側では、コンデンサＣｃｌ１、補助スイッチング回路３０のスイッチング素子ＱＡ１、一次巻線４２を結ぶ経路に電流が流れる。この電流はコンデンサＣｃｌ１を放電するために流れる。

また、二次側では、モード２と同様に、第４スイッチング回路７０Ａ、平滑回路８０Ａを介して出力端子ｏｕｔ１に至り、図示しない負荷を通って、出力端子ｏｕｔ４から第４スイッチング回路７０Ｂ、平滑回路８０Ｂ、出力端子ｏｕｔ２、ｏｕｔ３に至る経路に電流が流れる。

モード３におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧は、図２のタイミングチャートに示すように、コンデンサＣｃｌ１の放電が進むにつれて、上昇し直流電源１５０の電圧で安定する。

また、モード３におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電流は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＦＦであるため、図２のタイミングチャートに示すように０になる。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の損失も、図２のタイミングチャートに示すように０である。

モード３におけるスイッチング素子ＱＡ１のドレイン−ソース間電圧は、図２のタイミングチャートに示すようにＶｆになる。Ｖｆの電圧は、スイッチング素子ＱＡ１の順方向に電流が流れているときにスイッチング素子ＱＡ１で発生する電圧降下である。したがって、スイッチング素子ＱＡ１には、タイミングチャートに示すようなＶｆの影響による順方向損失が発生する。

また、モード３におけるスイッチング素子ＱＡ１のドレイン−ソース間電流は、Ｃｃｌ１の放電電流により、図２のタイミングチャートに示すように、徐々に上昇する。

この時の、電源装置１５０の電流は、図２のタイミングチャートに示すように０である。

４.モード４
<Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＮからＯＦＦ、Ｑ３Ａ.Ｑ３Ｂ：ＯＦＦ、Ｑ４Ａ.Ｑ４Ｂ：ＯＮからＯＦＦ>
スイッチング信号がＬＯＷでアクティブクランプ制御信号がＨＩＧＨの状態からスイッチング信号とアクティブクランプ制御信号とが共にＬＯＷの状態<Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＦＦ>に移行すると、一次側及び二次側では図４Ｂに示す経路に電流が流れる。

つまり、一次側では、図１に示した、トランスＴ１の一次巻線４２から第１スイッチング回路１０、コンデンサＣ１、第２スイッチング回路２０を結ぶ経路に電流が流れる。第１スイッチング回路１０及び第２スイッチング回路２０では、まず、コンデンサＣＡ１、ＣＡ２に電流が流れ、ＣＡ１、ＣＡ２の放電が完了するとダイオードＤ１、Ｄ２に流れる。この電流は、コンデンサＣＡ１、ＣＡ２が放電するために流れる。

二次側では、第４スイッチング回路７０ＡのＤｏ４Ａ、平滑回路８０Ａを介して出力端子ｏｕｔ１に至り、図示しない負荷を通って、出力端子ｏｕｔ４から第４スイッチング回路７０ＢのＤｏ４Ｂ、平滑回路８０Ｂ、出力端子ｏｕｔ２、ｏｕｔ３に至る経路に電流が流れる。

モード４におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧は、図２のタイミングチャートに示すように、Ｖｆ１に向かって直線的に下降する。

また、モード４におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電流は、図４Ｂに示すように、ＣＡ１、ＣＡ２、Ｄ１、Ｄ２に電流が流れるため、０から−方向に流れる。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の損失は、図２のタイミングチャートに示すように０である。

モード４におけるスイッチング素子ＱＡ１のドレイン−ソース間電圧は、図２のタイミングチャートに示すようにＶｆから上昇する。

また、モード４におけるスイッチング素子ＱＡ１のドレイン−ソース間電流は、図２のタイミングチャートに示すように、急激に降下する。

一方、この時の、電源装置１５０の電流は、図２のタイミングチャートに示すように０である。

モード４でＱ１、Ｑ２に逆方向電流が流れている状態でモード１へ移行するため、Ｑ１、Ｑ２はゼロボルトスイッチングが可能となる。したがって、本実施形態に係るスイッチング電源装置１００は、以上のモード１からモード４の動作を繰り返し行って、トランスＴ１の二次側から直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置１００によれば、補助スイッチング回路３０の動作によって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の電圧ストレスを入力電圧以下にすることができる。そのため、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に低耐圧のものが使用できる。

補助スイッチング回路３０の動作によって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、ＱＡ１のゼロボルトスイッチングが実現でき、スイッチング損失の低減ができる。

補助スイッチング回路３０の動作によって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＦＦしたときの電圧の変化が緩やかになる。このため、サージ電圧の発生を抑制でき、低ノイズ化が実現できる。

トランスＴ１に蓄積された磁束をリセットするためのリセット電流Ｉｒを直流電源側に流さないので、直流電源側へのリップルノイズ流出量を減少させることができ、コンデンサＣ１の小型化と回路損失の低減を図ることができる。

また、トランスＴ１の二次側に複数の巻線４４Ａ、４４Ｂを設け、それぞれの巻線に第３スイッチング回路６０Ａ、６０Ｂ、第４スイッチング回路７０Ａ、７０Ｂ、平滑回路８０Ａ、８０Ｂを設けているので、それぞれの回路の電圧ストレスを出力電圧以下にすることができる。そのため、スイッチング素子Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂ、Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、コイルＬ１Ａ、Ｌ１Ｂ、コンデンサＥＬＣ１Ａ、ＥＬＣ１Ｂに低耐圧のものが使用できる。

一般的に、一次側のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と二次側のスイッチング素子Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂ、Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂの電圧ストレスは入力電圧と比例した電圧になる。しかし、本実施形態ではスイッチング素子ＱＡ１によるアクティブクランプ動作をさせているので、一次側のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と二次側のスイッチング素子Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂ、Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂの電圧ストレスは入力電圧と比例関係にはならず、入力電圧が高くなっても、それぞれのスイッチング素子の電圧ストレスを低減させることができる。

さらに、二次側の整流をスイッチング素子Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂ、Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂによる同期整流としたことで高効率化が達成でできる。

二次側で整流する回路を複数の回路に分割してそれぞれの回路を直列に接続することで、二次側のスイッチング素子Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂの電圧ストレスを低減することができる。

［実施形態２］
図５は実施形態２に係るスイッチング電源装置５００の回路図である。スイッチング電源装置５００は、概略次のような構成を有する。

スイッチング電源装置５００は、実施形態１と同一の構成を有する第１スイッチング電源装置３００と、第１スイッチング電源装置３００から第４スイッチング回路及び平滑回路を取り除いた第２スイッチング電源装置４００とで構成される。

第１スイッチング電源装置３００の一次側と第２スイッチング電源装置４００の一次側は並列に接続される。また、第２スイッチング電源装置４００の二次側の各二次巻線と各第３スイッチング回路は第１スイッチング電源装置３００の二次側の各二次巻線と各第３スイッチング回路と並列に接続される。

（回路の構成）
スイッチング電源装置５００の具体的な構成を図７に基づいて説明する。スイッチング電源装置５００は、実施形態１と同様に直流電源６５０の直流電圧を昇圧または降圧してＶｏｕｔの直流電圧を出力する。

＜第１スイッチング電源装置３００＞
スイッチング素子Ｑ２１Ａ、ダイオードＤｉ２１、コンデンサＣＡ２１は第１スイッチング回路４１０Ａを形成する。

スイッチング素子Ｑ２１Ｂ、ダイオードＤｉ２２、コンデンサＣＡ２２は第２スイッチング回路４１０Ｂを形成する。

スイッチング素子ＱＡ２１、ダイオードＤＡ２１、コンデンサＣＳＷ２１、コンデンサＣｃｌ２Ａは補助スイッチング回路４３０Ａを形成する。

第１スイッチング回路４１０Ａ、第２スイッチング回路４１０Ｂ及び補助スイッチング回路４３０Ａは、同一の回路要素を用いて同一の回路で形成する。同一の回路要素を用いて各スイッチング回路を形成することによって、回路構成が単純化できる。

トランスＴ１は一次巻線４４２Ａと複数の二次巻線４４４Ａ、４４４Ｂとを有する。一次巻線４４２Ａと二次巻線４４４Ａ、４４４Ｂは第１スイッチング電源装置３００の一次側と二次側を絶縁する。

第１スイッチング回路４１０ＡはトランスＴ１の一次巻線４４２Ａの一端と直流電源６５０の＋側の端子に接続する。第２スイッチング回路４１０ＢはトランスＴ１の一次巻線４４２Ａの他端と直流電源６５０の−側の端子に接続する。

補助スイッチング回路４３０ＡはトランスＴ１の一次巻線４４２Ａの一端と他端に接続する。リップル電圧を低減させるコンデンサＣ２は直流電源６５０の＋端子と−端子に接続する。

したがって、第１スイッチング回路４１０Ａと第２スイッチング回路４１０Ｂとは直流電源６５０に対して直列に接続され、補助スイッチング回路４３０Ａは一次巻線４４２Ａに並列に接続され、コンデンサＣ２は直流電源６５０に対して並列に接続される。

第１スイッチング電源装置３００では、直流電源６５０の電圧は、第１スイッチング回路４１０Ａと第２スイッチング回路４１０Ｂとで１／２ずつ分担する。

スイッチング素子Ｑ２３Ａ、ダイオードＤｏ２３Ａは第３スイッチング回路４６０Ａを形成し、スイッチング素子Ｑ２３Ｂ、ダイオードＤｏ２３Ｂは第３スイッチング回路４６０Ｂを形成する。

スイッチング素子Ｑ２４Ａ、ダイオードＤｏ２４Ａは第４スイッチング回路４７０Ａを形成し、スイッチング素子Ｑ２４Ｂ、ダイオードＤｏ２４Ｂは第４スイッチング回路４７０Ｂを形成する。

第３スイッチング回路４６０Ａ、４６０Ｂ及び第４スイッチング回路４７０Ａ、４７０Ｂは、同一の回路要素を用いて同一の回路に形成する。同一の回路要素を用いて形成することによって、回路構成が単純化できる。

第３スイッチング回路４６０Ａは、トランスＴ１の二次巻線４４４Ａの一端にその一端が接続される。第３スイッチング回路４６０Ｂは、トランスＴ１の二次巻線４４４Ｂの一端にその一端が接続される。

第４スイッチング回路４７０Ａは、トランスＴ１の二次巻線４４４Ａの他端と第３スイッチング回路４６０Ａの他端に接続される。第４スイッチング回路４７０Ｂは、トランスＴ１の二次巻線４４４Ｂの他端と第３スイッチング回路４６０Ｂの他端に接続される。

コイルＬ２ＡとコンデンサＥＬＣ２Ａは平滑回路４８０Ａを形成し、コイルＬ２ＢとコンデンサＥＬＣ２Ｂは平滑回路４８０Ｂを形成する。

平滑回路４８０Ａは第４スイッチング回路４７０Ａの両端に接続され、平滑回路４８０Ｂは第４スイッチング回路４７０Ｂの両端に接続される。

出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ２は、平滑回路４８０Ａが備えるコンデンサＥＬＣ２Ａの両端に接続されトランスＴ１の二次巻線４４４Ａの両端及びトランスＴ２の二次巻線４４４Ｃの両端に連なる。出力端子ｏｕｔ３とｏｕｔ４は、平滑回路４８０Ｂが備えるコンデンサＥＬＣ２Ｂの両端に接続されトランスＴ１の二次巻線４４４Ｂの両端及びトランスＴ２の二次巻線４４４Ｄの両端に連なる。

出力端子ｏｕｔ２とｏｕｔ３は、トランスＴ１の二次巻線４４４Ａと４４４Ｂが直列に接続されるように、また、トランスＴ２の二次巻線４４４Ｃと４４４Ｄが直列に接続されるように接続される。したがって、出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ４から直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。

＜第２スイッチング電源装置４００＞
スイッチング素子Ｑ２１Ｃ、ダイオードＤｉ２３、コンデンサＣＡ２３は第１スイッチング回路４１０Ｃを形成する。

スイッチング素子Ｑ２１Ｄ、ダイオードＤｉ２４、コンデンサＣＡ２４は第２スイッチング回路４１０Ｄを形成する。

スイッチング素子ＱＡ２２、ダイオードＤＡ２２、コンデンサＣＳＷ２２、コンデンサＣｃｌ２Ｂは補助スイッチング回路４３０Ｂを形成する。

第１スイッチング回路４１０Ｃ、第２スイッチング回路４１０Ｄ及び補助スイッチング回路４３０Ｂは、同一の回路要素を用いて同一の回路で形成する。同一の回路要素を用いて各スイッチング回路を形成することによって、回路構成が単純化できる。

トランスＴ２は一次巻線４４２Ｂと複数の二次巻線４４４Ｃ、４４４Ｄとを有する。一次巻線４４２Ｂと二次巻線４４４Ｃ、４４４Ｄは第２スイッチング電源装置４００の一次側と二次側を絶縁する。

第１スイッチング回路４１０ＣはトランスＴ２の一次巻線４４２Ｃの一端と直流電源６５０の＋側の端子に接続する。第２スイッチング回路４１０ＤはトランスＴ２の一次巻線４４２Ｂの他端と直流電源６５０の−側の端子に接続する。

補助スイッチング回路４３０ＢはトランスＴ２の一次巻線４４２Ｂの一端と他端に接続する。

したがって、第１スイッチング回路４１０Ｃと第２スイッチング回路４１０Ｄとは直流電源６５０に対して直列に接続され、補助スイッチング回路４３０Ｂは一次巻線４４２Ｂに並列に接続される。

第２スイッチング電源装置４００でも、直流電源６５０の電圧は、第１スイッチング回路４１０Ｃと第２スイッチング回路４１０Ｄとで１／２ずつ分担する。

スイッチング素子Ｑ２３Ｃ、ダイオードＤｏ２３Ｃは第３スイッチング回路４６０Ｃを形成し、スイッチング素子Ｑ２３Ｄ、ダイオードＤｏ２３Ｄは第３スイッチング回路４６０Ｄを形成する。

第３スイッチング回路４６０ＣはトランスＴ２の二次巻線４４４Ｃの一端と第１スイッチング電源装置３００の第３スイッチング回路４６０Ａとに接続される。第３スイッチング回路４６０ＤはトランスＴ２の二次巻線４４４Ｄの一端と第１スイッチング電源装置３００の第３スイッチング回路４６０Ｂとに接続される。

トランスＴ２の二次巻線４４４Ｃの他端は第１スイッチング電源装置３００のトランスＴ１の二次巻線４４４Ａに接続され、トランスＴ２の二次巻線４４４Ｄの他端は第１スイッチング電源装置３００のトランスＴ１の二次巻線４４４Ｂに接続される。

したがって、トランスＴ２の二次巻線４４４Ｃと第３スイッチング回路４６０Ｃは、第１スイッチング電源装置３００のトランスＴ１の二次巻線４４４Ａと第３スイッチング回路４６０Ａに並列に接続される。また、トランスＴ２の二次巻線４４４Ｄと第３スイッチング回路４６０Ｄは、第１スイッチング電源装置３００のトランスＴ１の二次巻線４４４Ｂと第３スイッチング回路４６０Ｂに並列に接続される。

スイッチング信号出力回路４５０は、第１スイッチング電源装置３００の第１スイッチング回路４１０Ａと第２スイッチング回路４１０Ｂにスイッチング信号１を供給し、同時に、第２スイッチング電源装置４００の第１スイッチング回路４１０Ｃと第２スイッチング回路４１０Ｄにスイッチング信号２を供給する。スイッチング信号出力回路４５０が第１スイッチング回路４１０Ａと第２スイッチング回路４１０Ｂに供給するスイッチング信号１の位相は、第１スイッチング回路４１０Ｃと第２スイッチング回路４１０Ｄに供給するスイッチング信号２の位相に対して１８０°ずれている。

また、スイッチング信号出力回路４５０は、第１スイッチング電源装置３００の補助スイッチング回路４３０Ａにアクティブクランプ制御信号１を供給する。同時に、第２スイッチング電源装置４００の補助スイッチング回路４３０Ｂにアクティブクランプ制御信号２を供給する。また、スイッチング信号出力回路４５０が補助スイッチング回路４３０Ａに供給するアクティブクランプ制御信号１の位相は、補助スイッチング回路４３０Ｂに供給するアクティブクランプ制御信号２の位相に対して１８０°ずれている。

また、スイッチング信号出力回路４５０が供給するスイッチング信号１、スイッチング信号２はアクティブクランプ制御信号１、アクティブクランプ制御信号２がＬＯＷになっているときにＨＩＧＨになる信号であり、アクティブクランプ制御信号１、アクティブクランプ制御信号２は前記スイッチング信号１、スイッチング信号２がＬＯＷになっているときにＨＩＧＨになる信号である。

同期整流制御信号出力回路４９０は、第１スイッチング電源装置３００の第３スイッチング回路４６０Ａ、４６０Ｂに同期整流制御信号１を供給する。同時に、第２スイッチング電源装置４００の第３スイッチング回路４６０Ｃ、４６０Ｄに同期整流制御信号２を供給する。同期整流制御信号出力回路４９０が第３スイッチング回路４６０Ａ、４６０Ｂに供給する同期整流制御信号１の位相は、第３スイッチング回路４６０Ｃ、４６０Ｄに供給する同期整流制御信号２の位相に対して１８０°ずれている。

同期整流制御信号出力回路４９０は、第１スイッチング電源装置３００の第４スイッチング回路４７０Ａ、４７０Ｂに同期整流制御信号３を供給する。同期整流制御信号３の位相は同期整流制御信号１及び同期整流制御信号２の位相と１８０°ずれている。

同期整流制御信号１のＨＩＧＨとＬＯＷのタイミングはスイッチング信号１のＨＩＧＨとＬＯＷのタイミングに同期させている。また、同期整流制御信号２のＨＩＧＨとＬＯＷのタイミングはスイッチング信号２のＨＩＧＨとＬＯＷのタイミングに同期させている。同期整流制御信号３は、同期整流信号１と同期整流信号２が共にＬＯＷのときのみＨＩＧＨとなる。

出力電圧検出センサ６１０は、出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ４との間の直流電圧Ｖｏｕｔを検出する。検出した直流電圧の大きさはスイッチング信号出力回路４５０と同期整流信号出力回路４９０に出力される。

スイッチング信号出力回路４５０は、検出された直流電圧の大きさが目標電圧（本実施形態では４００Ｖ）よりも大きくなると、スイッチング信号１、スイッチング信号２のＨＩＧＨ時間を短くし、アクティブクランプ制御信号１、アクティブクランプ制御信号２のＨＩＧＨ時間を長くする。逆に、検出された直流電圧の大きさが目標電圧よりも小さくなると、スイッチング信号１、スイッチング信号２のＨＩＧＨ時間を長くし、アクティブクランプ制御信号、アクティブクランプ制御信号２のＨＩＧＨ時間を短くする。スイッチング信号１、スイッチング信号２のＨＩＧＨ時間、アクティブクランプ制御信号１、アクティブクランプ制御信号２のＨＩＧＨ時間は、検出される直流電圧の大きさに応じて、出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ４から目標電圧の出力を維持できるように変化させる。

同期整流制御信号出力回路４９０は、検出された直流電圧の大きさが目標電圧（本実施形態では４００Ｖ）よりも大きくなると同期整流制御信号１、同期整流制御信号２のＨＩＧＨ時間を短くし、同期整流信号３のＨＩＧＨ時間を長くする。逆に、検出された直流電圧の大きさが目標電圧よりも小さくなると同期整流制御信号１、同期整流制御信号２のＨＩＧＨ時間を長くし、同期整流信号３のＨＩＧＨ時間を短くする。同期整流制御信号１、同期整流制御信号２、同期整流制御信号３のＨＩＧＨ時間は、検出される直流電圧の大きさに応じて、出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ４から目標電圧の出力を維持できるように変化させる。

（回路の動作）
図６は、図５のスイッチング電源装置５００の一次側の電流波形である。

図６に示すように、スイッチング信号１がＨＩＧＨになっているときに直流電源６５０から第１スイッチング電源装置３００の一次側に電流が流れ、また、スイッチング信号２がＨＩＧＨになっているときに直流電源６５０から第２スイッチング電源装置４００の一次側に電流が流れる、したがって、コンデンサＣ２には、スイッチング信号１またはスイッチング信号２がＨＩＧＨになっているときに電流が流れ、コンデンサＣ２に流れる電流の周波数は、スイッチング信号１及びスイッチング信号２の周波数の２倍の周波数になる。

なお、スイッチング素子ＱＡ２１、ＱＡ２２のゲートには、それぞれ位相が異なる矩形波のアクティブクランプ制御信号１、アクティブクランプ制御信号２が供給される。スイッチング素子ＱＡ２１に供給されるアクティブクランプ制御信号１は、スイッチング素子Ｑ２１Ａ及びＱ２１Ｂに供給されるスイッチング信号１に同期する。また、スイッチング素子ＱＡ２２に供給されるアクティブクランプ制御信号２は、スイッチング素子Ｑ２１Ｃ及びＱ２１Ｄに供給されるスイッチング信号２に同期する。

図７は、図５のスイッチング電源装置５００の二次側の電圧電流波形である。

図７に示すように、第１スイッチング電源装置３００のスイッチング素子Ｑ２３Ａ、Ｑ２３Ｂには、同期整流制御信号１に同期する電圧が印加される。

また、第２スイッチング電源装置４００のスイッチング素子Ｑ２３Ｃ、Ｑ２３Ｄには、同期整流制御信号２に同期する電圧が印加される。

さらに、スイッチング素子Ｑ２４Ａ、Ｑ２４Ｂには、同期整流制御信号１及び同期整流制御信号２に同期する電圧が印加される。

平滑化回路４８０Ａを形成するコイルＬ２ＡとコンデンサＥＬＣ２Ａ及び平滑化回路４８０Ｂを形成するコイルＬ２ＢとコンデンサＥＬＣ２Ｂには、図７に示すような、同期整流制御信号１と同期整流制御信号２の周波数の２倍の周波数の電流が流れる。換言すれば、スイッチング信号１とスイッチング信号２の周波数の２倍の周波数の電流が流れる。

平滑回路４８０Ａ及び４８０Ｂにスイッチング信号１及びスイッチング信号２の２倍の周波数の電流が流れるので、トランスＴ１及びＴ２の二次巻線４４４Ａ、４４４Ｂ、４４４Ｃ、４４４Ｄの巻き数を１／２にできる。このため、スイッチング素子Ｑ２４Ａ及びＱ２４Ｂの電圧ストレスを低減させることができ、スイッチング素子Ｑ２４Ａ及びＱ２４ＢのＯＮ、ＯＦＦ時に発生するスイッチング損失が低減できる。また、トランスＴ１及びＴ２の小型化が可能になる。

図８は、図５のスイッチング電源装置の一次側及び二次側のタイミングチャートである。

スイッチング信号出力回路４５０から供給されるスイッチング信号１、スイッチング信号２、アクティブクランプ制御信号１、アクティブクランプ制御信号２及び同期整流制御信号出力回路４９０から供給される同期整流制御信号１、同期整流制御信号２、同期整流制御信号３のＨＩＧＨ、ＬＯＷの切り替わりのタイミング及びそれぞれの信号間の時系列的な関係は、図８に示す通りである。

図８に示すように、スイッチング電源装置５００の動作は、スイッチング信号１、同期整流制御信号１、アクティブクランプ制御信号２がＨＩＧＨになっている状態、同期整流制御信号３のみがＨＩＧＨになっている状態、スイッチング信号２、同期整流制御信号２、アクティブクランプ制御信号１がＨＩＧＨになっている状態、同期整流制御信号３のみがＨＩＧＨになっている状態、の４つの状態を有する。

なお、スイッチング信号１、スイッチング信号２、アクティブクランプ制御信号１、アクティブクランプ制御信号２、同期整流制御信号１、同期整流制御信号２、同期整流制御信号３がＨＩＧＨになっている時間は、出力端子ｏｕｔ１とｏｕｔ４から出力される直流電圧の大きさが目標電圧に対してどの程度ずれているかによって異なる。

次に、これら４つの状態での回路の動作を、４つのモードに分けて図５−図１２を参照しながら説明する。
図９−図１２は、図８のタイミングチャートの各モードに対応した電流経路図である。

１．モード１
＜Ｑ２１Ａ.Ｑ２１Ｂ：ＯＮ、Ｑ２１Ｃ.Ｑ２１Ｄ：ＯＦＦ、
ＱＡ２１：ＯＦＦ、ＱＡ２２：ＯＮ、Ｑ２３Ａ.Ｑ２３Ｂ：ＯＮ、
Ｑ２３Ｃ.Ｑ２３Ｄ：ＯＦＦ、Ｑ２４Ａ.Ｑ２４Ｂ：ＯＦＦ＞
このモードは、図８に示すモード１の状態であり、第１スイッチング電源回路３００が実施形態１のモード１と同一の状態で動作し、第２スイッチング電源回路４００の一次側が実施形態１のモード３と同一の状態で動作する。

したがって、第１スイッチング電源回路３００では、直流電源６５０から第１スイッチング回路４３０Ａ、第２スイッチング回路４３０Ｂを介してトランスＴ１の一次巻線４４２Ａに電流が流れる。また、トランスＴ１の二次巻線４４４Ａ、４４４Ｂに誘起された電圧によって、ｏｕｔ１とｏｕｔ４との間に直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。一方、第２スイッチング電源回路４００では、補助スイッチング回路４３０ＢによってトランスＴ２の一次巻線４４２Ｂに電流が流れる。

２．モード２
＜Ｑ２１Ａ.Ｑ２１Ｂ：ＯＦＦ、Ｑ２１Ｃ.Ｑ２１Ｄ：ＯＦＦ、
ＱＡ２１：ＯＦＦ、ＱＡ２２：ＯＦＦ、Ｑ２３Ａ.Ｑ２３Ｂ：ＯＦＦ、
Ｑ２３Ｃ.Ｑ２３Ｄ：ＯＦＦ、Ｑ２４Ａ.Ｑ２４Ｂ：ＯＮ＞
このモードは、図８に示すモード２の状態であり、第１スイッチング電源回路３００が実施形態１のモード２と同一の状態で動作し、第２スイッチング電源回路４００の一次側が実施形態１のモード４と同一の状態で動作する。

したがって、第１スイッチング電源回路３００では、補助スイッチング回路４３０ＡによってトランスＴ１の一次巻線４４２Ａに電流が流れる。また、第４スイッチング回路４７０Ａ、４７０Ｂがｏｕｔ１とｏｕｔ４との間で平滑回路を接続し、ｏｕｔ１とｏｕｔ４との間に直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。一方、第２スイッチング電源回路４００では、第１スイッチング回路４１０Ｃ、第２スイッチング回路４１０Ｄのコンデンサを介してトランスＴ２の一次巻線４４２Ｂが直流電源６５０に接続される。

３．モード３
＜Ｑ２１Ａ.Ｑ２１Ｂ：ＯＦＦ、Ｑ２１Ｃ.Ｑ２１Ｄ：ＯＮ、
ＱＡ２１：ＯＮ、ＱＡ２２：ＯＦＦ、Ｑ２３Ａ.Ｑ２３Ｂ：ＯＦＦ、
Ｑ２３Ｃ.Ｑ２３Ｄ：ＯＮ、Ｑ２４Ａ.Ｑ２４Ｂ：ＯＦＦ＞
このモードは、図８に示すモード３の状態であり、第２スイッチング電源回路４００が実施形態１のモード３と同一の状態で動作し、第１スイッチング電源回路３００が実施形態１のモード１と同一の状態で動作する。

したがって、第１スイッチング電源回路３００では、補助スイッチング回路４３０ＡによってトランスＴ１の一次巻線４４２Ａに電流が流れる。一方、第２スイッチング電源回路４００では、直流電源６５０から第１スイッチング回路４３０Ｃ、第２スイッチング回路４３０Ｄを介してトランスＴ２の一次巻線４４２Ｂに電流が流れる。また、トランスＴ２の二次巻線４４４Ｃ、４４４Ｄに誘起された電圧によって、ｏｕｔ１とｏｕｔ４との間に直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。

４．モード４
＜Ｑ２１Ａ.Ｑ２１Ｂ：ＯＦＦ、Ｑ２１Ｃ.Ｑ２１Ｄ：ＯＦＦ、
ＱＡ２１：ＯＦＦ、ＱＡ２２：ＯＦＦ、Ｑ２３Ａ.Ｑ２３Ｂ：ＯＦＦ、
Ｑ２３Ｃ.Ｑ２３Ｄ：ＯＦＦ、Ｑ２４Ａ.Ｑ２４Ｂ：ＯＮ＞
このモードは、図８に示すモード４の状態であり、第１スイッチング電源回路３００が実施形態１のモード４と同一の状態で動作し、第２スイッチング電源回路４００の一次側が実施形態１のモード２と同一の状態で動作する。

したがって、第１スイッチング電源回路３００では、第１スイッチング回路４３０Ａ、第２スイッチング回路４３０Ｂのコンデンサを介してトランスＴ１の一次巻線４４２Ａが直流電源６５０に接続される。一方、第２スイッチング電源回路４００では、補助スイッチング回路４３０ＢによってトランスＴ２の一次巻線４４２Ｂに電流が流れる。また、第４スイッチング回路４７０Ａ、４７０Ｂがｏｕｔ１とｏｕｔ４との間で平滑回路を接続し、ｏｕｔ１とｏｕｔ４との間に直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。

モード４まで回路の動作が進むと、図９に示すモード１の動作に移行し、モード１の回路の動作に戻る。したがって、本実施形態に係るスイッチング電源装置５００は、以上のモード１からモード４の動作を繰り返し行って、トランスＴ１及びＴ２の二次側から直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置５００は、第１スイッチング電源装置３００と第２スイッチング電源装置４００が交互に動作して、直流電圧を出力する。

このため、トランスＴ１、Ｔ２の二次巻線４４４Ａ、４４４Ｂ、４４４Ｃ、４４４Ｄの巻き数を実施形態１のトランスＴ１の二次巻線４４Ａ、４４Ｂの巻き数の半分にすることができる。

一般的に、第１スイッチング電源装置３００と第２スイッチング電源装置４００のトランスＴ１、Ｔ２の二次巻線の巻回数は、出力電圧Ｖｏｕｔをスイッチング素子のデューティー比で割った回数とする必要がある。

本実施形態では、第３スイッチング回路４６０Ａ、４６０Ｂと第３スイッチング回路４６０Ｃ、４６０Ｄが交互に導通するため、第４スイッチング回路４７０Ａ、４７０Ｂにはスイッチング信号１、スイッチング信号２の２倍の周波数の電圧が発生する。

このため、トランスＴ１、Ｔ２の二次巻線の必要巻回数は、出力電圧Ｖｏｕｔをスイッチング素子のデューティー比で割った回数の約半分に低減できる。また、トランスＴ１、Ｔ２が小型化できる。

また、第４スイッチング回路４７０Ａ、４７０Ｂのスイッチング素子Ｑ２４Ａ、Ｑ２４Ｂの電圧ストレスを低減させることができる。電圧ストレスが低減された分だけ耐圧の低いスイッチング素子を用いれば、スイッチング素子の順方向損失を低減させることができる。

さらに、スイッチング信号１とスイッチング信号２の位相は１８０度逆位相であるために、スイッチング電源装置３００と４００は交互に動作する。このため、コンデンサＣ２に流れる電流は、スイッチング信号１、２のＯＮ、ＯＦＦの周波数の２倍の周波数になり、リップル電圧を低減するために設けてあるコンデンサＣ２を小型化できる。また、平滑回路４８０Ａ、４８０Ｂの出力平滑用のコイルＬ２Ａ、Ｌ２Ｂ及び出力平滑用のコンデンサＥＬＣ２Ａ、ＥＬＣ２Ｂも小型化できる。

なお、以上は実施形態２に係るスイッチング電源装置５００の効果であるが、スイッチング電源装置５００には、当然のことながら、実施形態１に係るスイッチング電源装置１００の効果も併せ持っている。

１０、４１０Ａ、４１０Ｃ 第１スイッチング回路、
２０、４１０Ｂ、４１０Ｄ 第２スイッチング回路、
３０、４３０Ａ、４３０Ｂ 補助スイッチング回路、
４２、４４２Ａ、４４２Ｂ 一次巻線、
４４、４４４Ａ、４４４Ｂ、４４４Ｃ、４４４Ｄ 二次巻線、
５０、４５０ スイッチング信号出力回路、
６０Ａ、６０Ｂ、４６０Ａ、４６０Ｂ、４６０Ｃ、４６０Ｄ 第３スイッチング回路、
７０Ａ、７０Ｂ、４７０Ａ、４７０Ｂ、４７０Ｃ、４７０Ｄ 第４スイッチング回路、
８０Ａ、８０Ｂ、４８０Ａ、４８０Ｂ、４８０Ｃ、４８０Ｄ 平滑回路、
９０、４９０ 同期整流制御信号出力回路、
１００、５００ スイッチング電源装置、
１５０、６５０ 直流電源、
３００ 第１スイッチング電源装置、
４００ 第２スイッチング電源装置。

Claims (8)

1. 一次巻線と複数の二次巻線とを有するトランスと、
   前記トランスの一次巻線の一端と直流電源の一方の極性の端子とに接続される第１スイッチング回路と、
   前記一次巻線の他端と直流電源の他方の極性の端子とに接続される第２スイッチング回路と、
   前記一次巻線の両端に接続される補助スイッチング回路と、
   前記トランスの各二次巻線のそれぞれの一端にその一端が接続される複数の第３スイッチング回路と、
   前記各二次巻線のそれぞれの他端と前記複数の第３スイッチング回路のそれぞれの他端に接続される複数の第４スイッチング回路と、
   前記複数の第４スイッチング回路のそれぞれの両端に接続される複数の平滑回路と、
   前記複数の平滑回路が備えるそれぞれのコンデンサの両端に接続され前記トランスの各二次巻線の両端に連なる複数の出力端子と、
   前記第１スイッチング回路及び前記第２スイッチング回路にスイッチング信号を出力し、前記補助スイッチング回路にアクティブクランプ制御信号を出力し、前記複数の第３スイッチング回路のそれぞれに同期整流制御信号１を及び前記複数の第４スイッチング回路のそれぞれに同期整流制御信号２を出力する信号出力回路と、
   を有し、
   前記複数の出力端子の一方と他方は、２つの出力端子を除きすべての二次巻線が直列に接続されるように接続され、
   前記スイッチング信号は前記アクティブクランプ制御信号がＬＯＷになっているときにＨＩＧＨになり、前記アクティブクランプ制御信号は前記スイッチング信号がＬＯＷになっているときにＨＩＧＨになり、同期整流制御信号１と同期整流制御信号２のＬＯＷとＨＩＧＨの位相は１８０°ずれていることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記スイッチング信号がＬＯＷになり前記第１スイッチング回路及び前記第２スイッチング回路がＯＦＦした後、前記アクティブクランプ制御信号がＨＩＧＨになり前記補助スイッチング回路がＯＮするまでの間、前記一次巻線及び補助スイッチング回路によって電流閉回路を形成し、
   前記電流閉回路に前記トランスに蓄積された磁束をリセットするためのリセット電流を流すことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記出力端子の電圧を検出する出力電圧検出センサをさらに有し、
   前記信号出力回路は、検出された前記出力端子の電圧が目標電圧よりも大きくなると、前記スイッチング信号及び前記同期整流制御信号１のＨＩＧＨ時間を短くするとともに前記アクティブクランプ制御信号及び同期整流制御信号２のＨＩＧＨ時間を長くし、検出された前記出力端子の電圧が目標電圧よりも小さくなると、前記スイッチング信号及び前記同期整流制御信号１のＨＩＧＨ時間を長くするとともに前記アクティブクランプ制御信号及び同期整流制御信号２のＨＩＧＨ時間を短くすることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記信号出力回路は、前記スイッチング信号、前記同期整流制御信号１及び前記同期整流制御信号２のＨＩＧＨ時間を、検出された前記出力端子の電圧の大きさに応じて変化させることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 請求項１から４のいずれかに記載の構成を有する第１スイッチング電源装置と、
   前記第１スイッチング電源装置から第４スイッチング回路と平滑回路を取り除いた第２スイッチング電源装置と、
   前記第１スイッチング電源装置に対してスイッチング信号１、アクティブクランプ制御信号１、同期整流制御信号１及び同期整流制御信号３を出力する一方、前記第２スイッチング電源装置に対してスイッチング信号２、アクティブクランプ制御信号２、同期整流制御信号２及び同期整流制御信号３を出力する信号出力回路と、を有し、
   前記第２スイッチング電源装置の一次側は前記第１スイッチング電源装置の一次側と並列に接続され、
   前記第２スイッチング電源装置の二次側の各二次巻線と各第３スイッチング回路は前記第１スイッチング電源装置の二次側の各二次巻線と各第３スイッチング回路と並列に接続され、
   第２スイッチング電源装置のスイッチング信号２、アクティブクランプ制御信号２及び同期整流制御信号２のＬＯＷとＨＩＧＨの位相は、第１スイッチング電源装置のスイッチング信号１、アクティブクランプ制御信号１及び同期整流制御信号１のＬＯＷとＨＩＧＨの位相に対して１８０°ずれていることを特徴とするスイッチング電源装置。
6. 前記出力端子の電圧を検出する出力電圧検出センサをさらに有し、
   前記信号出力回路は、検出された前記出力端子の電圧が目標電圧よりも大きくなると、前記スイッチング信号１、前記スイッチング信号２、前記同期整流制御信号１及び前記同期整流制御信号２のＨＩＧＨ時間を短くするとともに前記アクティブクランプ制御信号及び同期整流制御信号３のＨＩＧＨ時間を長くし、検出された前記出力端子の電圧が目標電圧よりも小さくなると、前記スイッチング信号１、前記スイッチング信号２、前記同期整流制御信号１及び前記同期整流制御信号２のＨＩＧＨ時間を長くするとともに前記アクティブクランプ制御信号及び同期整流制御信号３のＨＩＧＨ時間を短くすることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記信号出力回路は、前記スイッチング信号１、前記スイッチング信号２、前記同期整流制御信号１、前記同期整流制御信号２及び前記同期整流制御信号３のＨＩＧＨ時間を、検出された前記出力端子の電圧の大きさに応じて変化させることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記第３スイッチング回路及び前記第４スイッチング回路は、スイッチング素子としてダイオードよりも順方向損失の少ないＭＯＳＦＥＴを用いていることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。