WO2017188741A1 - 포워드-플라이백 버스 컨버터 - Google Patents

포워드-플라이백 버스 컨버터 Download PDF

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WO2017188741A1
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switch
clamping
turned
synchronous rectification
main
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PCT/KR2017/004468
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홍성수
정광순
추재호
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엠투파워 주식회사
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter

Definitions

  • the present invention relates to a bus converter for an auxiliary battery charger for a vehicle, and more particularly, to a forward-flyback bus converter that can be connected to a half-bridge or full-bridge structure by applying an active clamping circuit.
  • Electric vehicles are equipped with a high voltage battery for driving a motor corresponding to an engine and a low voltage battery for powering other electronic devices, and a power conversion circuit for transferring energy from a high voltage battery to a low voltage battery is essential.
  • the bus converter is usually driven at a fixed frequency and 50% fixed duty ratio, and the front of the bus converter to control the final output. We will use another converter.
  • LLC converters having excellent efficiency and EMI (Electro-Magnetic Interference) performance have been used as bus converters.
  • the LLC converter switches ZVT (Zero Voltage Transition) switching at 'turn-on' and switches at the peak value of the magnetizing current at 'turn-off' regardless of the size of the load. The switching loss is minimized and the power conversion efficiency is increased.
  • ZVT Zero Voltage Transition
  • a large amount of current flows to the secondary side, which is a great help to improve efficiency.
  • LLC bus converters have limitations in improving efficiency due to large conduction losses due to resonant current, and the AC RMS current flowing through the output capacitor becomes very large due to the resonant current. In some cases, you may need to use a second-order filter.
  • the transformer primary switch is turned 'on'.
  • a small leakage inductance of the transformer enables ZVT to reduce switching losses, and the current flowing through the transformer secondary forms a pulse, resulting in a smaller AC RMS current than the resonant type, reducing conduction losses.
  • the burden on the secondary filter capacitor can be reduced.
  • the inductor is used on the secondary side of the transformer, when a large current flows on the secondary side, it is possible to put a lot of burden on improving the efficiency.
  • the present invention is to solve the above problems, by using a forward-fly back converter using two transformers in series without the inductor on the transformer secondary side as a bus converter for driving at a fixed frequency and 50% duty ratio
  • the purpose is to minimize the conduction loss at the secondary side of the transformer through which a large current flows.
  • a circuit for placing the active clamping circuit on the high side has an object of facilitating a heat dissipation structure.
  • a forward-flyback bus converter may be provided.
  • a plurality of main switches may be connected to a main switch unit and a main switch unit in which a plurality of main switches are connected in a full-bridge or half-bridge manner.
  • Primary winding part connected in series, secondary winding part electromagnetically coupled with primary winding part, synchronous rectification switch ( Msr ) part and synchronous rectifying switch which can be connected to secondary winding part by high-side or low-side M sr ) may include a clamping switch (M cl ) that is connected to the secondary winding portion based on the position connected, the main switch unit may be driven with a duty ratio (D) of 0.5.
  • the clamping switch (M cl ) can be connected to the secondary winding by a common anode, and the synchronous rectification switch (M sr ) is low- If connected to the side, the clamping switch (M cl ) may be connected to the secondary winding by a common-cathode (Common-Cathode).
  • the magnetization inductances of the first primary winding and the second primary winding of the primary winding may have the same value, and individual inductors may be connected to the first primary winding and the second primary winding in parallel, and in this case, the connected individual The magnetizing inductance may be changeable by the inductor.
  • the synchronous rectification switch M sr of the forward-flyback bus converter may include a first synchronous rectification switch M sr1 and a second synchronous rectification switch M sr2 , and may include a first and the second synchronous rectifier switch current is cross-current (commutation) first synchronous rectifier switch (M sr1) within the interval is turned to be in the (M sr1, M sr2) - the second synchronous rectifier switch (M sr2) as on the As the second synchronous rectification switch M sr2 is turned on as the turn-off or the first synchronous rectification switch M sr1 is turned off, the first and second synchronous rectification switches M sr1 and M sr2 are alternated. Can be operated respectively.
  • clamping the switch of the flyback bus converter (M cl) portions, the first clamping switch, the four (M cl1) and a second clamping switch (M cl2) may contain, the main switch unit a main switch (M 1, M 2, M 3, M 4) are the full-case connected to the bridge scheme second clamping switch (M cl2) is the current (i cl2) passing through the second clamping switch (M cl2) positive
  • the first clamping switch (M cl1 ) may be turned off when the first main switch (M 1 ) and the fourth main switch (M 4 ) are turned off at the same time.
  • clamping the switch of the flyback bus converter (M cl) portion provided with a first clamping switch (M cl1) and a second clamping switch may be included (M cl2), the main switch, a plurality of parts a main switch (M 1, M 2) are half-bridge when connected in such a manner the second clamping switch (M cl2) of the second clamping switch in the interval having a value, the amount of electric current (i cl2) passing through the (M cl2) It may be turned on and turned off at the time when the first main switch M 1 is turned off, and the first clamping switch M cl1 flows through the first clamping switch M cl1 i cl1 . It may be turned off at a time when the second main switch (M 2 ) is turned off in the interval having a positive value.
  • a battery or a load other than the battery may be connected to the output terminal of the forward-flyback bus converter according to the exemplary embodiment of the present invention.
  • the forward-flyback bus converter according to an embodiment of the present invention can maximize efficiency by minimizing conduction loss by using a structure without an inductor on the secondary side of the transformer.
  • the synchronous rectification switch is located at high-side, so that the transformer secondary side winding in which a large current flows when applied to a system in which a frame such as an electric vehicle can be directly connected to the ground of a low voltage battery without electrical isolation.
  • the clamping circuit according to an embodiment of the present invention can use a synchronous rectification switch having a small breakdown voltage by clamping the voltage applied to the synchronous rectification switch as an integer multiple of the output voltage, thereby improving the efficiency by reducing the conduction loss of the synchronous rectification switch. Can be.
  • FIG. 1 is a block diagram of a circuit controlling a current charged from a high voltage power supply to a low voltage load by using a forward-flyback bus converter according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIGS. 2A and 2B show a half-bridge structure and a full-bridge structure, respectively, according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3A illustrates a circuit in which a synchronous rectification switch unit is located at low-side and uses one clamping capacitor equivalently according to an embodiment of the present invention.
  • 3B illustrates a circuit in which a synchronous rectification switch unit is located at a low side and uses two clamping capacitors equivalently according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4A illustrates a circuit in which a synchronous rectification switch unit is located at high-side and uses one clamping capacitor equivalently according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4B illustrates a circuit in which a synchronous rectification switch unit is located at high-side and uses two clamping capacitors equivalently according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5A illustrates a circuit for explaining an operation of a forward-flyback bus converter to which a full-bridge main switch unit and a synchronous rectification switch unit located in high-side are applied according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5B illustrates a circuit for explaining an operation of a forward-flyback bus converter to which a half-bridge main switch unit and a synchronous rectification switch unit located at high-side are applied according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 shows waveforms of principal parts for explaining the operation of FIG. 5A.
  • any part of the specification is to “include” any component, this means that it may further include other components, except to exclude other components unless otherwise stated.
  • the terms “... unit”, “module”, etc. described in the specification mean a unit for processing at least one function or operation, which may be implemented in hardware or software or a combination of hardware and software. .
  • a part of the specification is “connected” to another part, this includes not only “directly connected”, but also “connected with other elements in the middle”.
  • the structure in which the inductor is in the secondary side of the transformer increases the losses caused by the contact resistance across the inductor when the secondary side current is large, causing the efficiency reduction. Therefore, the structure without the inductor on the secondary side is advantageous in terms of efficiency, and the structure without the inductor on the secondary side of the non-resonant type is a forward-flyback converter using two transformers connected in series.
  • Bus converters on the other hand, have the conditions to satisfy zero voltage transition (ZVT) switching at full load range without the aid of transformer leakage inductance or a separate auxiliary inductor, regardless of topology.
  • ZVT zero voltage transition
  • the synchronous rectification switch uses a high breakdown voltage MOSFET, which has a low parasitic capacitance across the drain-source.
  • the number of MOSFETs used in parallel is small, so that the equivalent parasitic capacitance also has a small value.
  • the clamping circuit that limits the voltage across the synchronous rectification switch to a certain level has a simple structure of RC or RCD snubber circuit. Even if the resonant energy is converted into thermal energy and removed, the effect on efficiency is minimal.
  • the lossless clamping circuit should be used to limit the voltage of the synchronous rectification switch to improve the efficiency.
  • the MOSFET is located at “High-Side”, which means that a bootstrap circuit is required to drive a gate because the source portion of the NMOS is not connected to the ground (GND) of the circuit. .
  • the MOSFET is located at "Low-Side", meaning that in the case of NMOS, the source portion is connected to the ground (GND) of the circuit, so that a bootstrap circuit for driving the gate is not necessary.
  • FIG. 1 is a block diagram of a circuit controlling a current charged from a high voltage power supply to a low voltage load by using a forward-flyback bus converter according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIGS. 2A and 2B illustrate a half-bridge structure and a full-bridge structure of the main switch unit 1000 according to an embodiment of the present invention, respectively.
  • FIG. 3A illustrates a circuit in which a synchronous rectification switch 4000 according to an embodiment of the present invention is located at a low side and uses one clamping capacitor equivalently
  • FIG. 3B illustrates a synchronization according to an embodiment of the present invention.
  • the rectifier switch 4000 is located at Low-Side and shows a circuit using two clamping capacitors equivalently.
  • FIG. 4A illustrates a circuit in which a synchronous rectification switch 4000 according to an embodiment of the present invention is located at high-side and uses one clamping capacitor equivalently
  • FIG. 4B illustrates a synchronization according to an embodiment of the present invention.
  • the rectifier switch 4000 is located on the high side, and shows a circuit using two clamping capacitors equivalently.
  • a forward-flyback bus converter may be provided as an embodiment of the present invention.
  • a plurality of main switches are connected to a main switch part 1000 and a main switch part 1000 connected in a full-bridge or half-bridge manner, and the first primary winding.
  • Primary windings 2000 connected in series with the second primary windings 2100, the secondary windings electromagnetically coupled to the primary windings 2000, the secondary windings and the high-side or low- It may include a clamping switch (M cl ) connected to the secondary winding based on the position of the synchronous rectification switch (M sr ) and the synchronous rectification switch (M sr ) that can be connected to the side, the main switch unit 1000 ) May be driven with a duty ratio D of 0.5. At this time, dead-time may occur to prevent a short circuit between switches, but it may be assumed that this may be ignored in a very short time.
  • a gate driving circuit having a bootstrap function may be required to drive the synchronous rectification switch 4000.
  • the driver circuit may not be necessary.
  • the clamping switch (M cl ) can be connected to the secondary winding by a common anode, and the synchronous rectification switch (M sr ) is low- If connected to the side, the clamping switch (M cl ) may be connected to the secondary winding by a common-cathode (Common-Cathode).
  • the magnetization inductances of the first primary winding 2100 and the second primary winding 2200 of the primary winding unit 2000 may have the same value, and the first primary winding 2100 and the second primary winding ( Individual inductors may be connected in parallel to each other, and in this case, magnetization inductance may be changed by the connected individual inductors. In this case, the inductance of the individual inductor may take the role of the magnetization inductance.
  • the synchronous rectification switch M sr of the forward-flyback bus converter includes a first synchronous rectification switch M sr1 4100 and a second synchronous rectification switch M sr2 4200.
  • the first and second synchronous rectifying switch current is cross-current (commutation) first synchronous rectifier switch (M sr1) in the interval (4100) of the (M sr1, M sr2) is turned on, as on the 2
  • the synchronous rectification switch M sr2 4200 is turned off or the first synchronous rectification switch M sr1 4100 is turned off, the second synchronous rectification switch M sr2 4200 is turned off.
  • the first and second synchronous rectification switches M sr1 and M sr2 may be operated alternately, respectively, and the first synchronous rectification switch M sr1 4100 and the second synchronous rectification are shown in FIG. 6.
  • the section in which the mutual currents are commutated may refer to a section of t o to t 1 , t 2 to t 3 , and t 4 to t 5, as shown in FIG. 6.
  • a battery or a load other than the battery 6000 may be connected to the output terminal of the forward-flyback bus converter according to the exemplary embodiment of the present invention.
  • 5A illustrates an operation of a forward-fly back bus converter to which a full-bridge main switch unit 1000 and a synchronous rectification switch unit 4000 located in high-side are applied according to an embodiment of the present invention. Represents a circuit.
  • the clamping switch (M cl) of the flyback bus converter section has a first clamping switch (M cl1) (5100) and the second clamping switch (M cl2) ( 5200 may be included, and the second clamping switch M cl2 5200 when four main switches M 1 , M 2 , M 3 , and M 4 of the main switch unit 1000 are connected in a full-bridge manner.
  • the first clamping switch (M cl1 ) 5100 is the current (i cl1 ) flowing to the first clamping switch (M cl1 ) 5100 Is turned on in a positive interval and is turned off at a time when the second main switch (M 2 ) 1200 and the third main switch (M 3 ) 1300 are simultaneously turned off.
  • a second clamping switch (M cl1, cl2 M) may be operated as described above to the ZVT.
  • 5B is a view illustrating the operation of the forward-flyback bus converter to which the main switch unit 1000 of the half-bridge type and the synchronous rectification switch unit 4000 located in the high-side are applied according to an embodiment of the present invention. Represents a circuit.
  • the clamping switch (M cl) of the flyback bus converter section has a first clamping switch (M cl1) (5100) and the second clamping switch (M cl2) ( 5200 may be included.
  • the second clamping switch M cl2 5200 may include a second clamping switch ( The current i cl2 flowing through M cl2 ) 5200 may be turned on in a positive interval and may be turned off at a time when the first main switch M 1 1100 is turned off.
  • the first clamping switch (M cl1 ) 5100 is turned on in a section in which the current (i cl1 ) flowing through the first clamping switch (M cl1 ) 5100 has a positive value and the second main switch (M 2). ) 1200 may be turned off at the time when it is turned off.
  • the leakage inductance L k of FIGS. 5A and 5B is the sum of the leakage inductances of the transformers T 1 and T 2, respectively, and the magnetization inductance and the turn ratio of T 1 and T 2 are the same, and thus are represented by Equation (1).
  • the clamping capacitor C cl and the bus converter input stage capacitor C B have a large enough capacity and can therefore be assumed to be constant voltage.
  • the clamping switch in the present invention may be a lossless active clamping circuit, by using this to eliminate the resonance peak voltage generated between the leakage inductance of the transformer and the parasitic capacitance across the drain-source of the synchronous rectification switch unit 4000
  • the voltage across the drain-source terminal of the synchronous rectification switch 4000 may be clamped by an integer multiple of the output voltage, for example, the integer multiple may be twice.
  • FIG. 6 shows waveforms of principal parts for explaining the operation of FIG. 5A.
  • first mode the section from t 0 to t 1 is referred to as “first mode”
  • second mode the section from t 1 to t 2 is referred to as “second mode” and t 2 .
  • the period of t 3 to a section of the "third mode”, from t 3 to t 4 is defined as "fourth mode”.
  • the time t 0 at which the first mode is started means a time when the second and third main switches M 2 and M 3 and the first clamping switch M cl 1 5100 are turned off at the same time.
  • the time point t 1 at which is terminated means a time point at which the current i sr2 flowing in the second synchronous rectification switch M sr2 4200 becomes zero.
  • the first and fourth main switches M 1 and M 4 are turned on by the current flowing through the leakage inductor before the first and fourth main switches M 1 and M 4 are turned on.
  • the voltage across the drain-source of each of the fourth main switches M 1 and M 4 decreases to zero, and the voltage V xy applied to the transformer rises to V B.
  • V xy is at the time t 0 the very short time that the V B V xy is V B.
  • the second mode starts at t 1 , at which time the first mode ends, and the first and fourth main switches M 1 and M 4 and the second clamping switch M cl2 5200 are turned off at the same time. End at time t -2 .
  • t x means the time point that is half of the effective duty ratio (Deff), and i Lm1 , i Lm2 at t x And i Lk have the same value, and thus, the average current I LV of i LV may be expressed by Equation 12.
  • the voltage V cl applied across the clamping capacitor C cl can be obtained as shown in [Equation 13] by applying the Volt-Sec equilibrium equation to the magnetizing inductance, and the input / output voltage relation is given as shown in [Equation 14].
  • Equation 15 The increase amount of i Lk in the first mode period is I LV / n, and thus Equation 15 holds.
  • Equation 16 From Equations 14 and 15, the effective duty ratio D eff can be obtained as shown in Equation 16.
  • Computer readable media can be any available media that can be accessed by a computer and includes both volatile and nonvolatile media, removable and non-removable media.
  • Computer readable media may include both computer storage media and communication media.
  • Computer storage media includes both volatile and nonvolatile, removable and non-removable media implemented in any method or technology for storage of information such as computer readable instructions, data structures, program modules or other data.
  • Communication media typically includes computer readable instructions, data structures, program modules, or other data in a modulated data signal such as a carrier wave, or other transmission mechanism, and includes any information delivery media.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

본 발명은 능동 클램핑 회로를 적용하여 하프-브릿지 또는 풀-브릿지 구조에 연결하여 사용할 수 있는 포워드-플라이백 버스 컨버터에 관한 것으로, 복수개의 주 스위치들이 풀-브릿지 또는 하프-브릿지 방식으로 연결된 주 스위치부, 주 스위 치부와 연결되고 제 1 일차 권선과 제 2 일차 권선이 직렬로 연결된 1차측 권선부, 1차측 권선부와 전자기 결합된 2차측 권선부, 2차측 권선부와 High-Side 또는 Low- Side로 연결 가능한 동기정류 스위치부 및 동기정류 스위치부가 연결된 위치에 기 초하여 2차측 권선부와 연결되는 클램핑 스위치부를 포함하고, 동기정류 스위치부 가 High-Side로 연결된다면, 클램핑 스위치부는 공통-애노드(Common-Anode)로 2차 측 권선부와 연결되고, 동기정류 스위치부가 Low-Side로 연결된다면, 클램핑 스위 치부는 공통-캐소드(Common-Cathode)로 2차측 권선부와 연결되는 것을 특징으로 한다.

Description

포워드-플라이백 버스 컨버터
본 발명은 차량용 보조 배터리 충전기를 위한 버스 컨버터에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 능동 클램핑 회로를 적용하여 하프-브릿지 또는 풀-브릿지 구조에 연결하여 사용할 수 있는 포워드-플라이백 버스 컨버터에 관한 것이다.
근래 국내외에서 전기 자동차에 대한 관심이 높아지고, 이에 대한 개발을 넘어 상용화 단계에 이르게 되었다. 전기 자동차는 엔진에 해당하는 모터를 구동하기 위한 고전압 배터리와 기타 전장품들에 전력을 공급하는 저전압 배터리가 탑재되어 있고, 필수적으로 고전압 배터리의 에너지를 저전압 배터리로 전달해 주는 전력변환회로가 필요하다. 그러나 고전압 배터리와 저전압 배터리의 전압 변동 범위가 매우 넓어서 단일 전력단으로 출력을 제어하기가 어렵기 때문에 통상적으로 고정주파수 및 50% 고정 듀티비로 구동되는 버스 컨버터와 최종 출력을 제어하기 위해 버스 컨버터 앞 단에 또 다른 컨버터를 사용하게 된다.
최근, 버스 컨버터로 효율 및 EMI(Electro-Magnetic Interference) 성능이 우수한 LLC 컨버터를 많이 사용하고 있다. LLC컨버터는 모든 스위치들이 ' 턴-온' 시에 ZVT(Zero Voltage Transition) 스위칭을 하고, '턴-오프' 시에 부하의 크기에 관계없이 자화 전류의 피크(peak)치에서 스위칭을 하고, 따라서 스위칭 손실이 최소화되어 전력변환 효율이 높아지는 장점이 있다. 또한, 트랜스포머 2차측에 인덕터가 없는 구조이기 때문에, 2차측에 대전류가 흐르는 경우 효율 제고에 상 당한 도움을 준다. 그러나, 이러한 장점에도 불구하고 LLC 버스 컨버터는 공진전류로 인한 도통 손실이 커서 효율을 높이는데 한계를 가지고 있고, 공진전류로 인해 출력 캐패시터에 흐르는 AC RMS 전류가 매우 커지게 되어 출력 캐패시터를 병렬로 많이 사용해야 하고, 상황에 따라서는 2차 필터를 사용해야 하는 경우도 발생하게 된다.
한편, 푸쉬-풀(Push-Pull), 하프-브릿지(Half-Bridge), 풀-브릿지 (Full-Bridge) 기반의 기존의 비공진형 버스 컨버터 경우 트랜스포머 1차측 주 스 위치가 '턴-온' 시에 트랜스포머의 약간의 누설 인덕턴스로도 ZVT가 가능하여 스위칭 손실을 줄일 수 있고, 트랜스포머 2차측에 흐르는 전류가 펄스 형태가 되어서 공진형에 비해 AC RMS 전류가 작아지게 되어서 도통 손실을 줄일 수 있고 트랜스포머 2차측 필터 캐패시터의 부담이 줄어들 수 있다. 그러나, 트랜스포머 2차측에 인덕터를 사용하는 구조이기 때문에 2차측에 대전류가 흐르는 경우 효율을 제고하는 것에 많은 부담을 줄 수 있게 된다.
본 발명은 상기의 문제점을 해결하기 위한 것으로, 트랜스포머 2차 측에 인덕터가 없이 2개의 트랜스포머를 직렬로 연결하여 사용하는 포워드-플라이 백 컨버터를 고정 주파수와 50% 듀티비로 구동시키는 버스 컨버터로 사용함으로써 대전류가 흐르는 트랜스포머 2차측에서의 도통 손실을 최소화함에 목적이 있다.
또한, 본 발명의 제안회로 중에서 특히, 능동 클램핑 회로를 High- Side에 위치시키는 회로는 방열 구조를 용이하게 함에 목적이 있다.
본 발명의 일 실시예로써 포워드-플라이백 버스 컨버터가 제공될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 포워드-플라이백 버스 컨버터는 복수개 의 주 스위치들이 풀-브릿지 또는 하프-브릿지 방식으로 연결된 주 스위치부, 주 스위치부와 연결되고 제1일차 권선과 제2일차 권선이 직렬로 연결된 1차측 권선부, 1차측 권선부와 전자기 결합된 2차측 권선부, 2차측 권선부와 High-Side 또 는 Low-Side로 연결 가능한 동기정류 스위치(Msr)부 및 동기정류 스위치(Msr)부가 연결된 위치에 기초하여 2차측 권선부와 연결되는 클램핑 스위치(Mcl)부를 포함할 수 있고, 주 스위치부는 듀티비(D)를 0.5로 하여 구동될 수 있다.
동기정류 스위치(Msr)부가 High-Side로 연결된다면, 클램핑 스위치 (Mcl)부는 공통-애노드(Common-Anode)로 2차측 권선부와 연결될 수 있고, 동기정류 스위치(Msr)부가 Low-Side로 연결된다면, 클램핑 스위치(Mcl)부는 공통-캐소드 (Common-Cathode)로 2차측 권선부와 연결될 수 있다.
또한, 1차측 권선부의 제 1 일차 권선과 제 2 일차 권선의 자화 인덕턴스는 동일한 값을 가질 수 있고, 제 1 일차 권선과 제 2 일차 권선에는 개별인덕터가 각각 병렬로 연결 가능하고, 이때에는 연결된 개별 인덕터에 의하여 자화 인덕턴스가 변경 가능할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 포워드-플라이백 버스 컨버터의 동기정류 스위치(Msr)부에는 제 1 동기정류 스위치(Msr1)와 제 2 동기정류 스위치(Msr2)가 포함될 수 있고, 제1 및 제 2 동기정류 스위치(Msr1, Msr2)의 전류가 상호전류(Commutation)되는 구간 내에서 제 1 동기정류 스위치(Msr1)가 턴-온 됨에 따라 제 2 동기정류 스위치(Msr2)가 턴-오프 되거나 제 1 동기정류 스위치(Msr1)가 턴-오프 됨에 따라 제 2 동기정류 스위치(Msr2)가 턴-온 됨으로써 제 1 및 제 2 동기정류 스위치 (Msr1, Msr2)가 교번하여 각각 동작될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 포워드-플라이백 버스 컨버터의 클램핑 스위치(Mcl)부에는 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)와 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)가 포함될 수 있고, 주 스위치부의 4개의 주 스위치(M1, M2, M3, M4)들이 풀-브릿지 방식으로 연결된 경우 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)는 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)에 흐르는 전류 (icl2)가 양의 값을 가지는 구간 내에서 턴-온되고 제 1 주 스위치(M1) 및 제 4 주 스위치(M4)가 동시에 턴-오프되는 시점에서 턴-오프될 수 있으며, 제 1 클램핑 스위 치(Mcl1)는 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)에 흐르는 전류(icl1)가 양의 값을 가지는 구간 내에서 턴-온되고 제 2 주 스위치(M2) 및 제 3 주 스위치(M3)가 동시에 턴-오프되는 시점에서 턴-오프될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 포워드-플라이백 버스 컨버터의 클램핑 스위치(Mcl)부에는 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)와 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)가 포함될 수 있고, 주 스위치부의 복수의 주 스위치(M1, M2)들이 하프-브릿지 방식으로 연결된 경우 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)는 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)에 흐르는 전류(icl2)가 양 의 값을 가지는 구간 내에서 턴-온되고 제 1 주 스위치(M1)가 턴-오프되는 시점에서 턴-오프될 수 있고, 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)는 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)에 흐르는 전류(icl1)가 양의 값을 가지는 구간에서 턴-온되고 제 2 주 스위치(M2)가 턴-오프되 는 시점에서 턴-오프될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 포워드-플라이백 버스 컨버터의 출력단에는 배터리 또는 배터리 이외의 부하가 연결될 수 있다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 포워드-플라이백 버스 컨버터는 트랜스포머 2차측에 인덕터가 없는 구조를 이용하여 도통 손실을 최소화시켜 효율을 극대화 시킬 수 있다.
본 발명의 일 실시 예에 따라 동기 정류 스위치가 High-Side에 위치함으로써, 전기 자동차 등 프레임이 저전압 배터리의 그라운드와 전기적인 절연 없이 직접 연결할 수 있는 시스템에 적용 시에 대전류가 흐르는 트랜스포머 2차측 권선을 전기적 절연 없이 직접 방열 프레임에 연결함으로써 방열에 우수한 특성을 가질 수 있다.
또한, 본 발명의 일 실시 예에 따른 클램핑 회로는 동기정류 스위치에 인가되는 전압을 출력전압의 정수배로 클램핑 시킴으로써 내압이 작은 동기 정류 스위치를 사용할 수 있어 동기정류 스위치의 도통 손실을 저감하여 효율을 높일 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 포워드-플라이백 버스 컨버터를 이용하여 고전압 전원부로부터 저전압 부하로 충전되는 전류를 제어하는 회로의 블록도이다.
도 2a 및 도 2b는 각각 본 발명의 일 실시예에 따른 주 스위치부의 하프-브 릿지 구조 및 풀-브릿지 구조를 나타낸다.
도 3a는 본 발명의 일 실시예에 따른 동기정류 스위치부가 Low-Side에 위치 하고, 클램핑 캐패시터를 등가적으로 1개 사용한 회로를 나타낸다.
도 3b는 본 발명의 일 실시예에 따른 동기정류 스위치부가 Low-Side에 위치 하고, 클램핑 캐패시터를 등가적으로 2개 사용한 회로를 나타낸다.
도 4a는 본 발명의 일 실시예에 따른 동기정류 스위치부가 High-Side에 위치 하고, 클램핑 캐패시터를 등가적으로 1개 사용한 회로를 나타낸다.
도 4b는 본 발명의 일 실시예에 따른 동기정류 스위치부가 High-Side에 위치 하고, 클램핑 캐패시터를 등가적으로 2개 사용한 회로를 나타낸다.
도 5a는 본 발명의 일 실시예에 따른 풀-브릿지 방식의 주 스위치부 및 High-Side에 위치하는 동기정류 스위치부가 적용된 포워드-플라이백 버스 컨버터의 동작을 설명하기 위한 회로를 나타낸다.
도 5b는 본 발명의 일 실시예에 따른 하프-브릿지 방식의 주 스위치부 및 High-Side에 위치하는 동기정류 스위치부가 적용된 포워드-플라이백 버스 컨버터의 동작을 설명하기 위한 회로를 나타낸다.
도 6은 도 5a의 동작을 설명하기 위한 주요부의 파형을 나타낸다.
아래에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
본 명세서에서 사용되는 용어에 대해 간략히 설명하고, 본 발명에 대해 구체적으로 설명하기로 한다.
본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어들을 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 판례, 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다.
또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당 되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌, 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 한다.
명세서 전체에서 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있음을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "...부", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현되거나 하드웨어와 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, 명세서 전체에서 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, "그 중간에 다른 소자를 사이에 두고" 연결되어 있는 경우도 포함한다.
트랜스포머 2차측에 대전류가 흐르는 버스 컨버터의 경우, 트랜스포머 2차측에 인덕터가 있는 구조는 2차측 전류가 클 경우 인덕터 양단의 접촉 저항에 의해 발생하는 손실이 증가하여 효율저감의 원인이 된다. 따라서 2차측에 인덕터가 없는 구조가 효율 측면에서 유리하고, 비 공진형 중 2차측에 인덕터가 없는 구조는 2개의 트랜스포머를 직렬로 연결하여 사용하는 포워드-플라이백 컨버터이다.
한편, 버스 컨버터는 토풀로지의 종류와 관계없이 트랜스포머의 누설 인덕턴스나 별도의 보조 인덕터의 도움 없이 전 부하 범위에서 턴-온 시 ZVT(Zero Voltage Transition) 스위칭을 만족할 수 있는 조건을 가지고 있다. 트랜스포머 2차측의 출력 전압이 높을 경우 동기 정류 스위치는 높은 내압의 MOSFET를 사용하게 되는데, 높은 내압의 MOSFET는 드레인-소스 양단의 기생 캐패시턴스가 작다. 또한, 동기 정류 스위치에 흐르는 전류가 작을 경우에는 병렬로 사용하는 MOSFET의 개수가 작아서, 등가 기생 캐패시턴스 또한 작은 값을 갖게 된다.
따라서, 트랜스포머의 누설 인덕턴스와 등가 기생 캐패시턴스와 사이에 공진 에너지의 양이 적게 되고, 이와 같은 이유로 동기정류 스위치 양단에 걸리는 전압을 일정 수준으로 제한하는 클램핑 회로는 간단한 구조의 RC 혹은 RCD 스너버 회로를 사용하여 공진에너지를 열 에너지로 변환하여 제거해도 효율에 주는 영향은 미미하다.
그러나, 출력 측이 저전압이고 동기 정류스위치에 흐르는 전류가 매우 클 경우, 도통 손실을 줄이기 위해 다수개의 MOSFET을 병렬로 사용하게 되어 공진 에너지가 커지게 된다. 따라서, 동기정류 스위치의 전압을 제한하기 위해 무손실 클램핑 회로를 사용해야 효율을 향상시킬 수 있다.
본 명세서에서 MOSFET이 “High-Side”에 위치한다는 것은, NMOS의 경우 소스(Source)부가 회로의 그라운드(GND)에 연결되어 있지 않아서 게이트를 구동하기 위하여 부트스트랩(Bootstrap) 회로가 필요한 것을 의미한다.
또한, MOSFET이 “Low-Side”에 위치한다는 것은, NMOS의 경우 소스(Source)부가 회로의 그라운드(GND)에 연결되어 있어서 게이트를 구동하기 위한 부트스트랩(Bootstrap) 회로가 필요 없는 것을 의미한다.
이하 첨부된 도면을 참고하여 본 발명을 상세히 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 포워드-플라이백 버스 컨버터를 이용하여 고전압 전원부로부터 저전압 부하로 충전되는 전류를 제어하는 회로의 블록도이다.
도 2a 및 도 2b는 각각 본 발명의 일 실시예에 따른 주 스위치부 (1000)의 하프-브릿지 구조 및 풀-브릿지 구조를 나타낸다.
도 3a는 본 발명의 일 실시예에 따른 동기정류 스위치부(4000)가 Low-Side에 위치하고, 클램핑 캐패시터를 등가적으로 1개 사용한 회로를 나타내고, 도 3b는 본 발명의 일 실시예에 따른 동기정류 스위치부(4000)가 Low-Side에 위치하고, 클램핑 캐패시터를 등가적으로 2개 사용한 회로를 나타낸다.
도 4a는 본 발명의 일 실시예에 따른 동기정류 스위치부(4000)가 High-Side에 위치하고, 클램핑 캐패시터를 등가적으로 1개 사용한 회로를 나타내고, 도 4b는 본 발명의 일 실시예에 따른 동기정류 스위치부(4000)가 High- Side에 위치하고, 클램핑 캐패시터를 등가적으로 2개 사용한 회로를 나타낸다.
도 2a 내지 도 4b를 참고하면, 본 발명의 일 실시예로써 포워드-플 라이백 버스 컨버터가 제공될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 포워드-플라이백 버스 컨버터는 복수개의 주 스위치들이 풀-브릿지 또는 하프-브릿지 방식으로 연결된 주 스위치부 (1000), 주 스위치부(1000)와 연결되고 제 1 일차 권선(2100)과 제 2 일차 권선 (2200)이 직렬로 연결된 1차측 권선부(2000), 1차측 권선부(2000)와 전자기 결합된 2차측 권선부, 2차측 권선부와 High-Side 또는 Low-Side로 연결 가능한 동기정류 스위치(Msr)부 및 동기정류 스위치(Msr)부가 연결된 위치에 기초하여 2차측 권선부와 연결되는 클램핑 스위치(Mcl)부를 포함할 수 있고, 주 스위치부(1000)는 듀티비(D)를 0.5로 하여 구동될 수 있다. 이때, 스위치 간의 단락을 방지하기 위한 데드-타 임(Dead-Time)이 발생할 수 있으나, 이는 매우 짧은 시간으로 무시할 수 있다고 가정할 수 있다.
또한, 동기정류 스위치부(4000)가 High-Side에 위치하는 경우 동기 정류 스위치(4000)를 구동하기 위해 Boots-trap 기능을 가지는 게이트 구동 회로가 필요할 수 있고, Low-Side에 위치하는 경우에는 게이트 구동회로가 필요하지 않을 수 있다.
이때, 동기정류 스위치부(4000)가 High-Side에 위치함으로써, 자동차와 같이 프레임이 저전압 배터리의 그라운드(GND)와 직접 연결되는 시스템에서의 방열을 용이하게 할 수 있다.
동기정류 스위치(Msr)부가 High-Side로 연결된다면, 클램핑 스위치 (Mcl)부는 공통-애노드(Common-Anode)로 2차측 권선부와 연결될 수 있고, 동기정류 스위치(Msr)부가 Low-Side로 연결된다면, 클램핑 스위치(Mcl)부는 공통-캐소드 (Common-Cathode)로 2차측 권선부와 연결될 수 있다.
또한, 1차측 권선부(2000)의 제 1 일차 권선(2100)과 제 2 일차 권 선(2200)의 자화 인덕턴스는 동일한 값을 가질 수 있고, 제 1 일차 권선(2100)과 제 2 일차 권선(2200)에는 개별 인덕터가 각각 병렬로 연결 가능하고, 이때에는 연결된 개별 인덕터에 의하여 자화 인덕턴스가 변경 가능할 수 있다. 이때, 개별인덕터의 인덕턴스가 자화 인덕턴스의 역할을 대신할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 포워드-플라이백 버스 컨버터의 동기정류 스위치(Msr)부에는 제 1 동기정류 스위치(Msr1)(4100)와 제 2 동기정류 스위치(Msr2)(4200)가 포함될 수 있고, 제 1 및 제 2 동기정류 스위치(Msr1, Msr2)의 전류가 상호전류(Commutation)되는 구간 내에서 제 1 동기정류 스위치(Msr1)(4100)가 턴-온 됨에 따라 제 2 동기정류 스위치(Msr2)(4200)가 턴-오프 되거나 제 1 동기정류 스위 치(Msr1)(4100)가 턴-오프 됨에 따라 제 2 동기정류 스위치(Msr2)(4200)가 턴-온 됨으로써 제 1 및 제 2 동기정류 스위치(Msr1, Msr2)가 교번하여 각각 동작될 수 있고, 도 6에 도시된 바와 같이 제 1 동기정류 스위치(Msr1)(4100)와 제 2 동기정류 스위치 (Msr2)(4200)가 동시에 턴-온 상태를 유지하는 구간이 존재할 수 있다. 전술한 상호 전류(Commutation)되는 구간은 도 6에서와 같이 to 내지 t1, t2 내지 t3, t4 내지 t5 등의 구간을 지칭할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 포워드-플라이백 버스 컨버터의 출력단에는 배터리 또는 배터리 이외의 부하(6000)가 연결될 수 있다.
도 5a는 본 발명의 일 실시예에 따른 풀-브릿지 방식의 주 스위치부 (1000) 및 High-Side에 위치하는 동기정류 스위치부(4000)가 적용된 포워드-플라이 백 버스 컨버터의 동작을 설명하기 위한 회로를 나타낸다.
도 5a를 참고하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 포워드-플라이백 버스 컨버터의 클램핑 스위치(Mcl)부에는 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)(5100)와 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)(5200)가 포함될 수 있고, 주 스위치부(1000)의 4개의 주 스위치(M1, M2, M3, M4)들이 풀-브릿지 방식으로 연결된 경우 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)(5200)는 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)(5200)에 흐르는 전류(icl2)가 양의 값을 가지는 구간 내에서 턴-온되고 제 1 주 스위치(M1)(1100) 및 제 4 주 스위치(M4)(1400)가 동시에 턴- 오프되는 시점에서 턴-오프될 수 있으며, 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)(5100)는 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)(5100)에 흐르는 전류(icl1)가 양의 값을 가지는 구간 내에서 턴-온 되고 제 2 주 스위치(M2)(1200) 및 제 3 주 스위치(M3)(1300)가 동시에 턴-오프되는 시점에서 턴-오프될 수 있고, 이때 제 1 및 제 2 클램핑 스위치(Mcl1, Mcl2)는 ZVT를 위하여 전술한 바와 같이 동작될 수 있다.
도 5b는 본 발명의 일 실시예에 따른 하프-브릿지 방식의 주 스위치 부(1000) 및 High-Side에 위치하는 동기정류 스위치부(4000)가 적용된 포워드-플라 이백 버스 컨버터의 동작을 설명하기 위한 회로를 나타낸다.
도 5b를 참고하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 포워드-플라이백 버스 컨버터의 클램핑 스위치(Mcl)부에는 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)(5100)와 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)(5200)가 포함될 수 있고, 주 스위치부(1000)의 복수의 주 스위치(M1, M2)들이 하프-브릿지 방식으로 연결된 경우 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)(5200)는 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)(5200)에 흐르는 전류(icl2)가 양의 값을 가지는 구간 내에서 턴- 온되고 제 1 주 스위치(M1)(1100)가 턴-오프되는 시점에서 턴-오프될 수 있고, 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)(5100)는 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)(5100)에 흐르는 전류(icl1)가 양의 값을 가지는 구간에서 턴-온되고 제 2 주 스위치(M2)(1200)가 턴-오프되는 시 점에서 턴-오프될 수 있다.
도 5a 및 도 5b의 누설 인덕턴스 Lk는 트랜스포머 T1과 T2 각각의 누설 인덕턴스의 합이고, T1과 T2의 자화 인덕턴스와 턴비는 동일하고, 따라서 [수학 식 1]과 같게 된다.
Figure PCTKR2017004468-appb-M000001
클램핑 캐패시터 Ccl과 버스 컨버터 입력단 캐패시터 CB의 용량은 충분히 크고, 이에 따라 정전압으로 가정할 수 있다. 본 발명에서의 클램핑 스위치는 무손실 능동 클램핑 회로일 수 있고, 이를 이용하여 트랜스포머의 누설 인덕턴스와 동기정류 스위치부(4000)의 드레인-소스 양단의 기생 캐패시턴스 사이에 발생하는 공진 피크(peak) 전압을 없애고 동기정류 스위치부(4000)의 드레인-소스 양단 전압을 출력전압의 정수배로 클램핑할 수 있고, 예를 들면 정수배는 2배일 수 있다.
도 6은 도 5a의 동작을 설명하기 위한 주요부의 파형을 나타낸다.
도 6을 참고하여 도 5a에 도시된 회로의 동작을 설명하고, t0에서 t1 까지의 구간을 "제 1 모드", t1에서 t2까지의 구간을 "제 2 모드", t2에서 t3까지의 구간을 "제 3 모드", t3에서 t4까지의 구간을 "제 4 모드"로 정의한다.
이하에서는 제 1 모드 구간에서의 회로의 동작을 설명한다.
제1 모드가 시작되는 시점 t0는 제 2, 제 3 주 스위치(M2, M3) 및 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)(5100)가 동시에 턴-오프되는 시점을 의미하고, 제 1 모드 가 종료되는 시점 t1은 제 2 동기정류 스위치(Msr2)(4200)에 흐르는 전류 isr2가 0이 되는 시점을 의미한다.
제 2 및 제 3 주 스위치(M2, M3)가 턴-오프되면 제 1 및 제 4 주 스 위치(M1, M4)가 턴-온 되기 전에 누설 인덕터에 흐르는 전류에 의하여 제 1 및 제 4 주 스위치(M1, M4) 각각의 드레인-소스 양단의 전압은 0으로 감소하게 되고, 트랜스포머에 인가되는 전압 Vxy는 상승하여 VB가 된다. 다만, 본 명세서에서는 전술한 시간, 즉 Vxy가 VB가 되는 시간이 매우 짧아 t0시점에서 Vxy가 VB가 된다고 가정할 수 있다.
제 1 모드에서 트랜스포머의 누설 인덕턴스에 흐르는 전류 iLk는 상승하고, 이에 따라 ipri1 상승하여 ipri2 감소하게 된다. 이때, 자화 인턱던스에 인가되는 전압은 [수학식 2와] 같다.
Figure PCTKR2017004468-appb-M000002
이에 따라 iLk의 기울기는 [수학식 3]과 같다.
Figure PCTKR2017004468-appb-M000003
이때, 자화 전류 역시 감소하는데, 자화 전류의 기울기는 [수학식 4]와 같다.
Figure PCTKR2017004468-appb-M000004
이하에서는 제 2 모드 구간에서의 회로의 동작을 설명한다.
제2 모드는 제 1 모드가 종료되는 시점인 t1에서 시작되고, 제1,제 4 주 스위치(M1, M4) 및 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)(5200)가 동시에 턴-오프되는 시점인 t-2에서 종료된다.
제2 모드 구간에서 자화 인덕턴스에 인가되는 전압은 각각 [수학식 5] 및 [수학식 6]과 같다.
Figure PCTKR2017004468-appb-M000005
Figure PCTKR2017004468-appb-M000006
이에 따라, Lm1의 자화 전류는 감소하고, Lm2의 자화 전류는 증가하게 되고, 각각의 기울기는 [수학식 7] 및 [수학식 8]과 같다.
Figure PCTKR2017004468-appb-M000007
Figure PCTKR2017004468-appb-M000008
또한, iLk 양단에 인가된 전압은 [수학식 9]와 같고, 이에 따라 iLk 의 기울기는 [수학식 10]과 같이 유도된다.
Figure PCTKR2017004468-appb-M000009
Figure PCTKR2017004468-appb-M000010
한편, 부하(6000)에 흐르는 전류 iLV는 [수학식 11]과 같이 유도된다.
Figure PCTKR2017004468-appb-M000011
tx는 유효 듀티비(Deff)의 절반인 시점을 의미하고, tx에서 iLm1, iLm2 및 iLk의 값은 동일하며, 이에 따라 iLV의 평균 전류 ILV는 [수학식 12]로 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2017004468-appb-M000012
도 6의 그래프를 참고하면, ILV가 일정 수준 이하이면 iLk의 기울기가 iLm2의 기울기보다 작게 되어 ilc(t1)은 양의 값을 갖게 되고, Mcl2를 t1과 tx 사이에서 턴-온 시킬 경우 ZVT 스위칭을 할 수 있다.
클램핑 캐패시터(Ccl)의 양단에 인가되는 전압 Vcl은 자화 인덕턴스에 Volt-Sec 평형 방정식을 적용하여 [수학식 13]과 같이 구할 수 있고, 입출력 전압 관계식은 [수학식 14]와 같이 주어진다.
Figure PCTKR2017004468-appb-M000013
Figure PCTKR2017004468-appb-M000014
제 1 모드 구간에서 iLk의 증가량은 ILV/n 이고, 따라서 [수학식 15]가 성립한다.
Figure PCTKR2017004468-appb-M000015
[수학식 14]와 [수학식 15]로부터 유효 듀티비(Deff)는 [수학식 16] 과 같이 구할 수 있다.
Figure PCTKR2017004468-appb-M000016
제 3 모드 및 제 4 모드는 각각 제 1 모드 및 제 2 모드와 동일하게 해석하므로 이에 대한 설명은 생략하기로 한다.
도 5b에 대한 동작파형은 도 6과 동일하다. 다만, 제 3 및 제 4 주 스위치(M3, M4)에 대한 게이팅 신호가 없고, 풀-브릿지의 경우 Vxy=VB임에 반하여 하프-브릿지의 경우 Vxy=VB/2로 대체된다. 따라서, 전술한 제 1 내지 제 4 모드의 해석 에 기술된 [수학식 2] 내지 [수학식 16]에서 VB 대신 VB/2를 대입하면 도 5b에 대한 모드 해석이 된다.
본 발명의 일 실시예는 컴퓨터에 의해 실행되는 프로그램 모듈과 같 은 컴퓨터에 의해 실행가능한 명령어를 포함하는 기록 매체의 형태로도 구현될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 가용 매체 일 수 있고, 휘발성 및 비휘발성 매체, 분리형 및 비분리형 매체를 모두 포함한다. 또한, 컴퓨터 판독가능 매체는 컴퓨터 저장 매체 및 통신 매체를 모두 포함할 수 있다. 컴퓨터 저장 매체는 컴퓨터 판독가능 명령어, 데이터 구조, 프로그램 모듈 또는 기타 데이터와 같은 정보의 저장을 위한 임의의 방법 또는 기술로 구현된 휘 발성 및 비휘발성, 분리형 및 비분리형 매체를 모두 포함한다. 통신 매체는 전형적으로 컴퓨터 판독가능 명령어, 데이터 구조, 프로그램 모듈, 또는 반송파와 같은 변조된 데이터 신호의 기타 데이터, 또는 기타 전송 메커니즘을 포함하며, 임의의 정보 전달 매체를 포함한다.
전술한 본 발명의 설명은 예시를 위한 것이며, 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 쉽게 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 예를 들어, 단일형으로 설명되어 있는 각 구성요소는 분산되어 실시될 수도 있으며, 마찬가지로 분산된 것으로 설명되어 있는 구성 요소들도 결합된 형태로 실시될 수 있다.
본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims (8)

  1. 포워드-플라이백 버스 컨버터에 있어서,
    복수개의 주 스위치들이 풀-브릿지 또는 하프-브릿지 방식으로 연결된 주 스 위치부;
    상기 주 스위치부와 연결되고 제 1 일차 권선과 제 2 일차 권선이 직렬로 연 결된 1차측 권선부;
    상기 1차측 권선부와 전자기 결합된 2차측 권선부;
    상기 2차측 권선부와 High-Side 또는 Low-Side로 연결 가능한 동기정류 스위 치(Msr)부; 및
    상기 동기정류 스위치(Msr)부가 연결된 위치에 기초하여 상기 2차측 권선부와 연결되는 클램핑 스위치(Mcl)부를 포함하고,
    상기 동기정류 스위치(Msr)부가 High-Side로 연결된다면, 상기 클램핑 스위치 (Mcl)부는 공통-애노드(Common-Anode)로 상기 2차측 권선부와 연결되고, 상기 동기 정류 스위치(Msr)부가 Low-Side로 연결된다면, 상기 클램핑 스위치(Mcl)부는 공통-캐소드(Common-Cathode)로 상기 2차측 권선부와 연결되는 것을 특징으로 하는 포워드-플라이백 버스 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 주 스위치부는 듀티비(D)를 0.5로 하여 구동되는 것을 특징으로 하는 포워드-플라이백 버스 컨버터.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 1차측 권선부의 상기 제 1 일차 권선과 제 2 일차 권선의 자화 인덕턴 스는 동일한 값인 것을 특징으로 하는 포워드-플라이백 버스 컨버터.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 일차 권선과 제 2 일차 권선에는 개별 인덕터가 각각 병렬로 연결 가능하고, 상기 연결된 개별 인덕터에 의하여 상기 자화 인덕턴스는 변경 가능한 것을 특징으로 하는 포워드-플라이백 버스 컨버터.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 동기정류 스위치(Msr)부에는 제 1 동기정류 스위치(Msr1)와 제 2 동기정류 스위치(Msr2)가 포함되고,
    상기 제 1 및 제 2 동기정류 스위치(Msr1, Msr2)의 전류가 상호전류 (Commutation)되는 구간 내에서 상기 제 1 동기정류 스위치(Msr1)가 턴-온 됨에 따라 상기 제 2 동기정류 스위치(Msr2)가 턴-오프 되거나 상기 제 1 동기정류 스위치(Msr 1)가 턴-오프 됨에 따라 상기 제 2 동기정류 스위치(Msr2)가 턴-온 됨으로써 상기 제1 및 제 2 동기정류 스위치(Msr1, Msr2)가 교번하여 각각 동작되는 것을 특징으로 하는 포워드-플라이백 버스 컨버터.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 클램핑 스위치(Mcl)부에는 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)와 제 2 클램핑 스위 치(Mcl2)가 포함되고,
    상기 주 스위치부의 4개의 주 스위치(M1, M2, M3, M4)들이 풀-브릿지 방식으 로 연결된 경우,
    상기 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)는 상기 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)에 흐르는 전 류(icl2)가 양의 값을 가지는 구간 내에서 턴-온되고 제 1 주 스위치(M1) 및 제 4 주 스위치(M4)가 동시에 턴-오프되는 시점에서 턴-오프되며, 상기 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)는 상기 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)에 흐르는 전류(icl1)가 양의 값을 가지는 구간 내에서 턴-온되고 제 2 주 스위치(M2) 및 제 3 주 스위치(M3)가 동시에 턴-오프되는 시점에서 턴-오프되는 것을 특징으로 하는 포워드-플라이백 버스 컨버터.
  7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 클램핑 스위치(Mcl)부에는 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)와 제 2 클램핑 스위 치(Mcl2)가 포함되고,
    상기 주 스위치부의 복수의 주 스위치(M1, M2)들이 하프-브릿지 방식으로 연 결된 경우,
    상기 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)는 상기 제 2 클램핑 스위치(Mcl2)에 흐르는 전 류(icl2)가 양의 값을 가지는 구간 내에서 턴-온되고 제 1 주 스위치(M1)가 턴-오프 되는 시점에서 턴-오프되며,
    상기 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)는 상기 제 1 클램핑 스위치(Mcl1)에 흐르는 전 류(icl1)가 양의 값을 가지는 구간에서 턴-온되고 제 2 주 스위치(M2)가 턴-오프되는 시점에서 턴-오프되는 것을 특징으로 하는 포워드-플라이백 버스 컨버터.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 포워드-플라이백 버스 컨버터의 출력단에는 배터리 또는 상기 배터리 이외의 부하가 연결 가능한 것을 특징으로 하는 포워드-플라이백 버스 컨버터.
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