JP6917142B2 - ゲート双方向デュアルレール直列共振コンバータ電源 - Google Patents

Description

本明細書に開示の態様は、一般的に、入力からデュアル出力セット、いずれか１つの出力から他の出力へ、または、いずれか若しくは両方の出力から入力へ、直流的に絶縁された障壁を介して電力を伝達できるゲート双方向共振ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

増幅器は、回路または負荷の駆動に適切なように信号レベルを分離または調整するように設計された電子回路を含む。音声の文脈においては、音声増幅器は、約２０ヘルツ（Ｈｚ）から２０キロヘルツ（ｋＨｚ）の周波数を有する信号に対して動作するように構成されてよい。例えば、音声増幅器は、ラインレベルの音声信号をラウドスピーカまたは他の音響再生装置の駆動に適したレベルに増幅するように構成されてよい。

音声増幅器の回路配置は、電力効率、消費電力（ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ）、線形性、回路の複雑さ等の基準のバランスを取るように構築されてよい。同様に、増幅器の電源は、様々な要件に基づいて構成されてよい。これらの要件は、増幅器の回路配置と、他のプラットフォームベースのパラメータとに左右され得る。例として、電源は、平均電流レベル、最大許容リップル電圧、電源出力インピーダンス、及び、ピーク電流制限と、コンポーネントのスペースや費用制限等の電気とは関係のない問題を考慮するように構成されてよい。

第１の例示の実施形態において、スイッチング段は、バルク電圧から交流を生成するように構成された第１の複数のスイッチを含む。変圧器は、一次巻線と、複数の二次巻線とを有し、一次巻線は交流を受けるように構成される。第２の複数のスイッチは、第１の共振フィルタを通して複数の二次巻線のうちの第１の二次巻線に結合されて、第１の電圧出力を提供する。第３の複数のスイッチは、第２の共振フィルタを通して複数の二次巻線のうちの第２の二次巻線に結合されて、第２の電圧出力を提供する。第２の電圧出力は、第１の電圧出力と反対の極性を有する。コントローラは、第１の複数のスイッチのオンオフ状態と、第１の電圧出力または第２の電圧出力の絶対値が基準電圧を超えるか否かを含む基準とに従って、第２の複数のスイッチと第３の複数のスイッチを制御するように構成される。

第２の例示の実施形態において、システムは、第１及び第２の電圧出力を提供する直列共振コンバータの双方向モードコントローラを備える。直列共振コンバータは、変圧器の一次巻線にパルス列出力を提供するように構成された第１及び第２のスイッチと、変圧器の第１の二次巻線に接続された第３及び第４のスイッチと、変圧器の第２の二次巻線に接続された第５及び第６のスイッチとを備える。コントローラは、第１の電圧出力も第２の電圧出力の絶対値も基準電圧を超えないとき、第１モードで、第３及び第６のスイッチを第１の電圧出力のための第１のスイッチとオンオフ時間を状態同期するように設定し、第４及び第５のスイッチを第２の電圧出力のための第２のスイッチとオンオフ時間を状態同期するように設定するよう構成される。コントローラは、また、第１の電圧出力または第２の電圧出力の絶対値の少なくとも１つが基準電圧を超えるとき、第２モードで、第１の電圧出力または第２の電圧出力の１つまたは複数から変圧器の第１の二次巻線または第２の二次巻線の１つまたは複数に電流が逆流する経路を提供するように第３、第４、第５及び第６のスイッチを制御するように構成される。

第３の例示の実施形態において、方法は、直列共振コンバータの双方向モードコントローラが第１及び第２の電圧出力を提供することを含み、直列共振コンバータは、変圧器の一次巻線にパルス列出力を提供する第１及び第２のスイッチと、変圧器の第１の二次巻線に接続された第３及び第４のスイッチと、変圧器の第２の二次巻線に接続された第５及び第６のスイッチとを備える。方法は、また、第１の電圧出力も第２の電圧出力の絶対値も基準電圧を超えない時、第３及び第４のスイッチを第１の電圧出力のための第１のスイッチとオンオフ時間を状態同期するように設定し、第４及び第６のスイッチを第２の電圧出力のための第２のスイッチとオンオフ時間を状態同期するように設定することを含む。方法は、また、第１の電圧出力または第２の電圧出力の絶対値の少なくとも１つが基準電圧を超える時、第１の電圧出力または第２の電圧出力の１つまたは複数から変圧器の第１の二次巻線または第２の二次巻線の１つまたは複数に電流が逆流するための経路を提供するように第３、第４、第５及び第６のスイッチを制御することを含む。

本開示の実施形態は、添付した特許請求の範囲に詳細に示されている。しかしながら、添付図面と共に以下の詳細な説明を参照することにより、様々な実施形態の他の特徴が、より明らかとなり、よく理解されよう。
本願明細書は、例えば、以下の項目も提供する。
（項目１）
バルク電圧から交流を生成するように構成された第１の複数のスイッチを含むスイッチング段と、
一次巻線と複数の二次巻線とを有する変圧器であって、上記一次巻線は上記交流を受け取るように構成された上記変圧器と、
上記複数の二次巻線のうちの第１の二次巻線に第１の共振フィルタを介して結合されて、第１の電圧出力を提供する第２の複数のスイッチと、
上記複数の二次巻線の第２の二次巻線に第２の共振フィルタを通して結合されて、上記第１の電圧出力と反対の極性の第２の電圧出力を提供する第３の複数のスイッチと、
上記第１の複数のスイッチのオンオフ状態と、上記第１の電圧出力または上記第２の電圧出力の絶対値が基準電圧を超えるか否かを含む基準とに従って、上記第２の複数のスイッチと上記第３の複数のスイッチを制御するように構成されたコントローラと、
を備える、システム。
（項目２）
上記第１の複数のスイッチは、交互に動作して上記交流を生成するように構成された第１のスイッチ及び第２のスイッチを含む、上記項目に記載のシステム。
（項目３）
上記コントローラは、上記第１の電圧出力の上記絶対値も上記第２の電圧出力の上記絶対値も上記基準電圧を超えないとき、上記第２の複数のスイッチの第１のスイッチと上記第３の複数のスイッチの第１のスイッチを、上記第１の複数のスイッチの上記第１のスイッチとオンオフ時間を同期するように設定し、且つ、上記第２の複数のスイッチの第２のスイッチと上記第３の複数のスイッチの第２のスイッチを上記第１の複数のスイッチの上記第２のスイッチとオンオフ時間を同期させるように設定するように、さらに構成された、上記項目のいずれかに記載のシステム。
（項目４）
上記コントローラは、上記第１の電圧出力の上記絶対値と上記第２の電圧出力の上記絶対値の少なくとも１つが上記基準電圧を超えるとき、上記第１の電圧出力または上記第２の電圧出力の１つまたは複数から上記変圧器の上記二次巻線の１つまたは複数に電流が逆流するための経路を提供するように上記第２の複数のスイッチと上記第３の複数のスイッチを制御するようにさらに構成された、上記項目のいずれかに記載のシステム。
（項目５）
上記第１の共振フィルタは、上記変圧器と一体になった第１のインダクタを含み、上記第２の共振フィルタは、上記変圧器と一体になった第２のインダクタを含む、上記項目のいずれかに記載のシステム。
（項目６）
上記第１の共振フィルタは、上記変圧器とは別個の第１のインダクタを含み、上記第２の共振フィルタは、上記変圧器とは別個の第２のインダクタを含む、上記項目のいずれかに記載のシステム。
（項目７）
上記第１の電圧出力または第２の電圧出力が基準電圧を超えるか否かを決定するように構成された比較器と、
上記第１の複数のスイッチを駆動する信号が立ち上がりエッジにあるか否かを示す立ち上がりエッジ信号を生成するように構成された第１の検出器と、
立ち上がりエッジ信号を受信して、出力を提供する双方向イネーブル回路であって、（ｉ）上記第１の電圧出力または第２の電圧出力が基準電圧を超えるとき、立ち上がりエッジが検出されると、上記立ち上がりエッジ信号を調整して、双方向モードに上記第２及び第３の複数のスイッチを制御し、且つ、（ｉｉ）それ以外の場合、上記立ち上がりエッジ信号の調整を控えて、上記第２及び第３の複数のスイッチをフォワードモードに制御するように構成された上記双方向イネーブル回路と、
をさらに備える、上記項目のいずれかに記載のシステム。
（項目８）
上記第１の複数のスイッチを駆動する信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かを示す立ち下がりエッジ信号を生成するように構成された第２の検出器と、
上記立ち下がりエッジ信号と上記双方向イネーブル回路の上記出力とに基づいて、第２及び第３の複数のスイッチの駆動信号を生成するように構成されたフリップフロップと、
をさらに備える、上記項目のいずれかに記載のシステム。
（項目９）
上記基準は、上記双方向イネーブル回路へのマイクロコントローラ制御のディスエーブル信号入力であって、設定されると、上記双方向イネーブル回路が上記双方向モードに入るのを妨げる上記マイクロコントローラ制御のディスエーブル信号入力、または、上記双方向イネーブル回路への温度ディスエーブル入力であって、設定されると、上記双方向イネーブル回路が上記双方向モードに入るのを妨げる上記温度ディスエーブル入力、の１つまたは複数をさらに含む、上記項目のいずれかに記載のシステム。
（項目１０）
第１及び第２の電圧出力を提供する直列共振コンバータの双方向モードコントローラを備えるシステムであって、上記直列共振コンバータは、変圧器の第１の巻線にパルス列出力を提供するように構成された第１及び第２のスイッチと、上記変圧器の第１の二次巻線に接続された第３及び第４のスイッチと、上記変圧器の第２の二次巻線に接続された第５及び第６のスイッチとを含み、上記コントローラは、
上記第１の電圧出力も上記第２の電圧出力の絶対値もどちらも基準電圧を超えないとき、第１モードで、上記第３及び第６のスイッチを上記第１の電圧出力のための上記第１のスイッチとオンオフ時間が状態同期するように設定し、且つ、上記第４及び第５のスイッチを上記第２の電圧出力のための上記第２のスイッチとオンオフ時間が状態同期するように設定し、且つ、
上記第１の電圧出力または上記第２の電圧出力の上記絶対値の少なくとも１つが上記基準電圧を超えるとき、第２モードで、上記第１の電圧出力または上記第２の電圧出力の１つまたは複数から上記変圧器の上記第１の二次巻線または上記第２の二次巻線の１つまたは複数に電流が逆流する経路を提供するように上記第３、第４、第５及び第６のスイッチを制御する
ように構成された、上記システム。
（項目１１）
上記第１の電圧出力が上記基準電圧を超えるか否かを決定するように構成された第１の比較器であって、上記基準電圧を超える上記第１の電圧出力は、上記第１の電圧出力に対するレールポンピングを示す、上記第１の比較器と、
上記第２の電圧出力が上記基準電圧の逆数を超えるか否かを決定するように構成された第２の比較器であって、上記基準電圧の上記逆数を超える上記第２の電圧出力は、上記第２の電圧出力に対するレールポンピングを示す、上記第２の比較器と、
をさらに備える、
上記項目のいずれかに記載のシステム。
（項目１２）
上記第１のスイッチを駆動する信号が立ち上がりエッジ上にあるか否かを示す第１の立ち上がりエッジ信号を生成するように構成された第１の立ち上がりエッジ検出器と、
上記第２のスイッチを駆動する信号が立ち上がりエッジ上にあるか否かを示す第２の立ち上がりエッジ信号を生成するように構成された第２の立ち上がりエッジ検出器と、
上記第１の電圧出力が上記基準電圧を超え、且つ、上記第１のスイッチを駆動する上記信号が上記立ち上がりエッジ上にあるとき、上記第３及び第４のスイッチを上記第２モードに制御する出力を提供するように構成された第１の双方向イネーブル回路と、
上記第２の電圧出力が上記基準電圧を超え、且つ、上記第２のスイッチを駆動する上記信号が上記立ち上がりエッジ上にあるとき、上記第５及び第６のスイッチを上記第２モードに制御する出力を提供するように構成された第２の双方向イネーブル回路と、
をさらに備える、上記項目のいずれかに記載のシステム。
（項目１３）
上記第１のスイッチを駆動する上記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かを示す立ち下がりエッジ信号を生成するように構成された第１の立ち下がりエッジ検出器と、
上記第１のスイッチを駆動する上記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かと、上記第１の双方向イネーブル回路の上記出力とに基づいて、上記第３及び第５のスイッチの駆動信号を生成するように構成された第１のフリップフロップと、
をさらに備える、上記項目のいずれかに記載のシステム。
（項目１４）
上記第２のスイッチを駆動する上記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かを示す立ち下がりエッジ信号を生成するように構成された第２の立ち下がりエッジ検出器と、
上記第２のスイッチを駆動する上記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かと、上記第２の双方向イネーブル回路の上記出力とに基づいて、上記第４及び第６のスイッチの駆動信号を生成するように構成された第２のフリップフロップと、
をさらに備える、上記項目のいずれかに記載のシステム。
（項目１５）
直列共振コンバータであって、変圧器の一次巻線にパルス列出力を提供する第１及び第２のスイッチと、上記変圧器の第１の一次巻線に接続された第３及び第４のスイッチと、上記変圧器の第２の一次巻線に接続された第５及び第６のスイッチとを含む上記直列共振コンバータの双方向モードコントローラによって、第１及び第２の電圧出力を提供することと、
上記第１の電圧出力も上記第２の電圧出力の絶対値もどちらも基準電圧を超えないとき、上記第３及び第５のスイッチを上記第１の電圧出力のための上記第１のスイッチとオンオフ時間が状態同期するように設定し、且つ、上記第４及び第６のスイッチを上記第２の電圧出力のための上記第２のスイッチとオンオフ時間が状態同期するように設定することと、
上記第１の電圧出力と、上記第２の電圧出力の上記絶対値との少なくとも１つが上記基準電圧を超えるとき、上記第１の電圧出力または上記第２の電圧出力の１つまたは複数から上記変圧器の上記第１の二次巻線または上記第２の二次巻線の１つまたは複数に電流が逆流するための経路を提供するように上記第３、第４、第５及び第６のスイッチを制御することと、
を含む、方法。
（項目１６）
上記第１の電圧出力が上記基準電圧を超えるか否かを第１の比較器によって決定することであって、上記基準電圧を超える上記第１の電圧出力は、上記第１の電圧出力へのレールポンピングを示す、上記第１の比較器によって決定することと、
上記第２の電圧出力が上記基準電圧の逆数を超えるか否かを第２の比較器によって決定することであって、上記基準電圧の上記逆数を超える上記第２の電圧出力は、上記第２の電圧出力に対するレールポンピングを示す、上記第２の比較器が決定することと、
をさらに含む、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１７）
上記第１のスイッチを駆動する信号が立ち上がりエッジ上にあるか否かを示す第１の立ち上がりエッジ信号を第１の立ち上がりエッジ検出器によって生成することと、
上記第２のスイッチを駆動する信号が立ち上がりエッジ上にあるか否かを示す第２の立ち上がりエッジ信号を第２の立ち上がりエッジ検出器によって生成することと、
上記第１の電圧出力が上記基準電圧を超え、且つ、上記第１のスイッチを駆動する上記信号が上記立ち上がりエッジ上にあるとき、上記第３及び第４のスイッチを双方向モードに制御する出力を第１の双方向イネーブル回路によって提供することと、
上記第２の電圧出力が上記基準電圧を超え、且つ、上記第２のスイッチを駆動する上記信号が上記立ち上がりエッジ上にあるとき、上記第５及び第６のスイッチを双方向モードに制御する出力を第２の双方向イネーブル回路によって提供することと、
をさらに備える、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１８）
上記第１のスイッチを駆動する上記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かを示す立ち下がりエッジ信号を第１の立ち下がりエッジ検出器によって生成することと、
上記第１のスイッチを駆動する上記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かと、上記第１の双方向イネーブル回路の上記出力とに基づいて、上記第３及び第５のスイッチの駆動信号を第１のフリップフロップによって生成することと、
をさらに含む、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１９）
上記第２のスイッチを駆動する上記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かを示す立ち下がりエッジ信号を第２の立ち下がりエッジ検出器によって生成することと、
上記第２のスイッチを駆動する上記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かと、上記第２の双方向イネーブル回路の上記出力とに基づいて、上記第４及び第６のスイッチの駆動信号を第２のフリップフロップによって生成することと、
をさらに含む、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目２０）
マイクロプロセッサ制御のディスエーブル信号入力、または、温度ディスエーブル入力の１つまたは複数に応答して、上記双方向イネーブル回路が双方向モードに入るのを妨げることをさらに含む、上記項目のいずれかに記載の方法。
（摘要）
スイッチング段は、バルク電圧から交流を生成するように構成された第１の複数のスイッチを含む。変圧器は、一次巻線と複数の二次巻線とを有し、一次巻線は、交流を受け取るように構成される。第２の複数のスイッチは、複数の二次巻線のうちの第１の二次巻線に第１の共振フィルタを通して結合されて、第１の電圧出力を提供する。第３の複数のスイッチは、複数の二次巻線のうちの第２の二次巻線に第２の共振フィルタを通して結合されて、第２の電圧出力を提供する。第２の電圧出力は、第１の電圧出力とは反対の極性を有する。コントローラは、第１の複数のスイッチのオンオフ状態と、第１の電圧出力または第２の電圧出力の絶対値が基準電圧を超えるか否かを含む基準とに従って、第２の複数のスイッチと３の複数のスイッチを制御するように構成される。

簡単な電力増幅器のブロック図である。 パルス幅変調の実施態様を有する簡単なスイッチング電力増幅器のブロック図を示す。 仮想のインダクタ電流を強調した図を示す。 ゲート双方向直列共振コンバータの例示の図を示す。 ゲート双方向直列共振コンバータの第１の動作モードの例示の図を示す。 ゲート双方向直列共振コンバータの第２の動作モードの例示の図を示す。 ゲート双方向直列共振コンバータの第３の動作モードの例示の図を示す。 二次側電流を示した、ゲート双方向直列共振コンバータの第２の動作モードの例示の図を示す。 連続導通モード（ＣＣＭ）動作で二次側電流を示した、ゲート双方向直列共振コンバータの第４の動作モードの例示の図を示す。 双方向スイッチ制御の例示の図を示す。 ゲート双方向直列共振コンバータの代替形式の例示の図を示す。 ゲート双方向直列共振コンバータのフルブリッジ同時導通形式の例示の図を示す。 ゲート双方向直列共振コンバータのフルブリッジ交互導通形式の例示の図を示す。

必要に応じ、本発明の詳細な実施形態をここに開示する。しかしながら、開示の実施形態は、様々な代替の形態で具体化し得る本発明を例示したものに過ぎないことは理解されたい。図面は、必ずしも縮尺どおりではなく、特定のコンポーネントの詳細を示すために一部の特徴を強調または最小化している場合がある。よって、本明細書に開示の特定の構造及び機能の詳細は、制限と解釈するのではなく、本発明を様々に採用する当業者に教示するための典型的な基礎として解釈されたい。

図１は、簡単な電力増幅器１０２のブロック図１００である。図１００に示しているような電力増幅器１０２は、正の極性から負の極性に時間で交互に入れ替わる交流（ＡＣ）電圧である基準信号または入力信号１０４を受け取り、入力信号１０４の振幅を大きくして出力信号１０６を提供するように、動作する。出力信号１０６は、次に、負荷１０８に結合されてよい。ある例においては、負荷１０８は、電気エネルギーを機械エネルギーに変換するトランスデューサであってよい。

電力増幅器１０２は、簡単な直流（ＤＣ）電源レールセットＶ_ｏｕｔ、すなわち、正の極性のレールＶ_ｏｕｔ＋が１つと、負の極性の第２のレールＶ_ｏｕｔ−を有する何らかの簡単な装置を用いて、正と負の電圧の両方を出力してよい。レールは、電力増幅器１０２が取り出し得る電力を提供するように構成された電力コンバータ１１０によって生成されてよい。ある例においては、電力コンバータ１１０は、複数段を備えてよく、または、他の例においては、ＡＣまたはＤＣ電源１１４に接続された単段を備えてよい。電力コンバータ１１０の装置は、本来的に、最大スループット電力能力と共に、各出力Ｒｏ_１及びＲｏ_２に関連付けられた等価直列インピーダンスを有する。最大スループット電力能力は、装置の基礎となるコンポーネント、費用、効率、及び、物理的な空間に対する考慮事項等、様々な要因によって制限され得る。電力コンバータ１１０の最大能力の制限を補うために、電力コンバータ１１０の出力１１８に電気的に接続された、電流が電力増幅器１０２に流れるための低インピーダンス経路を提供するコンデンサ１１６内にエネルギーを蓄えてよい。電力増幅器１０２の出力は一方向にスイングするので、電力増幅器の出力に接続された負荷１０８からの電力需要が増加するのに応じて、レール電圧Ｖ_ｏｕｔはディップ（急降下）する。

図２は、パルス幅変調（ＰＷＭ）の実施態様を有する簡単なスイッチング電力増幅器２０２のブロック図２００を示す。例示のＤ級スイッチング電力増幅器２０２は、スイッチング段２０４を備え、スイッチング段２０４のスイッチＳ_１及びＳ_２は、交互に導通してスイッチング段出力２０６を提供する。スイッチング段出力２０６は、出力段２０８に提供され、出力段２０８において、スイッチング段出力２０６は、インダクタＬ_ｆとコンデンサＣ_ｆとを含むフィルタによって平均化されて出力信号１０６を生成する。ＰＷＭを用いることによって、電力増幅器２０２の効率は、標準的な線形電力増幅器１０２の設計より大幅に向上し得る。しかしながら、スイッチング段２０４のスイッチング段出力２０６は、パルス列であり、出力信号１０６において入力音声信号１０４をより忠実に再構成するためにパルス列を時間平均しなければならない。

図２００に示された簡単なスイッチング電力増幅器２０２は一例に過ぎず、Ｉ級等の他のスイッチモード設計または他のＤ級設計を使用してよいことに留意されたい。それとは関係なく、電力増幅器１０２と比較して、スイッチング電力増幅器２０２の出力が一方向にスイングすると、多くの設計において、反対側のレールＶ_ｏｕｔは出力段２０８の循環電流が原因で、バンプし得る。

図３は、仮想インダクタ電流３０２を強調した図３００を示す。示すように、インダクタ電流３０２は、図２に示す簡単なＤ級電力増幅器２０２のスイッチング段のスイッチング段出力２０６の例を表す。注目すべきは、負荷１０８への電流が電力増幅器２０２を単方向に流れていても、インダクタ電流３０２は、両方のＤＣレールＶ_ｏｕｔ（例えば、正のレールＶ_ｏｕｔ＋と負のレールＶ_ｏｕｔ−）から取り出すことができる。

電力増幅器２０２のスイッチング段２０４のスイッチング段出力２０６が、５０％の有効デューティーサイクルを有するとき、正のレールＶ_ｏｕｔ＋（スイッチＳ_１がオン）からインダクタに引き出される電流は、負のレールＶ_ｏｕｔ−によって放電され（スイッチＳ_２がオン）、レールＶ_ｏｕｔに関して平均すると引き出しはゼロになる。しかしながら、電力増幅器２０２の出力信号１０６が、片方の極性のスイッチの方にスイングすると、そのスイッチは、相対的に大きいデューティーサイクルを有し、反対側のスイッチは、相対的に低いデューティーサイクルを有する。このような状況においては、電流は、インダクタＬ_ｆに蓄えられ出力信号１０６が向かっている極性とは反対の充電が上昇する。

例えば、スイッチＳ_１がオンで、スイッチＳ_２がオフのとき、スイッチＳ_１のデューティーサイクルは５０％より大きく、正のレールＶ_ｏｕｔ＋から流れるインダクタ内の平均電流は上昇し、出力インピーダンスＲｏ_１及びＲｏ_２が原因で、レールＶ_ｏｕｔ＋を落ち込ませる。スイッチＳ_２がオンでスイッチＳ_１がオフの間、この電流は、インダクタＬ_ｆを流れ続けるが、この時流れは負のレールＶ_ｏｕｔ−からとなる。これによって、例えば、図１のＣ_２として示す負のレールコンデンサ（単数または複数）の充電が増える。

スイッチング電力増幅器２０２が再生している周波数が低下するので、出力スイング中、反対側のレールＶ_ｏｕｔによって蓄えられた充電量によって、増幅器２０２の素子が処理するには高すぎることのある電圧を生成する場合がある。結果として、素子に、アバランシェ降伏等の問題が発生することがある。これらの問題に対処する一方法は、一方のレールＶ_ｏｕｔから他方のレールＶ_ｏｕｔに移動する電荷がそれらのレールＶ_ｏｕｔ上に生じさせる電圧上昇を最小にするように、大量のエネルギーの蓄えを使用することである。

図４は、ゲート双方向直列共振電力コンバータ４０２の例示の図４００を示す。ゲート双方向電力コンバータ４０２は、絶対電位の高い方から低い方の領域に電流が流れるのを可能にし得る電力コンバータである。従って、ゲート双方向電力コンバータ４０２によって、電力増幅器２０２は、例えば、レールを安定させるために、過度の量のエネルギーの蓄えを使用することなしに、高音量、低周波数の増幅等、より多くの電力が必要とされる状況により良く対処することができる。

双方向電力コンバータ４０２は、一次巻線Ｌｐ_１と二次巻線Ｌｓ_１及びＬｓ_２とを有する変圧器Ｔ_１を備える。変圧器Ｔ_１は、共振インダクタＬｋ_１、Ｌｋ_２、Ｌｋ_３及びＬｋ_４も備える。本明細書に記載の例においては、共振インダクタは、変圧器Ｔ_１と一体になっている。しかしながら、他の例においては、共振インダクタＬｋは、外部で実現される部品として実施されてよいことに留意されたい。共振インダクタＬｋ_１及びＬｋ_３は、Ｌｓ_１二次巻線と直列に接続され、共振インダクタＬｋ_２及びＬｋ_４は、Ｌｓ_２二次巻線と直列に接続される。一体型の変圧器Ｔ_１は、図示のように、接地され得るセンタータップ出力も提供する。

図４００に示すように、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２は、一体型変圧器Ｔ_１の一次巻線Ｌｐ_１にハーフブリッジ４０４と、コンデンサＣｒ_１及びＣｒ_２を介して一体型変圧器Ｔ_１に結合された一体型変圧器Ｔ_１の二次側のＬｓ_１及びＬｓ_２の２つのハーフブリッジ４０６とを組み合わせている。ハーフブリッジ４０４は、スイッチＳ_１及びＳ_２を備え、スイッチＳ_１及びＳ_２によって、電源１１４からの電圧Ｖ_ｉは、フィルタコンデンサＣｆ_１及びＣｆ_２を通して、一次巻線Ｌｐ_１にいずれの方向にも印加できる。コンデンサＣｆ_１及びＣｆ_２は、Ｔ_１へのオフセットが平均してゼロになるのを確実にするように働く。ハーフブリッジ４０６の第１のハーフブリッジによって、変圧器Ｔ_１のＬｓ_１とセンタータップの間の電圧のＶ_ｏ＋出力への印加がフィルタコンデンサＣｆ_３を通していずれの方向にも可能になり、ハーフブリッジ４０６の第２のハーフブリッジによって、変圧器Ｔ_１のセンタータップとＬｓ_２の間の電圧のＶ_ｏ−出力への印加がフィルタコンデンサＣｆ_４を通していずれの方向にも可能になる

スイッチＳ_１〜Ｓ_６は、一体の本体ダイオードを有する金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、内部に同梱されたまたは外部の逆並列ダイオードを有する絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の様々なタイプのスイッチング素子を用いて実施されてよい。スイッチＳ_３〜Ｓ_６は、スイッチＳ_１及びＳ_２の状態等の要因に基づいて、ゲート双方向スイッチ制御４０８によって生成された信号によって制御されてよい。以下に詳細に記載するように、スイッチＳ_１〜Ｓ_６の制御を通して、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２は、複数の動作モードを支援する。

図５は、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２の第１の動作モードの例示の図５００を示す。フォワードモードと称される第１モードにおいては、電力は、一次巻線Ｌｐ_１（Ｖ_ｉ−Ｖ_ｉｒｔｎ）から、二次巻線Ｌｓ_１及びＬｓ_２、次に、Ｖ_ｏ＋及びＶ_ｏ−へと流れる。軽負荷では、Ｔ_１の磁化インダクタンスは、Ｓ_１とＳ_２の両方で、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を達成できる。Ｔ_１内の磁化インダクタンスは、各スイッチの遷移時に、電流を蓄える。Ｉ_Ｔ１は、Ｌｐ_１への電流及び変圧器Ｔ_１の磁化電流を指してよい。この電流は、式１（以下に記載）に記載するように最大まで上昇してよい。電流は、両方のスイッチがオフ（デッドタイム）である休止時間の間、ほぼ一定なので、ＺＶＳに必要な最小デッドタイム（ｔ_２〜ｔ_３）は、式２（以下に記載）を用いて求めてよい。

図６は、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２の第２の動作モードの例示の図６００を示す。第２の動作モードも、電力が入力側から変圧器Ｔ_１を通して出力側に流れるので、同様にフォワードモードと称してよく、ここで、エネルギーは、Ｃｆ_３及びＣｆ_４に蓄えられて、増幅器２０２によって使われる。図６００はフォワードモードを示すので、例では、エネルギーは、入力から出力の方向にのみ移動する。図６００から分かるように、この動作モードは、素子をオンにする前に電圧が完全には遷移しないので、ＺＶＳに近いのと共に、一次側スイッチＳ_１及びＳ_２のゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を生じる。

変圧器Ｔ_１の二次巻線（例えば、Ｌｓ_１及びＬｓ_２）の両方が同時に導通するので、インダクタＬｋ_１及びＬｋ_２は、並列になってＬｋ_１＿２を形成する。ここで、Ｌｋ_１＿２＝０．５＊Ｌｋ_１＝０．５＊Ｌｋ_２である。インダクタＬｋ_３及びＬｋ_４は、反対向きの電流を有し、十分に結合されている。従って、それらのインダクタンスは相殺される。外部の等価コンデンサであってよいＣｒ_１及びＣｒ_２も、このモードでは並列になり、Ｃｒ_１＿２を形成する。ここで、Ｃｒ_１＿２＝Ｃｒ_１＋Ｃｒ_２である。変圧器Ｔ_１を通る電流の形は、Ｌｋ_１＿２とＣｒ_１＿２の共振に大きく影響を受ける。このタンクの共振周波数ｆｒ＿１は、式３（以下に記載）の公式に等しく、コンバータ４０２のスイッチング周波数より大きく設計される。

共振タンクを通るピーク電流は、入力で入手可能な電圧、スイッチング周波数、及び、タンクインピーダンスによって制限される。タンクを通る最大電流を決定する式を図４に示す（以下に記載）。ここで、ｎは、一次巻数に対する二次巻数の比である。これは、二次レールＶ_ｏ＋とＶ_ｏ−間でショートが発生した時、または、入力側が完全に充電され、出力側が完全に放電されて、起動電流を制限する時、一次側素子が損傷を受けないように、タンクの安全なインピーダンスを決定するのに有用である。

第２モードにおいては、スイッチＳ_３〜Ｓ_６には触れずに、素子内の同梱または寄生受動ダイオードを用いて、二次巻線を通電する。この動作モードのトポロジは、電圧が倍にされた２次巻線を有する固定周波数直列共振コンバータのトポロジであると考えてよい。このシステムの共振部分のゲインＡｖは、２つの出力間に抵抗負荷ＲＬを有するコンバータの電圧出力を予測するために変圧器の巻数比と共に使用できる。このゲインは、式５で（下記のように）Ａｖとして示されている。

ここで、
ＲＬ：Ｖ_ｏ＋からＶ_ｏ−の間に置かれた抵抗負荷
ｆｓｗ：スイッチング周波数
ｎ： 変圧器の二次巻線と一次巻線の巻数比Ｎｓ／Ｎｐ
Ｃｒ：Ｃｒ_１＿２、ここで、Ｃｒ_１＿２＝Ｃｒ_１＋Ｃｒ_２
Ｌｒ：Ｌｋ_１＿２、ここで、Ｌｋ_１＿２＝０．５＊Ｌｋ_１＝０．５＊Ｌｋ_２

図７は、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２の第３の動作モードの例示の図７００を示す。第３の動作モードは、第２モードの変形である、第３の動作モードにおいては、負荷は、出力Ｖ_ｏ＋とＶ_ｏ−間にあるのではなく、主に１つの出力上にある。ここでは、共振タンクのインダクタンスは、負荷がかかっている出力に応じて、Ｌｋ１＋Ｌｋ３またはＬｋ２＋Ｌｋ４のいずれかである。式６（以下に記載）に示すように、共振周波数を計算するとき、コンデンサＣｒ１またはＣｒ２のうちの１つのみが使用される。

この構成においては、インダクタンスがかなり大きくなり、かつ、静電容量のみが半減するので、共振周波数は低減され、より共振に近い動作が可能になる。そうすると、１つのレールのみにショートがあり他方にないとき、一次側のスイッチで入手可能なピーク電流は、（以下に記載する）式７に示す値に等しくなる。

図７００の波形は、より低い共振周波数動作を示す。ここでは、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２は、固定デッドタイムで動作させると、Ｓ_１及びＳ_２でＺＶＳを失い始める。しかしながら、Ｓ_１及びＳ_２は、図示のように、ターンオフ時、各スイッチがターンオフに駆動される直前に、電流がゼロ近くに遷移することによって、ソフトスイッチングされる。

起動時、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２に異なる負荷がかかるとき、Ｔ_１変圧器のＬｐ_１の一次側スイッチＳ_１及びＳ_２のサイズを決めてタンク値を計算するとき、式４を用いてよい。従って、時間に依存する非対称の負荷があるとき、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２は、第３モードで動作する。よって、ピーク電流能力は、一次巻線Ｌｐ_１電圧と二次巻線Ｌｓから一次巻線Ｌｐ_１に戻る反射電圧との差によって駆動されてよい。一般的に、固定周波数直列共振コンバータは、電圧差によって電流フローを促し、タンクインピーダンスによって電流を制限する。

図８は、二次側の電流を示す、（例えば、図６００と同じ）ゲート双方向直列共振コンバータ４０２の第２の動作モードの例示の図８００を示す。図８００に示すように、コンバータ４０２は、モード２で動作しており、エネルギーは、一次巻線Ｌｐ_１から二次巻線（例えば、Ｌｓ_１、Ｌｓ_２）にのみ流れている。二次電流は、Ｉ_ＬＳ１及びＩ_ＬＳ２として図８００に示しており、このモードでは位相がずれて、出力Ｖ_ｏ＋とＶ_ｏ−を反対の極性で同時に充電している。

ここまでは、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２の動作のトポロジは、スイッチングされて固定周波数直列共振コンバータのトポロジと同じように動作する。しかしながら、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２は、二次側スイッチＳ_３〜Ｓ_６を双方向動作にするようにさらにゲート制御でき、これによって、電流は、いずれか一方の二次巻線（例えば、Ｌｓ_１、Ｌｓ_２）から、他の二次巻線（例えば、Ｌｓ_２、Ｌｓ_１）に流れる、または、電圧差によって促され、タンクインピーダンスによって制限された一次巻線Ｌｐ_１に逆流するのを可能にする。

図９は、連続導通モード（ＣＣＭ）動作で、二次側の電流が示された、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２の第４の動作モードの例示の図９００を示す。

上記のように、スイッチモード増幅器２０２が十分に低い周波数に駆動されるとき、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２の出力Ｖ_ｏは、負荷が著しく非対称になり得る。こうなると、エネルギーは、負荷がかかったレールから増幅器出力１０６に移動するが、エネルギーは、スイッチモード増幅器２０２の出力段２０８のフィルタに蓄えられたエネルギーを通して、負荷がかかった出力１０６から負荷がかかっていない出力部１０６にも移動する。

二次側スイッチＳ_３〜Ｓ_６をアクティブにゲート制御することによって、電流は、絶対値の大きさが最大の方から小さいどちらの方向にも流れることができる。特に、二次スイッチは、一次側スイッチＳ_１及びＳ_２とオンオフ時間が同期している。より詳細には、Ｓ_１は、Ｓ_３及びＳ_６と同期しており、Ｓ_２は、Ｓ_４及びＳ_５と同期している。これによって、全てのゲート駆動信号を、スイッチング遷移間のデッドタイムが固定の２つの１８０度の位相シフトパルス列から導くことができるので、必要な駆動信号を送るのが簡単になる。

ゲート双方向直列共振コンバータ４０２がアクティブにゲート制御されてモード４になると、共振周波数は、モード２及び３と比較してシフトされて、Ｔ_１の二次側の各ハーフブリッジは、式８によって与えられる共振周波数を有する。この場合、二次巻線（例えば、Ｌｓ_１またはＬｓ_２）の一方の電流フロー反転が原因で、２つの巻線は、並列であるかのように働き、よって、共振容量は、Ｃｒ_１とＣｒ_２の両方の並列組み合わせであり、有効共振インダクタンスは、Ｌｋ_１またはＬｋ_２の有効共振インダクタンスの半分に密結合インダクタンスＬｋ_３＝Ｌｋ_４を足したものになる。二次側ハーフブリッジ４０６のピーク電流能力はこの時、最大電圧を有する出力４０６と、他方の出力４０６または変圧器Ｔ_１の一次巻線の反射電圧Ｖｉのいずれかとの差によって制限される。１つの出力から他の出力に電流を伝えるとき、ピーク電流は、式９に示すようになる。ここで、Ｖ_ｏ＋は、Ｖｏｕｔ_１に等しく、Ｖ_ｏ−は、Ｖｏｕｔ_２に等しい。

図９００に示すように、双方向スイッチＳ_３〜Ｓ_６をイネーブルにして、電流は二次巻線Ｌｓ_２において逆方向になる。電流フローは、一次側ハーフブリッジ４０４でも反転し、エネルギーを蓄えるのに使われるコンデンサＣｆ_１及びＣｆ_２に充電を送り戻す。正の出力Ｖ_ｏ＋のハーフブリッジスイッチＳ_３及びＳ_４は、ターンオン時（ＺＶＳ）とターンオフ時（ＺＣＳ）の両方で、ソフトスイッチングされる。しかしながら、負側の素子Ｓ_５及びＳ_６は、ターンオン時にはハードスイッチングされ、ターンオフ時にはほぼソフトスイッチングされる。

第４モードの共振周波数をスイッチング周波数より少し低くすることによって、素子の寄生または同梱ダイオードのハードリカバリを最小限にすることができる。これは、ＭＯＳＦＥＴ等の素子を二次側スイッチＳ_３〜Ｓ_６として使用するとき、素子の信頼性という点で有益あり得る。

二次側電力素子の双方向モードへの出入り（例えば、第４モードへの出入り）をゲート制御することによって、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２のより効率的な動作を可能にする。双方向モードを常に使用することは可能である。しかしながら、同期駆動信号を使用することによって、直列共振タンク内に追加の循環電流が起こることがあり、それによって、電力が入力から出力への一方向のものである場合、損失が増える。上述のように、入念な設計によって、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２は、スイッチング周波数により近いより低い共振周波数を利用することができ、それによって、エネルギーが電圧出力４０６の高い方から入力Ｖ_ｉまたは他方の出力４０６のいずれかに移動するとき、循環電流を最小限にする。

二次側電力素子上の双方向スイッチＳ_３〜Ｓ_６のゲート制御のトリガは、供給出力電圧（単数または複数）４０６、供給出力電圧（単数または複数）４０６の導関数、増幅器の入力信号１０４、増幅器の出力信号１０６、または、増幅器の電力素子がどれだけの電圧を許容できるかに依存する他の入力等、多くの入力に基づいて選択できる。

図１０は、ゲート双方向スイッチ制御４０８の例示の図１０００を示す。図に示すように、図１０００は、二次側スイッチＳ_３〜Ｓ_６の双方向性の選択制御の回路の例を示している。この例の制御バージョンにおいては、電源出力Ｖ_ｏ＋及びＶ_ｏ−は、比較器１００２−Ａ及び１００２−Ｂ（集合的に１００２）を用いて、固定の基準電圧Ｖ_ｒｅｆ＋及びＶ_ｒｅｆ−と比較される。例えば、第１の比較器１００２−Ａを用いて、電源出力Ｖ_ｏ＋がＶ_ｒｅｆ＋より大きいか否かを決定してよく、第２の比較器１００２−Ｂを用いて、電源出力Ｖ_ｏ−がＶ_ｒｅｆ−より小さいか否かを決定してよい。Ｖ_ｒｅｆ−は、電圧インバータ１００４を用いてＶ_ｒｅｆ＋から生成してよい。従って、電源出力Ｖ_ｏ＋またはＶ_ｏ−のいずれかの絶対値が基準電圧Ｖ_ｒｅｆの絶対値を超えると、比較器１００２の出力のノードは、引き下げ（または、実装によっては、引き上げ）られてよい。

双方向イネーブル回路群１００６は、電源出力の１つまたは両方の絶対値が高すぎて、アクションが必要となると、比較器１００２の出力の変化を双方向モードへの要求と解釈する。ある例においては、第１の双方向イネーブル回路１００６−Ａは、スイッチＳ_１の状態を駆動するまたはその他の方法で示す駆動信号入力に基づいて、スイッチＳ_３及びＳ_６のＡドライブの双方向モードイネーブルメントを制御してよく、第２の双方向イネーブル回路１００６−Ｂは、スイッチＳ_２の状態を駆動するまたはその他の方法で示す駆動信号に基づいて、スイッチＳ_４及びＳ_５のＢドライブの双方向モードイネーブルメントを制御してよい。

双方向スイッチＳ_３〜Ｓ_６への適切な駆動信号を作成するとき、ゲート双方向スイッチ制御４０８は、一次側駆動信号Ｓ_１及びＳ_２のそれぞれが立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジ上にあるか否かを検出する。１つの可能性として、立ち下がりエッジ検出器１０１０−Ａは、スイッチＳ_１の駆動信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かを検出してよく、立ち上がりエッジ検出器１０１２−Ａは、スイッチＳ_１の駆動信号が立ち上がりエッジ上にあるか否かを検出してよく、立ち下がりエッジ検出器１０１０−Ｂは、スイッチＳ_２の駆動信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かを検出してよく、立ち上がりエッジ検出器１０１２−Ｂは、スイッチＳ_２の駆動信号が立ち上がりエッジ上にあるか否かを検出してよい。

双方向イネーブル回路群１００６は、立ち上がりエッジ検出器１０１２からの信号を受信してよく、スイッチＳ_３及びＳ_６のＡドライブと、スイッチＳ_４及びＳ_５のＢドライブを生成するセット／リセット（Ｓ／Ｒ）フリップフロップ１０１４にその信号を提供する前に、その信号を調整してよい。

ある例においては、フリップフロップ１０１４へのリセット入力は、立ち下がりエッジ検出器１０１０の出力に接続されてよく、フリップフロップ１０１４へのセット入力は、双方向イネーブル回路１００６の出力に接続されてよい。例えば、立ち下がりエッジ検出器１０１０−Ａの出力は、スイッチＳ_３及びＳ_６のＡドライブを生成するフリップフロップ１０１４−Ａへのリセット入力に接続されてよく、立ち上がりエッジ検出器１０１２−Ａの出力は、双方向イネーブル回路群１００６−Ａの入力に接続されてよく、双方向イネーブル回路１００６−Ａの出力は、フリップフロップ１０１４−Ａのセット入力に接続されてよく、立ち下がりエッジ検出器１０１０−Ｂの出力は、スイッチＳ_４及びＳ_５のＢドライブを生成するフリップフロップ１０１４−Ｂへのリセット入力に接続されてよく、立ち上がりエッジ検出器１０１２−Ｂの出力は、双方向イネーブル回路群１００６−Ｂの入力に接続されてよく、双方向イネーブル回路１００６−Ｂの出力は、フリップフロップ１０１４−Ｂへのセット入力に接続されてよい。従って、双方向イネーブル回路群１００６が許す限り、Ｓ／Ｒフリップフロップ１０１４は、スイッチＳ_１及びＳ_２の駆動信号の立ち下がりエッジでリセットされ、逆に、Ｓ／Ｒフリップフロップ１０１４は、スイッチＳ_１及びＳ_２の駆動信号の立ち上がりエッジでセットされる。

一つの可能性として、双方向イネーブル回路群１００６の各ブロックは、ＡＮＤ論理ゲートとして実施してよく、ＡＮＤ論理ゲートは、任意の他の保護入力と共に、立ち上がりエッジ出力とレールセンス出力の両方が高くない限り、対応するＳ／Ｒフリップフロップ１０１４の設定を許可しない。任意の１つの入力によって、二次スイッチ（例えば、図４００の例のＳ_３〜Ｓ_６）をオフ状態のままにしてよく、電流がスイッチのダイオード部分のみを流れるようにする。一次側スイッチ（例えば、図４００の例のＳ_１及びＳ_２）と同期して二次スイッチをトリガすることによって、外部センサ（単数または複数）を用いて電流がゼロと交差する箇所を見つけることなく、スイッチング時の電流を最小限にすることができる。Ａ及びＢの双方向ドライブが両方、同時にオンにならないように、追加の回路群を任意で追加してよい。両方が同時にオンになると、１つまたは複数の回路素子を損傷したり破壊したりする場合がある。

表１は、簡単な双方向イネーブル回路群１００６の論理を記述する真偽表の例を示す。スイッチイネーブリング論理は、スイッチセットの両方に関して同じなので、この表の論理ＸＯＲ関数であるＡ ＸＯＲ Ｂドライブのいずれかに関して示す。

双方向イネーブル回路群１００６への他の入力（図示せず）は、マイクロプロセッサ制御のディスエーブル、温度ディスエーブル、起動状態ディスエーブル、または、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２の双方向性をディスエーブルするのに適切とみなされる任意の他の関数または入力（例えば、電源レール電圧の導関数、増幅器入力信号レベル、増幅器出力信号レベル、または、増幅器の電力素子がどれくらいの電圧を許容できるかに依存する他の入力）の１つまたは複数を含んでよい。

この共振トポロジにおいては、スイッチをオン、オフすると、図８に示すように電流の共振がゼロ近くまで下がるので、最高効率が実現される。二次スイッチ（例えば、Ｓ_３〜Ｓ_６）が、一次スイッチ（例えば、Ｓ_１及びＳ_２）と同期している以外の時に、オン及びオフするように命令される場合、電力素子内で起こる理想的でないスイッチングが原因のスイッチと逆並列ダイオード間の電流の急速な転流が原因で損失が増加し得る。

一次スイッチの立ち下がりエッジ上で二次側スイッチをトリガすることによっても、コンバータは機能できるが、この場合も、電流は、どちらの一次スイッチもオンでないデッドタイム中、ゼロに近い状態にならないことがある。従って、このような状況においては、双方向直列共振コンバータ４０２は、相対的に大きい損失を受けることがある。

図１１は、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２の代替の形態の例示の図１１００を示す。デュアルレールの固定周波数双方向直列共振コンバータ４０２の簡単な形態に関する上記の図と比較して、図１１００に示すコンバータ４０２の形態は、変圧器の一方の巻線と、関連する二次側スイッチの制御とに関して異なっている。より詳細には、変圧器の巻線Ｌｓ_２の極性を逆にして、二次側ハーフブリッジ４０６を互いに位相がずれるように駆動することができる。スイッチングの一方のハーフサイクルは、正の出力、Ｖ_ｏ＋を充電し、他方のハーフサイクルでは、負の出力Ｖ_ｏ−を充電する。ゲート双方向直列共振コンバータ４０２の構造の他の形態は、２つの同時導通または交互導通のハーフブリッジを組み合わせて、フルブリッジを形成してよく、ここで、出力は両方とも、各ハーフサイクルで充電される。

図１２は、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２’’のフルブリッジ同時導通形式の例示の図１２００を示す。ゲート双方向直列共振コンバータ４０２と比較すると、図１２００のゲート双方向直列共振コンバータ４０２’は、二次巻線Ｌｓ_１及びＬｓ_２と反対の極性の追加の二次巻線Ｌｓ_３及びＬｓ_４と、追加の共振インダクタＬｋ_５、Ｌｋ_６、Ｌｋ_７及びＬｋ_８とをさらに備える。共振インダクタＬｋ_５及びＬｋ_６は、Ｌｓ_３二次巻線に直列に接続され、共振インダクタＬｋ_６及びＬｋ_８は、Ｌｓ_４二次巻線に直列に接続される。二次巻線Ｌｓ_３とＬｓ_４の間のセンタータップ出力は、接地される。従って、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２’は、一体型変圧器Ｔ_１の一次巻線Ｌｐ_１のハーフブリッジ４０４と、二次側のフルブリッジとを組み合わせており、二次側のフルブリッジは、コンデンサＣｒ_１及びＣｒ_２を介して一体型変圧器Ｔ_１の二次巻線Ｌｓ_１及びＬｓ_２に、ならびにコンデンサＣｒ_３及びＣｒ_４を介して二次巻線Ｌｓ_３及びＬｓ_４に結合されている。スイッチＳ_３〜Ｓ_６と同様に、スイッチＳ_７〜Ｓ_１０は、スイッチＳ_１及びＳ_２の状態等の要因に基づいて、ゲート双方向スイッチ制御４０８によって生成される信号に制御されてよい。

図１３は、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２’のフルブリッジ交互導通形式の例示の図１３００を示す。図１２００に示すゲート双方向直列共振コンバータ４０２’のフルブリッジ同時導通形式と比較して、図１３００に示すコンバータ４０２’の形式は、変圧器の巻線Ｌｓ_２及びＬｓ_３の極性の反転に関して異なっており、二次側フルブリッジの位相を互いにずらすことができる。

一般的に、ゲート双方向直列共振コンバータ４０２は、入力からデュアル出力セットに、いずれか１つの出力から他方の出力に、または、いずれか若しくは両方の出力から入力に、直流的に絶縁された障壁を介して電力を伝達してよい。ゲート双方向直列共振コンバータ４０２は、二次側出力が各ハーフスイッチングサイクルで一次側電力素子と同時にスイッチングできるモード、または、各ハーフスイッチングサイクルで一次側素子と交互にスイッチングできる等、様々なモードで機能してもよい。

本明細書に記載のプロセス、システム、方法、ヒューリスティックス等に関して、このようなプロセス等のステップは、ある一定の順序シーケンスに従って起こるとして記載したが、このようなプロセスは、記載のステップを本明細書に記載の順序以外の順序で行って実践できることが理解されよう。一定のステップは、同時に行うことができ、他のステップを追加することができ、または、本明細書に記載の一定のステップを省略できることも理解されよう。言い換えれば、本明細書のプロセスの記載は、一定の実施形態を示す目的のためであり、請求項を制限するものと解釈してはならない。

例示の実施形態を記載したが、これらの実施形態は、発明の可能な形式を全て記載することを意図していない。むしろ、明細書で使用した表現は、制限ではなく説明のための表現であり、本発明の精神及び範囲を逸脱することなく、様々な変更を行ってよいことは理解されよう。さらに、様々な実施形態の特徴を組み合わせて、発明のさらなる実施形態を形成してよい。

Claims (20)

1. 入力電圧から交流を生成するように構成された第１の複数のスイッチを含むスイッチング段と、
   一次巻線と複数の二次巻線とを有する変圧器であって、前記一次巻線は前記交流を受け取るように構成されている、変圧器と、
   前記複数の二次巻線のうちの第１の二次巻線に第１の共振フィルタを介して結合されて、第１の電圧出力を提供する第２の複数のスイッチと、
   前記複数の二次巻線のうちの第２の二次巻線に第２の共振フィルタを介して結合されて、前記第１の電圧出力と反対の極性の第２の電圧出力を提供する第３の複数のスイッチと、
   前記第１の複数のスイッチのオンオフ状態と、前記第１の電圧出力または前記第２の電圧出力の絶対値が基準電圧を超えるか否かを含む基準とに従って、前記第２の複数のスイッチと前記第３の複数のスイッチを制御するように構成されたコントローラと、
   を備える、システム。
2. 前記第１の複数のスイッチは、交互に動作して前記交流を生成するように構成された第１のスイッチ及び第２のスイッチを含む、請求項１に記載のシステム。
3. 前記コントローラは、前記第１の電圧出力の前記絶対値及び前記第２の電圧出力の前記絶対値の両方が前記基準電圧を超えるとき、前記第２の複数のスイッチの第１のスイッチと前記第３の複数のスイッチの第１のスイッチを、前記第１の複数のスイッチの前記第１のスイッチとオンオフ時間を同期するように設定し、且つ、前記第２の複数のスイッチの第２のスイッチと前記第３の複数のスイッチの第２のスイッチを前記第１の複数のスイッチの前記第２のスイッチとオンオフ時間を同期させるように設定するようにさらに構成されている、請求項２に記載のシステム。
4. 前記コントローラは、前記第１の電圧出力の前記絶対値と前記第２の電圧出力の前記絶対値の少なくとも１つが前記基準電圧を超えるとき、前記第１の電圧出力または前記第２の電圧出力の１つまたは複数から前記変圧器の前記二次巻線の１つまたは複数に電流が逆流するための経路を提供するように前記第２の複数のスイッチと前記第３の複数のスイッチを制御するようにさらに構成されている、請求項１に記載のシステム。
5. 前記第１の共振フィルタは、前記変圧器と一体になった第１のインダクタを含み、前記第２の共振フィルタは、前記変圧器と一体になった第２のインダクタを含む、請求項１に記載のシステム。
6. 前記第１の共振フィルタは、前記変圧器とは別個の第１のインダクタを含み、前記第２の共振フィルタは、前記変圧器とは別個の第２のインダクタを含む、請求項１に記載のシステム。
7. 前記第１の電圧出力または第２の電圧出力が基準電圧を超えるか否かを決定するように構成された比較器と、
   前記第１の複数のスイッチを駆動する信号が立ち上がりエッジ上にあるか否かを示す立ち上がりエッジ信号を生成するように構成された第１の検出器と、
   前記立ち上がりエッジ信号を受信して、出力を提供する双方向イネーブル回路であって、前記双方向イネーブル回路は、（ｉ）前記第１の電圧出力または第２の電圧出力が基準電圧を超えるとき、立ち上がりエッジが検出されると、前記立ち上がりエッジ信号を調整して、双方向モードに前記第２及び第３の複数のスイッチを制御し、且つ、（ｉｉ）それ以外の場合、前記立ち上がりエッジ信号の調整を控えて、前記第２及び第３の複数のスイッチをフォワードモードに制御するように構成されている、双方向イネーブル回路と、
   をさらに備える、請求項１に記載のシステム。
8. 前記第１の複数のスイッチを駆動する信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かを示す立ち下がりエッジ信号を生成するように構成された第２の検出器と、
   前記立ち下がりエッジ信号と前記双方向イネーブル回路の前記出力とに基づいて、第２及び第３の複数のスイッチの駆動信号を生成するように構成されたフリップフロップと、をさらに備える、請求項７に記載のシステム。
9. 前記基準は、前記双方向イネーブル回路へのマイクロプロセッサ制御のディスエーブル信号入力であって、設定されると、前記双方向イネーブル回路が前記双方向モードに入るのを妨げる前記マイクロプロセッサ制御のディスエーブル信号入力、または、前記双方向イネーブル回路への温度ディスエーブル入力であって、設定されると、前記双方向イネーブル回路が前記双方向モードに入るのを妨げる前記温度ディスエーブル入力、の１つまたは複数をさらに含む、請求項７に記載のシステム。
10. 前記コントローラは、第１及び第２の電圧出力を提供するように構成されており、
    前記第１の複数のスイッチは、前記変圧器の前記一次巻線にパルス列出力を提供するように構成された第１及び第２のスイッチを含み、
    前記第２の複数のスイッチは、前記変圧器の前記複数の二次巻線のうちの前記第１の二次巻線に接続された第３及び第４のスイッチを含み、
    前記第３の複数のスイッチは、前記変圧器の前記複数の二次巻線のうちの前記第２の二次巻線に接続された第５及び第６のスイッチを含み、前記コントローラは、
    前記第１の電圧出力も前記第２の電圧出力の絶対値もどちらも基準電圧を超えないとき、第１モードで、前記第３、第４、第５及び第６のスイッチをオフ状態に設定し、且つ、
    前記第１の電圧出力または前記第２の電圧出力の前記絶対値の少なくとも１つが前記基準電圧を超えるとき、第２モードで、前記第１の電圧出力または前記第２の電圧出力の１つまたは複数から前記変圧器の前記第１の二次巻線または前記第２の二次巻線の１つまたは複数に電流が逆流するための経路を提供するように前記第３、第４、第５及び第６のスイッチを制御するようにさらに構成されている、請求項１に記載のシステム。
11. 前記第１の電圧出力が前記基準電圧を超えるか否かを決定するように構成された第１の比較器であって、前記基準電圧を超える前記第１の電圧出力は、前記第１の電圧出力に対するレールポンピングを示す、第１の比較器と、
    前記第２の電圧出力が前記基準電圧の符号反転値を超えるか否かを決定するように構成された第２の比較器であって、前記基準電圧の前記符号反転値を超える第２の電圧出力は、前記第２の電圧出力に対するレールポンピングを示す、第２の比較器と、
    をさらに備える、請求項１０に記載のシステム。
12. 前記第１のスイッチを駆動する信号が立ち上がりエッジ上にあるか否かを示す第１の立ち上がりエッジ信号を生成するように構成された第１の立ち上がりエッジ検出器と、
    前記第２のスイッチを駆動する信号が立ち上がりエッジ上にあるか否かを示す第２の立ち上がりエッジ信号を生成するように構成された第２の立ち上がりエッジ検出器と、
    前記第１の電圧出力が前記基準電圧を超え、且つ、前記第１のスイッチを駆動する前記信号が前記立ち上がりエッジ上にあるとき、前記第３及び第６のスイッチを前記第２モードに制御する出力を提供するように構成された第１の双方向イネーブル回路と、
    前記第２の電圧出力が前記基準電圧を超え、且つ、前記第２のスイッチを駆動する前記信号が前記立ち上がりエッジ上にあるとき、前記第４及び第５のスイッチを前記第２モードに制御する出力を提供するように構成された第２の双方向イネーブル回路と、
    をさらに備える、請求項１０に記載のシステム。
13. 前記第１のスイッチを駆動する前記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かを示す立ち下がりエッジ信号を生成するように構成された第１の立ち下がりエッジ検出器と、
    前記第１のスイッチを駆動する前記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かと、前記第１の双方向イネーブル回路の前記出力とに基づいて、前記第３及び第６のスイッチの駆動信号を生成するように構成された第１のフリップフロップと、
    をさらに備える、請求項１２に記載のシステム。
14. 前記第２のスイッチを駆動する前記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かを示す立ち下がりエッジ信号を生成するように構成された第２の立ち下がりエッジ検出器と、
    前記第２のスイッチを駆動する前記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かと、前記第２の双方向イネーブル回路の前記出力とに基づいて、前記第４及び第５のスイッチの駆動信号を生成するように構成された第２のフリップフロップと、
    をさらに備える、請求項１３に記載のシステム。
15. 請求項１に記載のシステムの動作のための方法であって、
    前記コントローラによって第１及び第２の電圧出力を提供することであって、前記第１の複数のスイッチは、前記変圧器の前記一次巻線にパルス列出力を提供する第１及び第２のスイッチを含み、前記第２の複数のスイッチは、前記変圧器の前記複数の二次巻線のうちの前記第１の二次巻線に接続された第３及び第４のスイッチを含み、前記第３の複数のスイッチは、前記変圧器の前記複数の二次巻線のうちの前記第２の二次巻線に接続された第５及び第６のスイッチを含む、ことと、
    前記第１の電圧出力も前記第２の電圧出力の絶対値もどちらも基準電圧を超えないとき、前記第３、第４、第５及び第６のスイッチをオフ状態に設定することと、
    前記第１の電圧出力と、前記第２の電圧出力の前記絶対値との少なくとも１つが前記基準電圧を超えるとき、前記第１の電圧出力または前記第２の電圧出力の１つまたは複数から前記変圧器の前記第１の二次巻線または前記第２の二次巻線の１つまたは複数に電流が逆流するための経路を提供するように前記第３、第４、第５及び第６のスイッチを制御することと、
    を含む、方法。
16. 前記第１の電圧出力が前記基準電圧を超えるか否かを第１の比較器によって決定することであって、前記基準電圧を超える前記第１の電圧出力は、前記第１の電圧出力に対するレールポンピングを示す、ことと、
    前記第２の電圧出力が前記基準電圧の符号反転値を超えるか否かを第２の比較器によって決定することであって、前記基準電圧の前記符号反転値を超える第２の電圧出力は、前記第２の電圧出力に対するレールポンピングを示す、ことと、
    をさらに含む、請求項１５に記載の方法。
17. 前記第１のスイッチを駆動する信号が立ち上がりエッジ上にあるか否かを示す第１の立ち上がりエッジ信号を第１の立ち上がりエッジ検出器によって生成することと、
    前記第２のスイッチを駆動する信号が立ち上がりエッジ上にあるか否かを示す第２の立ち上がりエッジ信号を第２の立ち上がりエッジ検出器によって生成することと、
    前記第１の電圧出力が前記基準電圧を超え、且つ、前記第１のスイッチを駆動する前記信号が前記立ち上がりエッジ上にあるとき、前記第３及び第６のスイッチを双方向モードに制御する出力を第１の双方向イネーブル回路によって提供することと、
    前記第２の電圧出力が前記基準電圧を超え、且つ、前記第２のスイッチを駆動する前記信号が前記立ち上がりエッジ上にあるとき、前記第４及び第５のスイッチを双方向モードに制御する出力を第２の双方向イネーブル回路によって提供することと、
    をさらに備える、請求項１５に記載の方法。
18. 前記第１のスイッチを駆動する前記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かを示す立ち下がりエッジ信号を第１の立ち下がりエッジ検出器によって生成することと、
    前記第１のスイッチを駆動する前記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かと、前記第１の双方向イネーブル回路の前記出力とに基づいて、前記第３及び第６のスイッチの駆動信号を第１のフリップフロップによって生成することと、
    をさらに含む、請求項１７に記載の方法。
19. 前記第２のスイッチを駆動する前記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かを示す立ち下がりエッジ信号を第２の立ち下がりエッジ検出器によって生成することと、
    前記第２のスイッチを駆動する前記信号が立ち下がりエッジ上にあるか否かと、前記第２の双方向イネーブル回路の前記出力とに基づいて、前記第４及び第５のスイッチの駆動信号を第２のフリップフロップによって生成することと、
    をさらに含む、請求項１７に記載の方法。
20. マイクロプロセッサ制御のディスエーブル信号入力、または、温度ディスエーブル入力の１つまたは複数に応答して、前記第１の双方向イネーブル回路及び前記第２の双方向イネーブル回路が双方向モードに入るのを妨げることをさらに含む、請求項１７に記載の方法。

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