JP7477264B2 - 交流電圧の極性検出器及びこれを用いた電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電圧の極性検出器及びこれを用いた電源装置に関する。

例えば、商用電源等の交流電源を直流電源に変換して機器に供給する際、供給電力の力率を改善するため、商用電源の入力側には力率改善回路（以下、「ＰＦＣ」と称する。）が設置される。ＰＦＣは大別すると、入力側に整流用のダイオードブリッジを備えたのものと、整流用のダイオードブリッジを省略したタイプ（ブリッジレス）のものに分類される。後者であるブリッジレスＰＦＣは、整流用のダイオードブリッジを省略したことにより、ブリッジダイオードタイプのものより小型化及び効率改善効果が期待できる。

その一方で、ブリッジレスＰＦＣの回路には、入力電源である商用交流が整流されることなく入力されるため、回路内にスイッチング素子のブリッジを構成し、交流入力電圧の周期に同期させて整流動作を行う必要がある。同期整流動作では、各スイッチング素子のＯＮ－ＯＦＦ状態を交流入力電圧の極性変化に合わせて制御するため、ブリッジレスＰＦＣの回路内では、交流入力電圧の極性情報を制御回路に供給することが必要となる。

このような交流極性の検出に関する先行技術として、例えば直流電源装置における交流極性検出器が知られている（例えば、特許文献１参照。）。この公知の交流極性検出器は、交流電源から分配した交流入力電圧を電流制限用抵抗で降下させて２つのフォトカプラに印加し、これら２つのフォトカプラを用いて交流入力電圧の極性を検出する。そして、各フォトカプラの出力論理状態を表す交流極性信号をスイッチ制御部に供給し、その交流極性信号に基づいてスイッチ制御部が各スイッチング素子のＯＮ－ＯＦＦ状態を制御して同期整流し、直流電源として負荷に供給する。

国際公開第２００８／０９０９１７号（図１）

先行技術のように、フォトカプラを用いて交流極性を検出する手法では、フォトカプラに流す電流をその動作が可能となる下限値よりも高く設定する必要があることから、電流制限抵抗をあまり大きくすることができない。電流制限抵抗を過度に高抵抗にしてしまうと、それだけフォトカプラの動作可能な範囲が狭まり、交流電圧のゼロ点の両側でスイッチング制御不可能状態（不確定領域）が長くなるからである。このことは、極性検出のためにはある程度の大電力を消費せざるを得ないことを意味すると同時に、単純に不確定領域を狭めることは極めて困難であることも意味している。

そこで本発明は、極性検出のための新たな技術を提供するものである。

上記の課題を解決するため、本発明は以下の解決手段を採用する。なお、以下の説明における括弧書きはあくまで参考であり、本発明はこれに限定されない。

〔第１発明〕
第１に本発明は、交流電圧の極性検出器を提供する。極性検出器は、変換器、絶縁トランス及び検出器で構成される。変換器は、入力される交流電圧の極性の変化をインピーダンスの変化に変換する。絶縁トランスは、変換されたインピーダンスの変化を一次側へ入力し、絶縁された二次側への出力として伝送する。そして検出器は、絶縁トランスにより伝送されるインピーダンスの変化に基づいて、入力される交流電圧の極性（又は極性の変化）を検出する。

例えば、交流電圧が正極性の区間では、変換器による変換後のインピーダンスの絶対値が低く、逆に負極性の区間では高くなる。このようなインピーダンスの高低変化は、絶縁トランスによって一次側から二次側へ絶縁状態で伝送されることから、検出器では、伝送されたインピーダンスの高低変化を交流入力電圧の極性変化に当てはめ、極性変化として検出することができる。

検出器は電流に基づいて極性を検出するのではなく、インピーダンス変化に基づいて検出することから、検出器の入力電流は微少とすることができる。したがって、検出のための消費電力はフォトダイオードを用いた検出器よりも大幅に少ない。また、変換後のインピーダンスの変化は入力される交流電圧の単純な極性の変化に依存するため、交流電圧のゼロ点近傍でも極性又は極性の変化を検出することができる。したがって、同期整流動作における不確定領域を容易に少なくすることができる。

〔第２発明〕
第２に本発明は、交流電圧の極性検出器を提供する。極性検出器は、ダイオードを用いた変換器、絶縁トランス及び検出器で構成される。この場合の変換器は、入力される交流電圧の極性の変化によりダイオードの端子間インピーダンスが変化する特性を利用している。このような変換器を絶縁トランスの一次側に接続し、そのダイオードの端子間インピーダンスの変化を入力して二次側への出力として伝送する。そして検出器は、絶縁トランスにより伝送されるインピーダンスの変化に基づいて、入力される交流電圧の極性を検出する。

第２発明の極性検出器において、変換器のダイオードは低電流で端子間インピーダンスが変化するため、検出電力を低く抑えることができる。その他の点は第１発明と同様である。

〔第３発明〕
第３に本発明は、交流電圧の極性検出器を提供する。極性検出器は、ダイオードブリッジを用いた変換器、絶縁トランス及び検出器で構成される。この場合の変換器は、入力される交流電圧の変化によりブリッジダイオードの両端間インピーダンスが変化する特性を利用している。このような変換器を絶縁トランスの一次側に接続し、そのブリッジ間インピーダンスの変化を入力して二次側への出力として伝送する。そして検出器は、絶縁トランスにより伝送されるインピーダンスの変化に基づいて、入力される交流電圧の極性を検出する。

第３発明の極性検出器は、入力される交流電圧の極性変化がノイズとして伝送される点を改善した。すなわち、第２発明では交流電圧の極性変化のタイミングでダイオードの端子間電圧が変動し、これがコモンノイズとして絶縁トランスの一次側へ入力されることを妨げない。
これに対し、第３発明の極性検出器では、変換器においてダイオードブリッジを構成することにより、交流電圧の極性変化のタイミングでダイオードブリッジ両端間の電圧は変化するものの、ブリッジ内部で隣り合うダイオードのカソード－アノード間の電圧変化は、構成するダイオードブリッジのバランスが完全であれば０となる。このため、変換器の出力に伝送されるノイズを減衰することができる。その他の点は第１発明と同様である。

〔電源装置〕
本発明は、さらに電源装置を提供する。電源装置は、ブリッジレスＰＦＣ回路、スイッチング電源回路（ＤＣＤＣコンバータ）から構成される。ブリッジレスＰＦＣ回路は、制御回路とＦＥＴブリッジ回路より構成される。ブリッジレスＰＦＣ回路は、入力される交流電流を整流して力率を改善した状態の整流波を出力する。スイッチング電源回路は、ブリッジレスＰＦＣ回路からの出力を用いて直流電源を機器等の負荷に供給する。制御回路は、第１発明、第２発明又は第３発明のいずれかの極性検出器による検出結果を用いてＦＥＴブリッジ回路の力率改善動作及び整流動作を制御する。

力率改善回路をブリッジレスＰＦＣとすることで、小型化及び効率改善効果が図られる上、本発明の極性検出器を採用することで力率改善動作及び整流動作の制御に必要な極性検出のための電力を小さく抑えることができる。

本発明によれば、極性検出のための新たな技術を提供することができる。

一実施形態の電源装置の構成を概略的に示すブロック図である。 交流電圧の入力波形と極性信号の出力波形との関係を示すタイミングチャートである。 第１例の極性検出回路の構成を概略的に示すブロック図である。 変換器Ａによる交流入力電圧の極性変化からインピーダンス変化への変換を示す図である。 ダイオードの電圧電流特性を示す図である。 ダイオード特性を利用して構成した変換器Ａの回路例を示す図である。 絶縁トランス及び検出器Ｂの回路例を示す図である。 第２例の極性検出回路の構成を概略的に示すブロック図である。 第３例の極性検出回路の構成を概略的に示すブロック図である。 圧電トランスＰＺＴ１の等価回路を示す図である。 図１０中の二次側電極対から見た圧電トランスＰＺＴ１の等価回路を示す図である。 図１１の等価回路をさらに変換した等価回路を示す図である。 圧電トランスＰＺＴ１の入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。 図１２の等価回路を周波数範囲の限定によってさらに単純化した等価回路を示す図である。 本実施形態の極性検出回路と対比される比較例の回路構成を示す図である。 第３例の極性検出回路をより詳細に示した回路図である。 発振器Ｅの出力から圧電トランスＰＺＴ１、コンデンサＣ１，Ｃ２を含む等価回路を示す図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。

〔電源装置〕
図１は、一実施形態の電源装置１００の構成を概略的に示すブロック図である。
電源装置１００は、大きく分けてスイッチング電源回路１１０及び力率改善回路（以下、本実施形態において「ブリッジレスＰＦＣ回路」と称する。）１２０から構成されている。電源装置１００は、商用電源等の交流電圧をブリッジレスＰＦＣ回路１２０の入力端子ＡＣ１，ＡＣ２に入力し、全波整流してスイッチング電源回路（ＤＣ－ＤＣコンバータ）１１０に伝送し、スイッチング電源回路１１０で直流電源（例えばＤＣ＋１２Ｖ）を生成して外部機器等の負荷に供給するものである。

ブリッジレスＰＦＣ回路１２０は、入力される商用交流（例えばＡＣ１００Ｖ５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）をＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１～Ｑ４）で力率改善動作及び同期整流するブリッジレスタイプのものである。力率改善動作及び同期整流では、商用交流の周期内で２つのインダクタＬ１，Ｌ２を用いた電流の蓄積と放出、コンデンサＣｚを用いた平滑が高周波（例えば１００ｋＨｚ）で行われる。

ブリッジレスＰＦＣ回路１２０は、第１ＦＥＴ駆動回路１２２、第２ＦＥＴ駆動回路１２４及び制御回路１２６を備え、このうち第１ＦＥＴ駆動回路１２２はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の組を駆動し、第２ＦＥＴ駆動回路１２４はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３，Ｑ４）の組を駆動する。制御回路１２６は第１ＦＥＴ駆動回路１２２及び第２ＦＥＴ駆動回路１２４にそれぞれ駆動信号ＧＤ１，ＧＤ２を印加し、これを受けて第１ＦＥＴ駆動回路１２２及び第２ＦＥＴ駆動回路１２４は、各ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１～Ｑ４）のＯＮ－ＯＦＦ状態を切り替える。

ブリッジレスＰＦＣ回路１２０は電流検出回路１２８を備えており、この電流検出回路１２８は入力電流の瞬時値を検出し、電流信号ＳＩを制御回路１２６に供給する。また制御回路１２６には、分圧抵抗Ｒで検出した出力電圧信号Ｓｖｏが入力される。制御回路１２６は、ブリッジレスＰＦＣ回路１２０からの出力電圧を設定値に維持するため、電流信号ＳＩを参照しつつ交流入力電圧の極性変化に合わせて駆動信号ＧＤ１，ＧＤ２を出力するタイミングを制御し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１～Ｑ４）を用いた力率改善動作及び同期整流動作を通じて出力電圧の平均値を制御する。なお、ブリッジレスＰＦＣ回路１２０による同期整流や力率改善については公知であるため、その詳細については省略する。

ブリッジレスＰＦＣ回路１２０は極性検出回路１３０を備え、この極性検出回路１３０は、入力される交流電圧の極性変化を検出し、極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２を制御回路１２６に供給する。制御回路１２６は、極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２を参照しつつ、上記のように第１ＦＥＴ駆動回路１２２及び第２ＦＥＴ駆動回路１２４に印加する駆動信号ＧＤ１，ＧＤ２のタイミングを制御する。

その他にブリッジレスＰＦＣ回路１２０は、補助電源１２９を備えている。補助電源１２９は、商用交流から補助電源（＋Ｖｃｃ）を生成し、ブリッジレスＰＦＣ回路１２０内部の各所（第１ＦＥＴ駆動回路１２２、第２ＦＥＴ駆動回路１２４、制御回路１２６、電流検出回路１２８、極性検出回路１３０）に供給する。

図１中に太い破線で示したように、ブリッジレスＰＦＣ回路１２０内部では、いくつかの構成に跨がって一次側の要素と二次側の要素とに分かれており、一次側と二次側とは内部で絶縁されている。入力端子ＡＣ１，ＡＣ２に接続するインダクタＬ１，Ｌ２や、４つのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１～Ｑ４）、平滑用のコンデンサＣｚ、分圧抵抗Ｒ等はいずれも一次側の要素である。制御回路１２６は、その全体が二次側の要素であるが、第１ＦＥＴ駆動回路１２２や第２ＦＥＴ駆動回路１２４、電流検出回路１２８、極性検出回路１３０の各部は、それぞれ内部において一次側の要素と二次側の要素とが電気的に絶縁されており、制御回路１２６とは二次側の要素のみで接続されている。なお、スイッチング電源回路１１０も内部で一次側の要素と二次側の要素とに分かれており、これらが内部で絶縁されている。

〔極性信号〕
図２は、交流電圧の入力波形と極性信号の出力波形との関係を示すタイミングチャートである。
〔時刻ｔ０〕
図２中（Ａ）：交流電圧の入力波形は、周期的に極性（正－負）を変化させる正弦波となる。ここでは、ある時刻ｔ０から入力交流電圧が正方向に変化していくものとする。

〔時刻ｔ１～ｔ２〕
図２中（Ｂ）：正極性に対応する極性信号ＯＵＴ１の論理は、ローレベル（ＧＮＤ）を真、ハイレベル（Ｖ１）を偽とすると、交流電圧が正方向にある程度まで振幅が増加する時刻ｔ１でハイレベルからローレベル＝真となる。
図２中（Ｃ）：一方、負極性に対応する極性信号ＯＵＴ２は、その論理を同じとすると、交流電圧が正極性にある時刻ｔ１～ｔ２の区間はハイレベル＝偽のままとなっている。
この間、極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２によって表される極性情報は、「入力端子ＩＮ－Ａが正極性かつ入力端子ＩＮ－Ｂが負極性」を表すものとなる。

〔時刻ｔ２〕
図２中（Ａ），（Ｂ）：交流電圧が正極性で０Ｖに接近してくると、極性信号ＯＵＴ１はローレベルからハイレベル＝偽となり、論理が反転する。
図２中（Ｃ）：極性信号ＯＵＴ２はハイレベル＝偽のままである。

〔時刻ｔ３〕
図２中（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）：交流電圧が０Ｖとなるが、ここでは極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２が変化しない。また、時刻ｔ３から入力交流電圧は負方向に変化していく。

〔時刻ｔ４〕
図２中（Ｃ）：負極性に対応する極性信号ＯＵＴ２は、時刻ｔ２から時刻ｔ４の間もハイレベル＝偽であったが、交流電圧が負方向にある程度まで振幅が増加する時刻ｔ４からはローレベル＝真となる。
図２中（Ｂ）：一方、正極性に対応する極性信号ＯＵＴ１は、交流電圧が負極性にある時刻ｔ４ではハイレベル＝偽のままとなっている。

このように、時刻ｔ２から時刻ｔ４までの区間では、極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２がともにハイレベル＝偽であるため、これによって表される極性情報は「不確定領域」を表すものとなる。「不確定領域」は、制御回路１２６がＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１～Ｑ４）の駆動制御を行わない時間帯であり、ブリッジレスＰＦＣ回路１２０は見かけ上、ダイオードブリッジとして作用する。時刻ｔ４以降は「不確定領域」を過ぎ、以下となる。

〔時刻ｔ４～ｔ５〕
図２中（Ｃ）：負極性に対応する極性信号ＯＵＴ２は、交流電圧が負極性にある時刻ｔ４～時刻ｔ５の区間はローレベル＝真である。
図２中（Ｂ）：一方、正極性に対応する極性信号ＯＵＴ１は、交流電圧が負極性にある時刻ｔ４～時刻ｔ５の区間はハイレベル＝偽のままとなっている。
この間、極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２によって表される極性情報は、「入力端子ＩＮ－Ａが負極性かつ入力端子ＩＮ－Ｂが正極性」を表すものとなる。

〔時刻ｔ５〕
図２中（Ａ），（Ｃ）：交流電圧が負極性で０Ｖに接近してくると、極性信号ＯＵＴ２はローレベルからハイレベル＝偽となり、論理が反転する。
図２中（Ｂ）：極性信号ＯＵＴ１はハイレベル＝偽のままである。

〔時刻ｔ６〕
図２中（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）：交流電圧が０Ｖとなるが、ここでは極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２が変化しない。また、時刻ｔ６から入力交流電圧は再び正方向に変化していく。

〔時刻ｔ７〕
図２中（Ｂ）：正極性に対応する極性信号ＯＵＴ１は、時刻ｔ５から時刻ｔ７の間もハイレベル＝偽であったが、交流電圧が正方向にある程度まで振幅が増加する時刻ｔ７からはローレベル＝真となる。
図２中（Ｃ）：一方、負極性に対応する極性信号ＯＵＴ２は、交流電圧が正極性にある時刻ｔ７ではハイレベル＝偽のままとなっている。

このように、時刻ｔ５から時刻ｔ７までの区間では、極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２がともにハイレベル＝偽であるため、これによって表される極性情報は「不確定領域」を表すものとなる。

このように、極性検出回路１３０は、入力される交流電圧の極性変化（不確定領域を含む）を検出し、その結果に応じて極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２を制御回路１２６に出力する。なお、時刻ｔ７以降は時刻ｔ１から時刻ｔ７までと同様のサイクルとなる。

〔極性検出回路〕
ここで本実施形態では、極性検出回路１３０に特有の構成を採用しており、以下では極性検出回路１３０について説明する。

〔第１例〕
図３は、第１例の極性検出回路１３０の構成を概略的に示すブロック図である。第１例の極性検出回路１３０は、変換器Ａ１３２、絶縁トランス１３４及び検出器Ｂ１３６を備えている。

〔変換器〕
変換器Ａ１３２は、入力端子ＡＣ１，ＡＣ２から交流電圧を入力し、その極性の変化をインピーダンスの変化に変換する機能を有している。すなわち、変換器Ａ１３２は、交流入力電圧の極性の変化に応じてインピーダンスが変化する回路である。印加される電圧の値によってインピーダンスが変化する素子としては、ダイオード等が考えられる。したがって、変換器Ａ１３２の回路は、例えばダイオードによって構成することができる。ダイオードで構成される変換器Ａ１３２への入力電流は微小であり、極性検出回路１３０が極性検出のために消費する電力は、フォトダイオードを用いた従来型の極性検出器よりも大幅に小さく抑えられる。

〔絶縁トランス〕
絶縁トランス１３４は、一次側に変換器Ａ１３２が接続されており、これと絶縁された二次側には検出器Ｂ１３６が接続されている。したがって、図１中に太い破線で示した絶縁境界線は、極性検出回路１３０の中で絶縁トランス１３４を縦断することになる。変換器Ａ１３２から出力されるインピーダンスの変化は、絶縁トランス１３４の一次側に入力されるが、絶縁トランス１３４は、入力されたインピーダンスの変化を絶縁された二次側への出力として伝送する。

〔検出器〕
検出器Ｂ１３６は、絶縁トランス１３４の一次側のインピーダンス変化に対応した二次側への伝送量の変化を検出し、その結果を交流入力電圧の極性として出力する。すなわち検出器Ｂ１３６は、絶縁トランス１３４により伝送されたインピーダンスの変化に基づいて、交流入力電圧の極性の変化を検出する。検出器Ｂ１３６は、検出結果として上記の極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２を出力することができ、その出力パターンは図２に示したものと同様である。したがって、検出器Ｂ１３６はＩＮ－Ａが正、ＩＮ－Ｂが負のとき極性信号ＯＵＴ１をローレベルとして極性を検出し、ＩＮ－Ａが負、ＩＮ－Ｂが正のとき極性信号ＯＵＴ２をローレベルとして極性を検出する。なお、極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の論理は逆でもよい。

〔極性変化からインピーダンス変化への変換〕
図４は、変換器Ａ１３２による交流入力電圧の極性変化からインピーダンス変化への変換を示す図である。

図４中（Ａ）：入力される交流電圧は、例えば時刻ｔ０から正方向に振幅が増加し、時刻ｔ３でゼロ点をクロスして負方向に振幅が増加した後、時刻ｔ６においてゼロ点に戻る周期を繰り返す。なお、図４中の時刻ｔ０，時刻ｔ３，時刻ｔ６，時刻ｔ９等のタイミングは図２と同じである。

図４中（Ｂ）：変換器Ａ１３２は、上記のように交流入力電圧の極性の変化をインピーダンスの変化へと変換するので、入力電圧波形がゼロ点をクロスする各時刻ｔ０，時刻ｔ３，時刻ｔ６，時刻ｔ９を境にインピーダンスレベルが極端に変化する。この例では、交流電圧の極性が正の区間では変換器Ａ１３２のインピーダンスの絶対値が低く（低インピーダンス）、極性が負の区間ではインピーダンスの絶対値が高い（高インピーダンス）。変換器Ａ１３２は、このような矩形波状に変化するインピーダンスを出力する。

上記のように、変換器Ａ１３２から出力されるインピーダンスは、絶縁トランス１３４により一次側から二次側の検出器Ｂ１３６へと伝送される。したがって、検出器Ｂ１３６による極性の検出は、伝送されるインピーダンスの変化（図４中（Ｂ））に基づいて行われる。すなわち、低インピーダンスが伝送される区間ではＩＮ－Ａが正、ＩＮ－Ｂが負であるとして極性信号ＯＵＴ１をローレベルで出力し、高インピーダンスが伝送される区間ではＩＮ－Ａが負、ＩＮ－Ｂが正として極性信号ＯＵＴ２をローレベルで出力する。また、不確定領域は、インピーダンス変化の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの近傍となり、この間の出力は極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２ともにハイレベルで出力する。

〔ダイオード特性〕
図５は、ダイオードの電圧電流特性を示す図である。一般的かつ、あくまで一例として、ここでは耐圧４００Ｖ、整流電流０．２Ａのダイオードを取り上げる。ダイオードは、逆バイアスがかかると端子間抵抗はほぼ無限大となり、順方向に電圧を加えると微小な順方向電流Ｉｍ（例えば０．１ｍＡ程度）で端子間抵抗Ｚｍが数ｋΩ（例えば６ｋΩ）にまで低下する。本実施形態では、このようなダイオード特性を利用して交流電圧極性の変化をインピーダンス変化に変換するものとしている。

〔ダイオードを用いた回路例〕
図６は、ダイオード特性を利用して構成した変換器Ａ１３２の回路例を示す図である。変換器Ａ１３２は、回路を検出用抵抗Ｒ１，Ｒ２、インピーダンス変化用ダイオードＤ１のシンプルな構成とし、出力端子の前段に直流から入力交流電圧の周波数までをカットするコンデンサＣ１，Ｃ２を設けている。この場合の変換器Ａ１３２によるインピーダンス変化は以下となる。

〔交流電圧が正極性〕
交流入力電圧が正極性（ＩＮ－Ａ：正 ＩＮ－Ｂ：負）のときはダイオードＤ１が順方向バイアスとなり、低インピーダンスとなる。
〔交流電圧が負極性〕
交流入力電圧が負極性（ＩＮ－Ａ：負 ＩＮ－Ｂ：正）のときはダイオードＤ１が逆方向バイアスとなり、高インピーダンスとなる。

〔検出器の回路例〕
図７は、絶縁トランス１３４及び検出器Ｂ１３６の回路例を示す図である。
先ず、絶縁トランス１３４として巻線トランスＴ１を用いる。巻線トランスＴ１は、その巻数比を１：１とすることで、変換器Ａ１３２から出力されるインピーダンスをそのまま二次側に伝送する。

検出器Ｂ１３６は、回路内にマルチバイブレータ１３６ａを有する。すなわち、コンパレータＩＣ１、抵抗Ｒ４～Ｒ７、コンデンサＣ３は、マルチバイブレータ１３６ａを構成している。このマルチバイブレータ１３６ａは、高周波（例えば１００ｋＨｚ）で発振し、抵抗Ｒ３と巻線トランスＴ１の二次端子間にほぼ電源電圧（Ｖｃｃ）の高周波矩形波を印加する。

コンパレータＩＣ１の出力電流は、抵抗Ｒ８で電圧に変換する。巻線トランスＴ１の二次側のインピーダンスが大きいときは、コンパレータＩＣ１の出力電流は小さいので、抵抗Ｒ８の端子間電圧は低くなる。一方、巻線トランスＴ１の二次側のインピーダンスが小さいときは、コンパレータＩＣ１の出力電流は大きいので、抵抗Ｒ８の端子間電圧は高くなる。このような電圧変化をコンパレータＩＣ２，ＩＣ３で検出し、各コンパレータＩＣ２，ＩＣ３の出力を検出器Ｂ１３６の出力、つまり極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２とすることができる。

コンパレータＩＣ２，ＩＣ３の前段に設けた抵抗Ｒ９～Ｒ１１は、コンパレータＩＣ２の非反転入力端子及びコンパレータＩＣ３の反転入力端子にそれぞれ閾値電圧を供給する。このとき、各抵抗Ｒ９～Ｒ１１の値の設定により、コンパレータＩＣ２の非反転入力端子に印加する閾値電圧値は、コンパレータＩＣ３の反転入力端子に印加する閾値電圧値よりも微小電圧だけ高めに設定する。これは、交流入力電圧の極性の不確定領域に対応するためである。

検出器Ｂ１３６による検出出力は以下となる。
〔交流電圧が正極性〕
交流入力電圧の極性が正極性（ＩＮ－Ａ：正 ＩＮ－Ｂ：負）のときは、巻線トランスＴ１の二次側のインピーダンスが低下するため、抵抗Ｒ８の端子間電圧は、これによってコンパレータＩＣ２の反転入力端子に印加される電圧を非反転入力端子に印加されている閾値より高くする。その結果、極性信号ＯＵＴ１はローレベルで出力されることになる。

〔交流電圧が負極性〕
交流入力電圧の極性が負極性（ＩＮ－Ａ：負 ＩＮ－Ｂ：正）のときは、巻線トランスＴ１の二次側のインピーダンスが高くなるので、コンパレータＩＣ１の出力電流が低下して抵抗Ｒ８の端子間電圧は低下する。このため、抵抗Ｒ８の端子間電圧は、コンパレータＩＣ３の反転入力端子に印加した閾値より低くなる。その結果、極性信号ＯＵＴ２はローレベルで出力される。

〔不確定領域の設定〕
交流入力電圧の極性が不確定領域にある場合、抵抗Ｒ８の端子間電圧は、コンパレータＩＣ２の非反転入力端子に印加される閾値より低く、そしてコンパレータＩＣ３の反転入力端子に印加される閾値より高い。したがって、極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２はいずれもハイレベルで出力される。

このように、第１例（図３）に示す極性検出回路１３０は、交流電圧の極性検出機能を有しており、その動作は図３に示すものとして実現することができる。
このとき、変換器Ａ１３２は極低電流Ｉｍでもインピーダンス変化を生じることができ、また、巻線トランスＴ１を用いた絶縁トランス１３４は高周波対応のもので足りる。
これにより、従来型の極性検出器よりも検出電力が少なく、かつ小型軽量の極性検出回路１３０を実現することができる。なお、検出電力の巻線トランスＴ１を高周波対応としたことによる小型軽量化については、比較例との比較をもってさらに後述する。

〔第２例〕
図８は、第２例の極性検出回路２３０の構成を概略的に示すブロック図である。第２例の極性検出回路２３０は、変換器Ｃ２３２、絶縁トランス１３４及び検出器Ｂ１３６を備えている。したがって、第２例の極性検出回路２３０は、第１例（図３）の極性検出回路１３０の変換器Ａ１３２（図６）を別構成としたものである。

別構成の変換器Ｃ２３２は、ダイオードブリッジの構成を採用している。変換器Ａ１３２（図６）の場合、交流入力電圧の極性変化のタイミングでダイオードＤ１の端子間電圧が極端に変動し、その変動が変換器Ａ１３２の出力にノイズとして伝送されることがある。

一方、別構成とした変換器Ｃ２３２は、ダイオードブリッジの構成を採用したことにより、以下の利点がある。すなわち、交流入力電圧が極性変化するタイミングにおいて、ブリッジ一端側のダイオードＤ１，Ｄ４のアノードと他端側のダイオードＤ２，Ｄ３のカソード間の電圧は確かに変化するものの、ブリッジ内部におけるダイオードＤ１のカソード、ダイオードＤ２のアノードとダイオードＤ４のカソード、ダイオードＤ３のアノード間の電圧変化は、ダイオードブリッジのバランスが完全であれば０となる。このため変換器Ｃ２３２の出力に伝送されるノイズ電圧を大幅に減衰させることができる。その他の動作は、第１例（図３）に示す極性検出回路１３０の動作と同様である。

〔第３例〕
図９は、第３例の極性検出回路３３０の構成を概略的に示すブロック図である。第３例の極性検出回路３３０は、変換器Ｄ３３２、圧電トランス３３４、発振器Ｅ３３８及び検出器Ｆ３３６を備えている。したがって、第３例の極性検出回路３３０は、第１例（図３）とも第２例（図８）とも異なる構成例を開示している。

第３例の極性検出回路３３０では、絶縁トランス１３４として圧電トランスＰＺＴ１を用いている。圧電トランスＰＺＴ１は、例えばチタン酸ジルコン酸鉛等の圧電体を板状に成形し、分極処理して一次側（駆動部）と二次側（発電部）とを構成したものである。圧電体の表面には、一次側の対向電極Ｐ１，Ｐ２及び二次側の対向電極Ｐ３，Ｐ４が例えば銀ペースト等で厚膜形成されている。なお、圧電トランスＰＺＴ１は、複数の圧電体層を積層した積層体で構成されていてもよく、内層に電極が配置されていてもよい。

また、変換器Ｄ３３２は、ダイオードブリッジ構成を採用した点では第２例の変換器Ｃ２３２と共通するが、変換器Ｃ２３２で用いていた直流カット用コンデンサＣ１，Ｃ２を省略した構成としている。すなわち、絶縁トランスに巻線トランスを採用した場合、巻線トランスの一次側のインダクタンスは高周波に対応した値とするため、商用交流の５０Ｈｚ／６０Ｈｚに対するインピーダンスが非常に低くなり、過大な電流が一次巻線に流れてしまう。このため直流カット用コンデンサＣ１，Ｃ２が必要となる。

これに対し、圧電トランスＰＺＴ１の一次側は商用交流に対して非常に大きなインピーダンス値を示すので、変換器Ｄ３３２ではそのような直流カット用コンデンサＣ１，Ｃ２を省略することができる。なお、変換器Ｄ３３２の基本動作は変換器Ｃ２３２と同様である。

圧電トランスＰＺＴ１は、一次側に入力される変換器Ｄ３３２のインピーダンス変化を二次側に伝送する。圧電トランスＰＺＴ１は上記のように４端子の構造であり、通常、一次側の電極対（対向電極Ｐ１，Ｐ２）と二次側の電極対（対向電極Ｐ３，Ｐ４）との間は、十分な距離をあけて絶縁されている。したがって、圧電トランスＰＺＴ１もまた、変換器Ｄ３３２で変換されたインピーダンスの変化を一次側で入力し、絶縁された二次側へ伝送することができる。

〔図１０～図１４：等価回路による説明〕
図１０は、圧電トランスＰＺＴ１の等価回路を示す図である。また図１１は、図１０中の二次側電極対（対向電極Ｐ３，Ｐ４）から見た圧電トランスＰＺＴ１の等価回路を示す図である。ただし、ここでは一次側電極対（対向電極Ｐ１，Ｐ２）に変換器Ｄ３３４の出力の抵抗Ｒｉｎを接続しているものとする。図１２は、図１１の等価回路をさらに変換した等価回路を示す図であり、図１４は、図１２の等価回路を周波数範囲の限定によってさらに単純化した等価回路を示す図である。

図１０の等価回路から図１２の等価回路への変換は、以下の式により説明できる。
先ず、図１２の等価回路における等価抵抗Ｒａは以下の〔数１〕で表される。また、等価コンデンサＣａは以下の〔数２〕で表される。

ここで図１３は、圧電トランスＰＺＴ１の入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。通常、圧電トランスＰＺＴ１の入力インピーダンスは、位相が＋９０度に近い領域（共振周波数ｆｒ～反共振周波数ｆｒｒの領域）で誘導性となり、それ以外では容量性となる。共振周波数ｆｒ～反共振周波数ｆｒｒの領域では、インピーダンス絶対値が周波数の増加に伴って増加する（｜Ｚｒ｜～｜Ｚｒｒ｜）。

このとき、発振器Ｅ３３８は、圧電トランスＰＺＴ１の入力インピーダンスが誘導性を示す周波数（共振周波数ｆｒ～反共振周波数ｆｒｒの領域）で発振する自励又は他励式の発振器として構成している。したがって、図１２の等価回路は、圧電トランスＰＺＴのインピーダンスが誘導性となる共振周波数ｆｒ～反共振周波数ｆｒｒの領域であれば、さらに単純化した図１４の等価回路で表すことができる。

図１２の等価回路から図１４の等価回路への単純化は、以下のように説明することができる。
先ず、上記の〔数１〕から等価抵抗Ｒａは、以下の〔数３〕の条件において最大値を示し、〔数４〕で表される。

また、以下の〔数５〕の条件において、等価抵抗Ｒａは〔数６〕となる。

したがって、変換器Ｄ３３２の出力の抵抗Ｒｉｎの増加（ｍの増加）に対し、等価抵抗Ｒａは単調に減少する。等価抵抗Ｒａが抵抗Ｒｉｎの増加に対して単調に減少するため、抵抗Ｒｉｎの増大に伴い、図１２の等価回路における二次側電極対、すなわち対向電極Ｐ３－Ｐ４間インピーダンスの抵抗成分が減少することになる。

上記のような現象は、図１２の等価回路をさらに単純化した図１４の等価回路として表したとき、変換器Ｄ３３２の出力の抵抗Ｒｉｎが（１／ωＣ_０１）より大きい領域で増加したとき、等価抵抗Ｒｘの値が単調に減少することを意味する。すなわちこれは、抵抗Ｒｉｎが増加したとき、圧電トランスＰＺＴ１の二次側インダクティブインピーダンスのＱが単調に増大することを意味する。

したがって、交流入力電圧の極性変化に対応する変換器Ｄ３３２のインピーダンス変化を（１／ωＣ_０１～∞）までの間に選定すれば、極性変化を圧電トランスＰＺＴ１の二次側のインダクティブインピーダンスのＱの変化として伝送できることになる。このＱの変化を検出器Ｆ３３６で検出すれば、最終的に検出器Ｆ３３６は、インピーダンス変化に基づいて交流入力電圧の極性を検出できることとなる。

このような第３例（図９）の極性検出回路３３０の構成は、さらに以下の優位性を発揮する。
すなわち、第３例（図９）の極性検出回路３３０の構成は、絶縁トランス３３４として圧電トランスＰＺＴ１を採用したことにより、第２例（図８）の構成に対して直流カット用コンデンサＣ１，Ｃ２の構成を省略することができる。
また、この他にも一次－二次間の結合容量を小さくすることができるという利点がある。絶縁トランスの中でも圧電トランスは、巻線トランスに比較して一次側と二次側との結合容量が小さいからである。絶縁トランスにおける一次側と二次側との結合容量は、一次側のノイズを二次側に伝えてしまうものであることから、結合容量は小さい方が耐ノイズ性能に対して有利であることは言うまでもない。特に、ＰＦＣとしての一次側は高周波ノイズが多いため、内部で絶縁された一次側と二次側との間の結合容量が小さいことは、従来型のものに比較して多大なアドバンテイジとなる。

〔比較例との対比〕
以上の利点を比較例との対比をもって説明する。
図１５は、本実施形態の極性検出回路１３０，２３０，３３０と対比される比較例の回路構成を示す図である。

〔比較例１〕
図１５中（Ａ）：比較例１の極性検出回路は、２つのフォトカプラＰＨ１，ＰＨ２で交流入力電圧の極性を検出する従来型のものであり、先行技術としても挙げたものである。比較例１の極性検出回路においても、入力端子ＩＮ－Ａ，ＩＮ－Ｂ間に交流入力電圧を入力し、これを電流制限用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してフォトカプラＰＨ１，ＰＨ２に印加する。

交流入力電圧の電圧極性がＩＮ－Ａ＝正、ＩＮ－Ｂ＝負であるとき、電流は入力端子ＩＮ－Ａから抵抗Ｒ１、フォトカプラＰＨ１のダイオードＤ１を経て抵抗Ｒ２へと流れ、フォトカプラＰＨ１のトランジスタＱ１をＯＮ状態にする。一方、フォトカプラＰＨ２のＱ２はＯＦＦ状態である。このとき、極性信号ＯＵＴ１はローレベル（Ｌｏｗ）、極性信号ＯＵＴ２はハイレベル（Ｈｉｇｈ）となる。

反対に、交流入力電圧の極性がＩＮ－Ａ＝負、ＩＮ－Ｂ＝正であるとき、電流は入力端子ＩＮ－Ｂ端子から抵抗Ｒ２、フォトカプラＰＨ２のダイオードＤ２を経て抵抗Ｒ１へと流れ、フォトカプラＰＨ２のトランジスタＱ２がＯＮ状態となり、フォトカプラＰＨ１のトランジスタＱ１がＯＦＦ状態となる。このときは、極性信号ＯＵＴ１がハイレベル（Ｈｉｇｈ）、極性信号ＯＵＴ２がローレベル（Ｌｏｗ）となる。

交流入力電圧が０Ｖに近い場合は、各フォトカプラＰＨ１，ＰＨ２のダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流が減少し、両トランジスタＱ１，Ｑ２はいずれもＯＦＦ状態となって不確定領域を検出する。

〔比較例２〕
図１５中（Ｂ）：比較例２の極性検出回路は、商用周波数に対応した絶縁トランスＴ１を用いた構成である。ここでも同様に、電流制限用の抵抗Ｒ１，Ｒ２を有するが、比較例２では、絶縁トランスＴ１のインダクタンス成分を抵抗成分に近づけるための抵抗Ｒ３を有している。その他の抵抗Ｒ４～Ｒ７は、コンパレータＩＣ１の非反転入力端子及びコンパレータＩＣ２の反転入力端子にバイアス電圧を供給すると同時に、絶縁トランスＴ１の二次側端子Ｐ４に中点電圧１／２×Ｖ_ＣＣ＝２．５Ｖを供給する。各バイアス電圧は、中点電圧から微小電圧だけプラス又はマイナスした電圧である。コンパレータＩＣ１の非反転入力に供給する中点電圧にプラスした微小電圧ΔＶ_１の値は、以下の〔数７〕で表される。

また、コンパレータＩＣ２の反転入力端子に供給する微小電圧ΔＶ_２は、上記の中点電圧に対してマイナスする方向に設定され、以下の〔数８〕で表される。

この微小電圧値ΔＶ_１，ΔＶ_２は、交流入力電圧が０Ｖ近辺となる極性の不確定領域において、コンパレータＩＣ１，ＩＣ２の誤動作を防止し、極性の不確定領域であることを出力する閾値となる。その他、入力端子ＩＮ－Ａ，ＩＮ－Ｂ間に交流入力電圧を入力する点は比較例１等と同様である。

交流入力電圧の極性がＩＮ－Ａ＝正、ＩＮ－Ｂ＝負のとき、絶縁トランスＴ１の二次側端子Ｐ３は二次側端子Ｐ４に対して正となる。絶縁トランスＴ１の二次側端子Ｐ３，Ｐ４間の電圧値がΔＶ_１を超えると、コンパレータＩＣ１の出力はローレベル（Ｌｏｗ）となる。

逆に、交流入力電圧の極性がＩＮ－Ａ＝負、ＩＮ－Ｂ＝正のときは、絶縁トランスＴ１の二次側端子Ｐ３は二次側端子Ｐ４に対して負となる。絶縁トランスＴ１の二次側端子Ｐ３，Ｐ４間の電圧値がΔＶ_２を超えて負側に増加すると、コンパレータＩＣ２の出力はローレベル（Ｌｏｗ）となる。したがって、この様子は比較例１や本実施形態と同様である。

〔比較例１の問題点〕
比較例１の極性検出回路は、先行技術について述べたように、検出電力が大きくなるという問題がある。比較例１の極性検出回路は、ある程度の電流でフォトカプラＰＨ１，ＰＨ２を駆動する必要があることから、電流制限用の抵抗Ｒ１、Ｒ２の値を高抵抗にすることができず、不確定領域を少なくすることは困難である。

例えば、フォトカプラＰＨ１，ＰＨ２の必要電流を２ｍＡ程度とすると、交流入力電圧が実効値で１００Ｖｒｍｓ、不確定領域を１０Ｖ以下とすると、抵抗Ｒ１＋Ｒ２の値は、（Ｒ_１＋Ｒ_２）≦（１０／（２×１０^－３）＝５ｋΩとなる。したがって、ここでの検出のための電力は（１００^２）／（５×１０^３）＝２Ｗとなる。このことは、２００ＷのＰＦＣであれば約１％の効率低下につながることを意味している。また、検出のための電力を下げるため抵抗値Ｒ１，Ｒ２の値を高くすると、フォトカプラＰＨ１，ＰＨ２の動作保証が困難となり不確定領域を広げる結果となる。

〔比較例２の問題点〕
比較例２の極性検出回路は、絶縁トランスＴ１が商用周波数（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）対応のものであるため、その形状や重量が問題となる。一般的に商用周波数対応の絶縁トランス（巻線トランス）の形状は、巻き数や磁気特性の関係から必然的に３０ｍｍ×３０ｍｍ×３０ｍｍ程度となり、その重量は１５０ｇ以上となる。

〔本実施形態の優位性〕
（１）本実施形態の極性検出回路１３０，２３０，３３０は、交流入力電圧の極性の変化をインピーダンスの変化に変換する手法を用いるため、回路の実現に際してダイオードを用いるだけでよく、フォトカプラや商用周波数対応（低周波型）の絶縁トランスを用いる必要がない。このため、電流制限用の抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を高抵抗に設定することができ、比較例１，２と比較して検出のための電力を大幅に低減させることができる。
（２）本実施形態では、交流入力電圧の極性の変化をインピーダンスの変化に変換した上で極性の変化を検出するため、例えば図４に示すように、交流入力電圧のゼロ点近傍までの検出が可能である。したがって、各種の設定により極性検出における不確定領域を容易に狭めることができる。
（３）本実施形態の極性検出回路１３０，２３０，３３０では、絶縁トランス１３４，３３４に高周波対応のものを用いることができる。このため、巻線トランスを用いる極性検出回路１３０，２３０においても、比較例２のような商用周波数対応の大型なものではなく、比較的小型軽量のものを用いることができる。特に、極性検出回路３３０では絶縁トランス３３４に圧電トランスを用いているため、巻線トランスと比較した場合の小型化及び軽量化の利点は格別である。一例として容積比で２％以下、質量比で１％以下に抑えることができる。

〔第３例の詳細〕
図１６は、第３例の極性検出回路３３０をより詳細に示した回路図である。ここでは主に、変換器Ｄ３３２、発振器Ｅ３３８及び検出器Ｆ３３６の回路構成をより詳細に示している。

変換器Ｄ３３２は、交流入力電圧の極性に応じて圧電トランスＰＺＴ１の一次側電極Ｐ１－Ｐ２間の終端インピーダンスを可変する。交流入力電圧の極性がＩＮ－Ａ＝正、ＩＮ－Ｂ＝負の場合、ダイオードＤ１～Ｄ４は導通状態となり、一次側電極Ｐ１－Ｐ２間の終端抵抗の値は大略で（Ｒ_４＋Ｒ_５）となる。

一方、交流入力電圧の極性がＩＮ－Ａ＝負、ＩＮ－Ｂ＝正の場合、ダイオードＤ１～Ｄ４は遮断状態となり、一次側電極Ｐ１－Ｐ２間の終端抵抗の値は（Ｒ_３＋Ｒ_４＋Ｒ_５）となる。ここで、抵抗Ｒ３～Ｒ５の値Ｒ_３～Ｒ_５については以下の〔数９〕の条件を満たすものを選定する。

このように抵抗Ｒ３～Ｒ５の値を選定することで、変換器Ｄ３３４の出力するインピーダンス変化を１／（ωＣ_０１）～∞までの範囲間に選定することができる。
ここで、ωは発振器Ｅ３３８の発振角周波数であり、また、コンデンサＣ１，Ｃ２及び圧電トランスＰＺＴ１の二次側電極Ｐ４－Ｐ３間のインダクタンスＬｘとの直列共振周波数である。したがってωは、二次側電極Ｐ４－Ｐ３間のインピーダンスが誘導性の値をとる角周波数でもある。

検出器Ｆ３３６は、発振器Ｅ３３８のコンデンサＣ１の端子間電圧を整流した直流電圧を抵抗Ｒ２２～Ｒ２４で作った基準電圧と比較し、その比較結果を出力する。

図１７は、発振器Ｅ３３８の出力から圧電トランスＰＺＴ１、コンデンサＣ１，Ｃ２を含む等価回路を示す図である。図１７に示す電圧源Ｖｏｓは、発振器Ｅ３３８のトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタから出力される角周波数ωの電流源出力を電圧源として等価的に表したものである。このとき電圧源Ｖｏｓの値は以下の〔数１０〕で表される。

Ｉｃ：電流源の出力電流

図１７に示す等価抵抗Ｒｘは、上述したように交流入力電圧の極性がＩＮ－Ａ＝正、ＩＮ－Ｂ＝負のとき、等価抵抗Ｒｘの値は大きくなり、図１７中の直列共振回路のＱは低くなる。その結果、コンデンサＣ１に流れる共振電流値は少なくなり、コンデンサＣ１の端子間電圧は低くなる。

一方、交流入力電圧の極性がＩＮ－Ａ＝負、ＩＮ－Ｂ＝正のときは、等価抵抗Ｒｘの値が小さくなり、図１７中の直列共振回路のＱは高くなる。その結果、コンデンサＣ１に流れる共振電流が増加して、コンデンサＣ１の端子間電圧は高くなる。

コンデンサＣ１の端子間電圧は、抵抗Ｒ２０、ダイオードＤ５、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２１から構成される整流回路で直流電圧に変換される。この直流電圧をコンパレータＩＣ２，ＩＣ３により、基準電圧と比較して結果を出力する。ここでの基準電圧は、上述したようにコンパレータＩＣ２の反転入力端子、コンパレータＩＣ３の非反転入力端子に入力している。コンパレータＩＣ２の反転入力端子の基準電圧は、コンパレータＩＣ３の非反転入力端子の基準電圧より微小電圧だけ低く設定する。このように設定することで、交流入力電圧の極性がＩＮ－Ａ＝正、ＩＮ－Ｂ＝負のときはＱが低下して整流回路からの直流電圧が低い状態となるので、検出器Ｆ３３６から出力される極性信号ＯＵＴ１はローレベル（Ｌｏｗ）、極性信号ＯＵＴ２はハイレベル（Ｈｉｇｈ）となる。

逆に、交流入力電圧の極性がＩＮ－Ａ＝負、ＩＮ－Ｂ＝正のときは、直列共振回路のＱが高くなるので、整流回路からの直流電圧も高くなり、出力される極性信号ＯＵＴ１はハイレベル（Ｈｉｇｈ）、極性信号ＯＵＴ２はローレベル（Ｌｏｗ）となる。

以上の２つの条件の中間、すなわち交流入力電圧の極性が不確定となる領域では、整流回路からの直流電圧は、コンパレータＩＣ３の非反転入力端子に印加した基準電圧よりやや低く、コンパレータＩＣ２の反転入力端子に印加した基準電圧よりやや高い電圧となる。その結果、出力される極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２はともにハイレベル（Ｈｉｇｈ）となる。このようにして、図２で挙げた極性信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の出力パターンを得ることができる。

上述した極性検出回路１３０，２３０，３３０によれば、交流入力電圧の極性の変化をインピーダンスの変化に変換し、これを絶縁された一次側から二次側へ伝送した上で、伝送されたインピーダンスの変化に基づいて、元の交流入力電圧の極性を検出するという、これまでにない新たな検出原理を提供することができる。また、極性検出回路１３０，２３０，３３０は、その検出手法を実現する回路の構成により、検出電力の低減及び構成部品の小型軽量化をも実現することができる。

本実施形態の極性検出回路１３０，２３０，３３０を用いた電源装置１００は、ブリッジレスＰＦＣ回路１２０として効率を向上しつつ、検出電力の低減により効率改善効果をさらに向上させることができる。また、不確定領域を容易に低減できることから、ブリッジレスＰＦＣ回路１２０の力率改善効果をさらに向上させることもできる。

本発明は、上述した一実施形態に制約されることなく、種種に変形して実施可能である。
電源装置１００は、図１に示す構成だけでなく、同様の機能を発揮できる構成に変形して実施することができる。

極性検出回路１３０，２３０，３３０は、変換器、絶縁トランス及び検出器（極性検出回路３３０については発振器が追加される）を基本構成としているが、これらが物理的に分離されている必要はなく、一部が一体化されていてもよい。

変換器Ａ１３２、変換器Ｃ２３２、変換器Ｄ３３２、検出器Ｂ１３６、マルチバイブレータ１３６ａ、発振器Ｅ３３８等の構成として挙げた回路図はあくまで例示であり、それらの回路構成を適宜に追加変更して構成することができる。

また、各回路図において、コンパレータＩＣ１～ＩＣ３の電源やＧＮＤ端子の図示を省略している場合、これらを適宜用いることとする。

各実施形態において図示とともに挙げた構造はあくまで好ましい一例であり、基本的な構造に各種の要素を付加し、あるいは一部を置換しても本発明を好適に実施可能であることはいうまでもない。

１００ 電源装置
１１０ スイッチング電源
１２０ ＰＦＣ
１２６ 制御回路
１３０ 極性検出回路
１３２ 変換器
１３４ 絶縁トランス
１３６ 検出器
１３６ａ マルチバイブレータ
３３８ 発振器

Claims (2)

1. 入力される交流電圧の極性の変化をダイオードブリッジによりインピーダンスの変化に変換する変換器と、
   前記変換器によるインピーダンスの変化を一次側へ入力し、絶縁された二次側への出力として伝送する圧電トランスと、
   前記圧電トランスの二次側にて前記圧電トランスの共振周波数と反共振周波数との間の周波数領域で発振する発振器と、
   前記発振器を含む前記圧電トランスの二次側でのインピーダンスの変化に基づいて、入力される交流電圧の極性を検出する検出器と
   を備えた交流電圧の極性検出器。
2. 入力される交流電流を整流して力率を改善した状態の整流波を出力するＦＥＴブリッジ回路を有し、前記ＦＥＴブリッジ回路の動作を制御回路で制御するブリッジレスＰＦＣ回路と、
   前記ブリッジレスＰＦＣ回路からの出力を用いて直流電源を供給するスイッチング電源回路とを備え、
   前記制御回路は、請求項１に記載の交流電圧の極性検出器による検出結果を用いて前記ＦＥＴブリッジ回路の力率改善動作及び整流動作を制御することを特徴とする電源装置。

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