JP3762288B2 - 圧電トランスコンバータ - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子機器に用いられる圧電トランスコンバータに関する。
【0002】
【従来技術】
近年、地球環境への負荷軽減から、エネルギー変換効率の高い電源装置が求められている。また、各種電子機器の小型化に対応して、家庭用電源から電子機器に電力供給するAC−DCコンバータや、電子機器内のプリント回路基板上に配置されるDC−DCコンバータの小型化及び低背化が重要な問題となっている。
【0003】
そのような問題を解決する技術として、スイッチング電源技術が用いられつつあり、最近では、スイッチング電源の変圧器として、高い電力密度を持ち、小型化及び低背化が容易な圧電トランスを用いることで、AC−DCコンバータやDC−DCコンバータの小型化を図る試みが進められている。
【0004】
圧電トランスは、電気信号を機械的な弾性振動に変換して、その弾性振動を電気信号に変換することで電圧変換を行うものであり、弾性振動の伝搬損失が抑えられる構造を見出すことで、高い変換効率をもつ圧電トランスが得られる。
【0005】
また、低背化に際しては、電磁トランスでは小型化による損失の増大が起こるため、小型化しても高い電力密度が得られる圧電トランスが有効な部品として着目されている。
【0006】
さらに、圧電トランスは固有振動数で共振する弾性振動体のため、特定の周波数を持つ信号しか通過させないという特徴を持つ。従って、圧電トランスを用いたコンバータを内蔵した場合、コンバータがノイズ発生源となりにくいといった利点がある。
【0007】
圧電トランスを用いたコンバータの高効率化には、電磁トランスを用いたコンバータと同様に、スイッチング素子にて発生する損失を抑えることが重要となる。スイッチング電源においては、スイッチング素子にかかる電圧と流れる電流の位相差をインダクタやコンデンサによって制御するソフトスイッチング技術を導入するか、もしくは低損失なスナバー回路を用いることで高効率化が実現されている。
【0008】
圧電トランスを用いた従来の共振形コンバータとして、図10に示すようなものが知られている。この共振形コンバータは、図10に示すように、電圧Viである直流電源100の両端に、スイッチング手段として用いられるMOSFET101とMOSFET102を直列接続し、MOSFET102のドレイン端子とソース端子間に並列に、共振回路113が接続されており、共振回路113は、インダクタ103と圧電トランス104の入力電極114を接続し、圧電トランス104の入力電極115と回路のグランド側を接続することで構成されている。
【0009】
圧電トランス104の出力部116、117端子間に接続される整流回路は、フルブリッジダイオード118を構成するダイオード105、106、107、108とコンデンサ109から構成されるコンデンサ入力形ブリッジ整流回路である。
【0010】
コンデンサ109は、フルブリッジダイオード118にて整流された電圧を平滑化し、負荷110に直流電圧を供給する。検出回路111は、負荷110にかかる電圧を検出して、目標電圧Voとの誤差を制御回路112に信号として出力する。制御回路112は、負荷110の電圧が目標電圧Voとなるように、MOSFET101とMOSFET102の開閉速度を制御するものである。
【0011】
このようなコンバータでは、MOSFET101とMOSFET102の寄生容量と、圧電トランス104の入力電極114、115間の静電容量と、インダクタ103で共振現象を発生させて、MOSFET101のドレイン−ソース間と、MOSFET102のドレイン−ソース間にかかる電圧と流れる電流の位相差を制御することでソフトスイッチングを実現し、MOSFET101とMOSFET102にて発生する損失を低減している。
【0012】
図11は、図10に示すコンバータの、共振回路113の共振周波数近傍での動作波形を示した図である。図10の(a)はMOSFET101のゲート電圧VGS1、(b)はMOSFET102のゲート電圧VGS2、(c)はMOSFET102のドレイン−ソース間電圧VDS2、(d)は圧電トランス104の入力電極114、115間にかかる電圧VT、(e)は接点A1からコンデンサ109に流れる電流Id2、(f)はコンバータの出力電圧V0である。
【0013】
この図11から、MOSFET101のゲート電圧VGS1と、MOSFET102のゲート電圧VGS2は、制御回路112によって交互に電圧が印加されるため、MOSFET101とMOSFET102は同時に導通しない。また、MOSFET101とMOSFET102が同時に非導通となる期間Td1を設けてやり、非導通期間Td1に共振現象を起こすことで、MOSFET101とMOSFET102での損失を低減し、回路の高効率を得る。
【0014】
非導通期間Td1では、MOSFET102のドレイン−ソース間電圧VDS2は、共振現象により、0VからViに滑らかに上昇、もしくはViから0Vに滑らかに下降する。圧電トランスに印加される電圧は、αViの正弦波となる。αは、MOSFET101の寄生容量と、MOSFET102の寄生容量と、インダクタ103と、圧電トランス104の入力電極114、115間の静電容量によって決まる値である。Id2は、負荷110の電圧がコンデンサ109の電圧より低下した時に流れるため、非導通期間Td2を有する。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】
従来の図10に示すコンバータでは、動作波形を示す図11からわかるように、圧電トランス104に印加される電圧VTが1周期内で正負に交互に変化するため、圧電トランス104に印加される電圧VTが正と負で、圧電トランスの分極方向が変化してしまい、ドメインとドメインの界面にて摩擦による発熱を引き起こし、効率低下や出力電圧低下を起こしてしまう問題があった。
【0016】
本発明は、圧電トランスへの入力電圧が負になることがなく、圧電トランスの発熱を抑制することができ、効率を向上できる圧電トランスコンバータを提供することを目的とする。
【0017】
【課題を解決するための手段】
本発明の圧電トランスコンバータは、交互にONする2個のスイッチング素子により直流電圧をスイッチングして交流電圧を発生させるスイッチング回路と、該スイッチング回路からの交流電圧を滑らかにする共振回路と、該共振回路の交流電圧に応じて電圧を変換する圧電トランスと、該圧電トランスからの交流電圧を整流平滑化する整流回路と、該整流回路からの直流電圧を検出する検出回路と、該検出回路からの出力電圧によって前記2個のスイッチング素子の開閉速度を制御する制御回路とを具備する圧電トランスコンバータであって、前記圧電トランスに印加される交流電圧のうち負の電圧成分をカットする交流電圧負成分カット手段を有することを特徴とする。
【0018】
本発明の圧電トランスコンバータでは、圧電トランスに印加される交流電圧のうち負の電圧成分をカットする交流電圧負成分カット手段を有するため、圧電トランスの入力電極には、常に正の交流電圧が印加されることになり、圧電トランスの分極方向が変化することがなく、ドメインとドメインの界面にて摩擦による発熱を引き起こすことがなく、圧電トランスの効率低下や出力電圧低下を防止できる。
【0019】
本発明の圧電トランスコンバータでは、スイッチング回路が直列に接続される第1スイッチング素子と第2スイッチング素子からなり、共振回路が前記第2スイッチング素子に対して並列に接続され、コンデンサ及びインダクタを有し、圧電トランスが少なくとも一対の入力電極と一対の出力電極を有し、整流回路が少なくとも2つのダイオードと1個のコンデンサを有するとともに、交流電圧負成分カット手段が前記圧電トランスの一対の入力電極間に並列に接続されたダイオードからなり、該ダイオードのアノードがグランドに接続されていることが望ましい。
【0020】
このような構成によれば、交流電圧負成分カット手段としてのダイオードは、圧電トランスの入力電極に印加される入力電圧が負になるときに導通して、インダクタ側の圧電トランスの入力電極の電位とグランド側の圧電トランスの入力電極を同電位とすることで、圧電トランスへの入力電圧が負になることを防止できる。
【0021】
また、共振回路は、コンデンサと、インダクタと、圧電トランスの静電容量とで構成されることになり、共振回路と2つのスイッチング素子の寄生容量にて共振現象を発生するため、本発明の圧電トランスコンバータは、スイッチング素子にて発生する損失が低減される。
【0022】
本発明の圧電トランスコンバータは、圧電トランスと整流回路との間に、前記圧電トランスからの出力電流を前記整流回路に連続して流すインダクタを設けることが望ましい。
【0023】
従来、図11に示すように、出力電流Id2は非導通期間Td2をもつ不連続モードであるため、圧電トランスからみたインピーダンスは、Td2期間内で無限大、Td2期間外では有限実数の負荷抵抗値と変化してしまう。即ち、整流回路とコンデンサと負荷によって構成される、圧電トランスの出力部から見た負荷側のインピーダンスが1周期内で有限実数の負荷抵抗値〜無限大と変動するため、圧電トランスの弾性振動が均一に保たれず、圧電トランスの効率が低下していたが、本発明によれば、圧電トランスの出力電極間の静電容量と、圧電トランスの出力電極と整流回路の間に接続したインダクタによって共振現象を起こし、圧電トランスからの出力電流が常に流れる電流連続モードとすることができ、1周期間における圧電トランスから見た負荷のインピーダンス変動の発生を防ぐことができ、これにより、圧電トランスに、エネルギー伝搬を行う弾性振動を均一に起こさせることができ、圧電トランスの効率を向上できる。
【0024】
さらに、本発明の圧電トランスコンバータは、直流電源から直流電圧がスイッチング回路に印加、または交流電源からの交流電圧を整流回路で直流電圧に整流し、この直流電圧がスイッチング回路に印加されることを特徴とする。
【0025】
【発明の実施の形態】
図1は本発明のDC−DC圧電トランスコンバータを示すもので、電圧Viである直流電源10の両端に、MOSFETからなる第1スイッチング素子11とMOSFETからなる第2スイッチング素子12が直列に接続され、第1スイッチング素子11のドレイン端子が直流電源10(Vi)に接続され、第1スイッチング素子11のソース端子と第2スイッチング素子12のドレイン端子が接続されており、第2スイッチング素子12のソース端子は電源のグランドに接続されている。
【0026】
第2スイッチング素子12のドレイン端子とソース端子間には、並列に共振回路30が接続されており、共振回路30は、コンデンサ13、インダクタ14、圧電トランス15の入力電極26、27間の静電容量から構成されている。第2スイッチング素子12のドレイン端子には、コンデンサ13、インダクタ14、圧電トランス15の入力電極26が順次接続されている。
【0027】
圧電トランス15の入力電極26、27間には、ダイオード16が並列に接続されており、ダイオード16のアノードは第2スイッチング素子12のソース端子を介してグランドに接続され、カソードはインダクタ14と圧電トランス15の入力電極26の間に接続されている。
【0028】
共振回路30のコンデンサ13によって、共振回路30に印加される電圧の直流成分を遮断し、圧電トランス15の入力電極26、27間に印加される電圧が負になるときにダイオード16が導通して、圧電トランスへの入力電圧を0Vにクランプすることで、圧電トランス15の入力電極26、27間の入力電圧が負になることを防ぎ、圧電トランス15での損失を低減できる。
【0029】
また、第1スイッチング素子11の寄生容量、第2スイッチング素子12の寄生容量、コンデンサ13、インダクタ14、圧電トランス15の入力電極26、27間の静電容量によって共振現象が起こり、第1スイッチング素子11と第2スイッチング素子12にて発生するスイッチング損を軽減するソフトスイッチングが実現でき、高効率なコンバータが実現できる。
【0030】
一方、圧電トランス15と整流回路33のブリッジダイオード17〜20の間には、インダクタ21が接続されている。圧電トランス15の出力電極28、29間の静電容量と、インダクタ21によって共振現象を発生させることで、出力電流Id2は非導通期間がない電流連続モードとなり、圧電トランス15からみた負荷のインピーダンス変換が起こらないため、圧電トランス15の弾性振動が均一となり、圧電トランス15での効率低下が小さい、高効率なコンバータが得られる。
【0031】
尚、図10の圧電トランスコンバータと同様に、検出回路24は、負荷23にかかる電圧を検出して、目標電圧Voとの誤差を制御回路25に信号として出力し、制御回路25は、負荷23の電圧が目標電圧Voとなるように、第1スイッチング素子11と第2スイッチング素子12の開閉速度を制御するものである。
【0032】
図2は、図1に示した本発明の圧電トランスコンバータの、共振回路30と第1スイッチング素子11の静電容量と第2スイッチング素子12の静電容量による共振周波数近傍での動作波形を示した図である。
【0033】
図2(a)は第1スイッチング素子11のゲート電圧VGS1、(b)は第2スイッチング素子12のゲート電圧VGS2、(c)は第2スイッチング素子12のドレイン−ソース間電圧VDS2、(d)は圧電トランス15の入力電極26、27間にかかる電圧VT、(e)は接点A1に流れる電流Id2、(f)はコンバータの出力電圧Voである。
【0034】
ゲート電圧VGS1とVGS2は交互に印加されるため、第1スイッチング素子11と第2スイッチング素子12は、同時にONにならない。また、第1スイッチング素子11と第2スイッチング素子12が同時に非導通である非導通期間Td1を設け、非導通期間Td1にて、共振現象を起こすことでソフトスイッチングを実現し、第1スイッチング素子11と第2スイッチング素子12のスイッチング損の少ない、高効率なコンバータが得られる。
【0035】
スイッチング時にVDS2は、非導通期間Td1にて、共振現象により、0VからViに滑らかに上昇、もしくはViから0Vに滑らかに下降する。圧電トランス15への入力電圧VTは、最小値が0Vであり、振幅αVi、オフセットαViの正弦波となる。ここでαは共振回路30と第1スイッチング素子11の静電容量と第2スイッチング素子12の静電容量によって決まる値である。入力電圧VTが負にならないことから、圧電トランス15での発熱が少なく、高効率のコンバータが得られる。
【0036】
また、出力電流Id2は常に電流が流れている電流連続モードとなっている。常に電流が流れることから、圧電トランス15からみた負荷23のインピーダンスが1周期内で変化せず、圧電トランス15の効率低下が少ない、高効率なコンバータが得られる。
【0037】
図3は本発明のAC−DC圧電トランスコンバータを示すもので、交流電源40の両端は、フルブリッジダイオードを構成するダイオード41、42、43、44に接続されており、ブリッジダイオードには平滑コンデンサ45が並列に接続されている。平滑コンデンサ45に並列に、MOSFETからなる第1スイッチング素子46とMOSFETからなる第2スイッチング素子47が直列接続されている。残る回路構成は、図1のDC−DC圧電トランスコンバータと同様である。
【0038】
なお、本願発明ではスイッチング素子としてMOSFETを用いて説明したが、バイポーラトランジスタを用いても、同様の効果が得られる。また、圧電トランスの出力電極に接続される整流回路は、ブリッジ整流回路でなく、たとえば倍電圧整流回路などの、他の整流回路を用いても同様の効果が得られる。
【0039】
【実施例】
本発明の実施例として図1のDC−DC圧電トランスコンバータを作製した。比較例として、従来技術である図10のDC−DC圧電トランスコンバータを作製した。使用した圧電トランスは入力電極間の静電容量1.2nF、出力電極間の静電容量79.5nFである。図4は圧電トランスの出力電圧の周波数特性を示す図である。周波数203kHzで最も高い出力電圧が得られる。図5は圧電トランス効率の周波数特性を示す図である。圧電トランスの効率は、周波数に対してほぼ96%と一定である。
【0040】
図1の本発明のDC−DCコンバータにおいて、コンデンサ13の静電容量を0.1μF、平滑コンデンサ22の静電容量を10μF、インダクタ14を152μH、インダクタ21を10.2μH、負荷23は10Ωとした。一方、図10の従来のDC−DCコンバータにおいて、平滑コンデンサ109の静電容量を10μF、インダクタ103を152μH、負荷110は10Ωとした。
【0041】
図6は、従来のDC−DCコンバータの出力電圧の周波数特性を、図7は従来のDC−DCコンバータの効率の周波数特性を示した図である。これに対して、図8は、本発明のDC−DCコンバータの出力電圧の周波数特性を、図9は本発明のDC−DCコンバータの効率の周波数特性を示した図である。
【0042】
図6と図7によると、従来のDC−DCコンバータにおいて、最大出力電圧となる周波数200kHzの出力電圧は17.4Vであり、その時の効率は60.67%であった。また、DC−DCコンバータの効率は、周波数にほぼ関係なく約60%程度と低く、出力電圧が低い場合にも高い効率を得ることが出来ない。
【0043】
一方、図8と図9によると、本発明のDC−DCコンバータでは、最大出力電圧となる周波数200kHzの出力電圧は17.6Vであり、その時の効率は86.15%であった。また、コンバータの効率は、周波数にほぼ関係なく80%以上と高く、出力電圧が低い場合においても高い効率が得られることが判る。
【0044】
【発明の効果】
本発明の圧電トランスコンバータでは、圧電トランスに印加される交流電圧のうち負の電圧成分をカットする交流電圧負成分カット手段を有するため、圧電トランスの入力電極には、常に正の交流電圧が印加されることになり、圧電トランスの分極方向が変化することがなく、ドメインとドメインの界面にて摩擦による発熱を引き起こすことがなく、効率低下や出力電圧低下を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のDC−DC圧電トランスコンバータを示す回路図である。
【図2】図1のDC−DC圧電トランスコンバータの各位置における電圧、電流のグラフである。
【図3】本発明のAC−DC圧電トランスコンバータを示す回路図である。
【図4】実施例で用いた圧電トランスの出力電圧の周波数特性を示すグラフである。
【図5】実施例で用いた圧電トランスの効率の周波数特性を示すグラフである。
【図6】従来のDC−DC圧電トランスコンバータの出力電圧の周波数特性を示すグラフである。
【図7】従来のDC−DC圧電トランスコンバータの効率の周波数特性を示すグラフである。
【図8】本発明のDC−DC圧電トランスコンバータの出力電圧の周波数特性を示すグラフである。
【図9】本発明のDC−DC圧電トランスコンバータの効率の周波数特性を示すグラフである。
【図10】従来のDC−DC圧電トランスコンバータを示す回路図である。
【図11】図10のDC−DC圧電トランスコンバータの各位置における電圧、電流のグラフである。
【符号の説明】
10・・・直流電源
11、12、46、47・・・スイッチング素子
13・・・共振回路のコンデンサ
14・・・共振回路のインダクタ
15・・・圧電トランス
16・・・ダイオード(交流電圧負成分カット手段)
17、18、19、20・・・整流回路のダイオード
21・・・インダクタ
22・・・整流回路のコンデンサ
24・・・検出回路
25・・・制御回路
26、27・・・圧電トランスの入力電極
28、29・・・圧電トランスの出力電極
30・・・共振回路
33・・・整流回路
40・・・交流電源
Claims (4)
- 交互にONする2個のスイッチング素子により直流電圧をスイッチングして交流電圧を発生させるスイッチング回路と、該スイッチング回路からの交流電圧を滑らかにする共振回路と、該共振回路の交流電圧に応じて電圧を変換する圧電トランスと、該圧電トランスからの交流電圧を整流平滑化する整流回路と、該整流回路からの直流電圧を検出する検出回路と、該検出回路からの出力電圧によって前記2個のスイッチング素子の開閉速度を制御する制御回路とを具備する圧電トランスコンバータであって、前記圧電トランスに印加される交流電圧のうち負の電圧成分をカットする交流電圧負成分カット手段を有することを特徴とする圧電トランスコンバータ。
- スイッチング回路が直列に接続される第1スイッチング素子と第2スイッチング素子からなり、共振回路が前記第2スイッチング素子に対して並列に接続され、コンデンサ及びインダクタを有し、圧電トランスが少なくとも一対の入力電極と一対の出力電極を有し、整流回路が少なくとも2つのダイオードと1個のコンデンサを有するとともに、交流電圧負成分カット手段が前記圧電トランスの一対の入力電極間に並列に接続されたダイオードからなり、該ダイオードのアノードがグランドに接続されていることを特徴とする請求項1記載の圧電トランスコンバータ。
- 圧電トランスと整流回路との間に、前記圧電トランスからの出力電流を前記整流回路に連続して流すインダクタを設けたことを特徴とする請求項1又は2記載の圧電トランスコンバータ。
- 直流電源から直流電圧がスイッチング回路に印加、または交流電源からの交流電圧を整流回路で直流電圧に整流し、この直流電圧がスイッチング回路に印加されることを特徴とする請求項1乃至3のうちいずれかに記載の圧電トランスコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001363600A JP3762288B2 (ja) | 2001-11-29 | 2001-11-29 | 圧電トランスコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001363600A JP3762288B2 (ja) | 2001-11-29 | 2001-11-29 | 圧電トランスコンバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003164144A JP2003164144A (ja) | 2003-06-06 |
JP3762288B2 true JP3762288B2 (ja) | 2006-04-05 |
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ID=19173917
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001363600A Expired - Fee Related JP3762288B2 (ja) | 2001-11-29 | 2001-11-29 | 圧電トランスコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3762288B2 (ja) |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP2003164144A (ja) | 2003-06-06 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040520 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050801 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050906 |
|
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