JP2016178800A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】非安定型コンバータの入力電圧を低下させた場合にも、ソフトスイッチング動作を維持して、広い出力電圧可変範囲で、高効率、低ノイズを実現可能とする。
【解決手段】安定型コンバータ１２の出力を非安定型コンバータ１４に入力し、出力電圧制御回路１８により出力電圧の低下を指示して安定型コンバータ１２のデューティ制御により出力電圧を低下させ、これにより固定デューティで制御している非安定型コンバータ１４の出力電圧を低下させる。非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２に設けたスイッチング周波数制御回路７２は、入力電圧検出回路７０で検出した入力電圧の大きさに応じて、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子３２，３８の組とスイッチング素子３４，３６の組を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするスイッチング周波数を変化させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力電圧を所望の電圧に変換して電子機器に供給するためのスイッチング電源装置に関し、特に安定型コンバータと非安定型コンバータを組み合わせたスイッチング電源装置に関する。

従来、スイッチング電源装置にあっては、入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を得ることができる絶縁型のコンバータに非安定型コンバータを用いた例として、例えば、図８（Ａ）に示すハーフブリッジ型のコンバータを非安定型コンバータとして動作させているものがある（特許文献１〜３参照）。

図８（Ａ）において、非安定型コンバータは、定常動作時に、スイッチング素子３２，３４を固定デューティ約５０％でデッドタイムを持って相補的にオン、オフしており、スイッチング素子３２のオンによりコンデンサ３１を介してトランス４０の１次巻線４２に電流を流し、２次巻線４４に誘起した電圧を整流ダイオード４８で整流して平滑コンデンサ５２により平滑し、また、スイッチング素子３４のオンによりコンデンサ３３を介してトランス４０の１次巻線４２に逆向きに電流を流し、２次巻線４６に誘起した電圧を整流ダイオード５０で整流して平滑コンデンサ５２により平滑している。

このスイッチング素子３２，３４のスイッチング動作により、トランス４０の１次巻線４２に常に電流が流れることになり、トランス４０の電流導通率を１００％近くにできるため、電流導通率が低いデューティ制御で用いられるトランスと比較すると、トランス４０が有効に利用できることから、高効率のコンバータを得ることができる。

また、非安定型コンバータには、図８（Ｂ）に示すフルブリッジ型の非安定型コンバータや図８（Ｃ）に示すプッシュプル型の非安定型コンバータがある。

図８（Ｂ）に示すフルブリッジ型の非安定型コンバータは、スイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアを固定デューティ約５０％でデッドタイムを持って相補的にオン、オフしており、スイッチング素子３２，３８のオンによりトランス４０の１次巻線４２に電流を流し、２次巻線４４に誘起した電圧を整流ダイオード４８で整流して平滑コンデンサ５２により平滑し、また、スイッチング素子３４，３６のオンによりトランス４０の１次巻線４２に逆向きに電流を流し、２次巻線４６に誘起した電圧を整流ダイオード５０で整流して平滑コンデンサ５２により平滑している。

図８（Ｃ）に示すプッシュプル型の非安定型コンバータは、スイッチング素子３２，３４を固定デューティ約５０％でデッドタイムを持って相補的にオン、オフしており、スイッチング素子３２のオンによりトランス４０の１次巻線４２に電流を流し、２次巻線４４に誘起した電圧を整流ダイオード４８で整流して平滑コンデンサ５２により平滑し、また、スイッチング素子３４のオンによりトランス４０の１次巻線４３に電流を流し、２次巻線４６に誘起した電圧を整流ダイオード５０で整流して平滑コンデンサ５２により平滑している。

このように非安定型コンバータは、トランスの導通率を高く用いる（トランスの２次巻線のデューティが、ほぼ１００％）ことができるため、トランスの導通損失を低減することができる。また、スイッチング素子をデッドタイムをもって駆動することで、ソフトスイッチング動作を実現できるため、スイッチング損失も低減することができる。

図９は図８（Ｂ）に示したフルブリッジ型の非安定型コンバータにおけるソフトスイッチング動作を示したタイムチャートであり、図９（Ａ）にスイッチング素子３２，３８のゲートソース間電圧ＶＧＳ１，ＶＧＳ４を示し、図９（Ｂ）にスイッチング素子３４，３６のゲートソース間電圧ＶＧＳ２，ＶＧＳ３を示し、図９（Ｃ）にスイッチング素子３２，３８のドレインソース間電圧ＶＤＳ１，ＶＤＳ４を示し、図９（Ｄ）にスイッチング素子３４，３６のドレインソース間電圧ＶＤＳ２，ＶＤＳ３を示している。

非安定型コンバータは、図１０に示すように、期間Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの４つの状態を持ち、期間Ｂと期間Ｄがデッドタイム期間である。

（期間Ａの動作）
期間Ａでは、スイッチング素子３２、３８がオンし、入力電源１０のプラス側、スイッチング素子３２、トランス４０の１次巻線４２、スイッチング素子３８、及び入力電源１０のマイナス側となる経路で電流が流れ、トランス４０の１次巻線４２に入力電圧Ｖｉｎが印加されて、１次巻線４２の励磁インダクタンスに励磁電流が流れてトランス４０に励磁エネルギーが蓄えられ、２次側に負荷が接続されていれば、期間Ａにトランス４０を経由して入力電源１０の電力がトランス４０の２次側に伝送される。

（期間Ｂの動作）
期間Ｂでは、スイッチング素子３２，３８がオフする。この期間は、スイッチング素子３４，３６もオンしない期間であり、全てのスイッチング素子３２，３４，３６，３８がオフしている期間（デッドタイム）となり、トランス４０に蓄えられた励磁エネルギーが励磁電流を流し続けようとするため、トランス４０の１次巻線４２のドットが無い側、スイッチング素子３６の寄生容量１１２、入力電源１０、スイッチング素子３４の寄生容量１０８、及びトランス４０の１次巻線４２のドットが有る側となる経路で電流が流れる。この動作により、スイッチング素子３４の寄生容量１０８、および、スイッチング素子３６の寄生容量１１２に蓄えられた電荷が引き抜かれる。

（期間Ｃの動作）
期間Ｃでは、スイッチング素子３４，３６がオンする。期間Ｂでスイッチング素子３４，３６の寄生容量１０８，１１２の電荷が引き抜かれているため、スイッチング素子３４，３６がオンする時は、ソフトスイッチング動作が実現できる。この期間Ｃは、トランス４０の１次巻線４２に期間Ａと逆極性の入力電圧Ｖｉｎが印加されるため、１次巻線４２の励磁インダクタンスに期間Ａと逆向きの励磁電流が流れ、トランス４０に期間Ａと逆極性の励磁エネルギーが蓄えられる期間となる。この期間Ｃは、入力電源１０のプラス側、スイッチング素子３６、トランス４０の１次巻線４２、スイッチング素子３４及び入力電源１０のマイナス側となる経路で電流が流れ、２次側に負荷が接続されていれば、トランス４０を経由して入力電源１０の電力がトランス４０の２次側に伝送される。

（期間Ｄの動作）
期間Ｄでは、スイッチング素子３４，３６がオフする。この期間Ｄは、スイッチング素子３２，３８もオンしない期間であり、全てのスイッチング素子３２，３４，３６，３８がオフしている期間（デッドタイム）となり、トランス４０に蓄えられた励磁エネルギーが励磁電流を流し続けようとするため、トランス４０の１次巻線４２のドットが有る側、スイッチング素子３２の寄生容量１０４、入力電源１０、スイッチング素子３８の寄生容量１１６、トランス４０の１次巻線４２のドットが無い側となる経路で電流が流れ、スイッチング素子３２，３８の寄生容量１０４，１１６に蓄えられた電荷が引き抜かれ、次の期間Ａでスイッチング素子３２，３８がオンするときに、ソフトスイッチング動作が実現できる。

図１０はフルブリッジ回路型の非安定型コンバータにおけるソフトスイッチング動作を説明したが、ハーフブリッジ回路型の非安定型コンバータやプッシュプル回路型の非安定型コンバータにおいても、スイッチング素子がオンしている期間にトランスに蓄えられた励磁エネルギーにより流れる励磁電流がデッドタイム期間中にスイッチング素子の寄生容量の電荷を引き抜くことで、次の期間でスイッチング素子がオンするときに、ソフトスイッチング動作が実現できる。

フルブリッジ回路型、ハーフブリッジ回路型およびプッシュプル回路型の非安定型コンバータは、スイッチング素子のソフトスイッチング動作を実現できることから、スイッチング素子がオン、オフする際にサージ電圧が発生することが無く、スイッチング電源装置が発生するノイズを低減することができる。また、サージ電圧が発生しないことから、スイッチング用の半導体素子として耐電圧の低い素子を使用することができる。耐電圧が低い素子は導通抵抗が小さいため、スイッチング素子の導通損失を低減することが可能になり、スイッチング電源装置を高効率なものにすることができる。

以上の説明のように、非安定型コンバータは、高効率、低ノイズのスイッチング電源装置を作るうえで有効な回路と言える。

（非安定型コンバータを用いたスイッチング電源装置の出力電圧制御）
非安定型コンバータは、入力電圧をトランスの巻数比で変換した電圧を出力するコンバータであるため、非安定型コンバータ単体では出力電圧を所定の電圧に制御することができず、入力電圧の変動に比例して出力電圧が変動する。

そこで、出力電圧を所定の電圧に制御することができるスイッチング電源装置とするために、図１１に示すように、出力電圧の制御が可能な安定型コンバータ１２と直列に非安定型コンバータ１４を接続して用いることが一般的である。

安定型コンバータ１２は、例えば、スイッチング素子２４、転流ダイオード２６、出力チョークコイル２８及び出力コンデンサ３０により降圧チョッパー回路を構成しており、制御回路が出力するデューティ制御信号に従ってスイッチング素子２４のオンデューティの制御を行ことによって出力電圧を制御することができる。

特開平０７−３３７００１号公報 特開２００８−０５４４７５号公報 特開２０１４−２２０８６２号公報

スイッチング電源装置の使用方法として、出力電圧を大きく可変させて使用する用途がある。例えば、半導体試験装置等に試験電圧を供給するスイッチング電源装置では、試験体の特性を測定するために、スイッチング電源装置の出力電圧となる試験電圧を大きく低下させて用いる場合がある。

図１１に示した非安定型コンバータ１４の前段に安定型コンバータ１２を接続したスイッチング電源装置において、出力電圧を大きく低下させることを可能とするためには、安定型コンバータ１２に降圧チョッパー回路を用いれば良い。降圧チョッパー回路は出力電圧を大きく低下させることができるコンバータ回路であるので、非安定型コンバータ１４の入力電圧を大きく低下させることができ、非安定型コンバータ１４の出力電圧も大きく低下させることができる。

しかしながら、非安定型コンバータ１４の前段に安定型コンバータ１２として降圧チョッパー回路を設けたスイッチング電源装置は、出力電圧を低下させたときにソフトスイッチング動作が実現できなくなる問題点を持つ。

図１０に示したように、非安定型コンバータは、例えば期間Ａのスイッチング素子３２，３８がオンしている時にトランス４０に励磁エネルギーを蓄え、期間Ｂのデッドタイム期間中にトランス４０の励磁エネルギーによって流される励磁電流によってスイッチング素子３４，３６の寄生容量１０８，１１２に蓄えられた電荷が引き抜かれる動作が行われることで、次の期間Ｃでスイッチング素子３４，３６のソフトスイッチング動作を実現可能としている。

このように、スイッチング素子の寄生容量を引き抜くためには、トランスの励磁エネルギーがスイッチング素子の寄生容量が持つエネルギー（実際の回路では、スイッチング素子の寄生容量だけでなく、回路中の色々な部品の寄生容量に蓄えられたエネルギー）よりも大きくなければならない。

トランスに蓄えられる励磁エネルギーは、トランスの励磁インダクタンスに蓄えられるエネルギーの計算式から求められ、次の式（１）のように表される。

Ｕ：トランスの励磁エネルギー
Ｌｍ：トランスの励磁インダクタンス
Ｉｍ：スイッチング素子がオフする直前のトランスの励磁電流
トランスの励磁電流Ｉｍは、励磁インダクタンスＬｍに印加される電圧と時間で決定される。例えば、図８（Ｂ）に示したフルブリッジ型の非安定型コンバータでは、トランス４０の励磁インダクタンスＬｍには非安定型コンバータの入力電圧Ｖｉｎ（ｎｉ）が印加される。

非安定型コンバータの入力電圧Ｖｉｎ（ｎｉ）が印加される時間は、スイッチング素子のオン時間であるのでＴｏｎ１（＝Ｔｏｎ２）になる。トランスの励磁電流Ｉｍは、次の式（２）で表される。

Ｖｉｎ（ｎｉ）：非安定型コンバータの入力電圧
Ｔｏｎ１：スイッチング素子３２および３８のオン時間（スイッチング素子３４，３６のオン時間Ｔｏｎ２に等しい）
式(１)と式(２)より、トランスの励磁エネルギーＵと励磁インダクタンスＬｍ、非安定型コンバータの入力電圧Ｖｉｎ（ｎｉ）およびスイッチング素子のオン時間Ｔｏｎ１の関係を表した次の式（３）が得られる。

図１１に示した非安定型コンバータ１４の前段に安定型コンバータ１２として降圧チョッパー回路を設けたスイッチング電源装置の出力電圧を低下させる場合は、非安定型コンバータ１４の入力電圧Ｖｉｎ（ｎｉ）を低下させることになる。

式（３）から入力電圧Ｖｉｎ（ｎｉ）を低下させると、トランスの励磁エネルギーＵが減少することが分かる。従って、非安定型コンバータ１４の前段に安定型コンバータ１２として降圧チョッパー回路を備えたスイッチング電源装置の出力電圧を低下させると、トランス４０の励磁エネルギーＵが小さくなってしまって、ソフトスイッチング動作ができなくなってしまう問題がある。

ここで、非安定型コンバータ１４の前段に安定型コンバータ１２として降圧チョッパー回路を設けたスイッチング電源装置において、広い出力電圧範囲において、ソフトスイッチング動作を実現するための方法として、式（３）から、トランスの励磁インダクタンスＬｍを小さくすることでトランスの励磁電流Ｉｍを増加させる方法が考えられる。

しかし、この方法では、不要な損失を増加させることになる。トランスの励磁電流Ｉｍはトランスの１次側巻線を流れる電流であり、２次側に送られる電流にはならないため、トランスの励磁電流Ｉｍが大きいと不要な導通損失を増加させることになる。

従って、広い出力電圧範囲において、ソフトスイッチング動作を実現するための方法として、トランスの励磁インダクタンスＬｍを小さくする方法は、スイッチング電源装置としての損失を増加させることになり、高効率なスイッチング電源装置を実現する手段として適切とはいえない。

本発明は、安定型コンバータにより非安定型コンバータの入力電圧を低下させた場合にもソフトスイッチング動作を維持して、広い出力電圧可変範囲で、高効率、低ノイズを実現可能とするスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

［第１発明］
（スイッチング電源装置）
本発明は、
直流電源から入力した所定の電圧をスイッチング動作により断続電圧に変換し、当該断続電圧を整流平滑して所定の出力電圧を出力する安定型コンバータと、
安定型コンバータのスイッチング動作をデューティ可変制御することで安定型コンバータの出力電圧を制御する安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
安定型コンバータの出力から入力した入力電圧をスイッチング素子に対するオン、オフにより交流電圧に変換し、当該交流電圧をトランスの巻数比による交流電圧に変換して整流平滑することにより、入力電圧をトランスの巻数比で決定される出力電圧に変換して負荷側に出力する非安定型コンバータと、
非安定型コンバータのスイッチング素子をオン、オフする非安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
安定型コンバータの出力電圧を所定値に変化させることで、非安定型コンバータの入力電圧を変化させて負荷側に出力する出力電圧を所定値に変化させる出力電圧制御回路と、
を備えたスイッチング電源装置に於いて、
非安定型コンバータ用スイッチング制御回路は、
安定型コンバータの出力から入力した入力電圧を検出し、入力電圧に対応した周波数設定信号を出力する入力電圧検出回路と、
入力電圧検出回路から出力された周波数設定信号により、非安定型コンバータのスイッチング素子をオン、オフするスイッチング周波数を変化させるスイッチング周波数制御回路と、
を備えたことを特徴とする。

（入力電圧に比例したスイッチング周波数の制御）
入力電圧検出回路は、入力電圧が低下した場合に周波数設定信号を変更することでスイッチング周波数を低周波側に変化させ、入力電圧検出回路で検出した入力電圧が上昇した場合に周波数設定信号を変更することでスイッチング周波数を高周波側に変化させる。

［第２発明］
（スイッチング電源装置）
本発明は、
直流電源から入力した所定の電圧をスイッチング動作により断続電圧に変換し、当該断続電圧を整流平滑して所定の出力電圧を出力する安定型コンバータと、
安定型コンバータのスイッチング動作をデューティ可変制御することで安定型コンバータの出力電圧を制御する安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
安定型コンバータの出力から入力した入力電圧を複数のスイッチング素子に対する相補的なオン、オフにより交流電圧に変換し、当該交流電圧をトランスの巻数比による交流電圧に変換して整流平滑することにより、入力電圧をトランスの巻数比で決定される出力電圧に変換して負荷側に出力する非安定型コンバータと、
非安定型コンバータの複数のスイッチング素子をオン、オフする非安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
安定型コンバータの出力電圧を所定値に変化させることで、非安定型コンバータの入力電圧を変化させて負荷側に出力する出力電圧を所定値に変化させる出力電圧制御回路と、
を備えたスイッチング電源装置に於いて、
安定型コンバータの出力から入力した入力電圧に対応した所定のスイッチング周波数を設定する比較設定値を出力する入力電圧検出回路と、
入力電圧検出回路から出力された比較設定値に、所定の周期をもつクロック信号をカウントしたカウント値が等しくなったときに一致信号を生成し、一致信号に同期して非安定型コンバータの複数のスイッチング素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするスイッチング周波数制御回路と、
を設けたことを特徴する。

（入力電圧に応じた比較設定値の出力）
入力電圧検出回路は、入力電圧が低下した場合に比較設定値を変更することでスイッチング周波数を低周波側に変化させ、入力電圧が上昇した場合に比較設定値を変更することでスイッチング周波数を高周波側に変化させる。

（特徴的回路の構成）
入力電圧検出回路は、
安定型コンバータの出力から入力した入力電圧をデジタル入力電圧値に変換するＡ／Ｄコンバータと、
Ａ／Ｄコンバータで変換したデジタル入力電圧値に対応した所定のスイッチング周波数を設定する比較設定値を出力するデジタルプロセッサと、
を備え、
スイッチング周波数制御回路は、
所定の周期をもつクロック信号を出力するクロック発生回路と、
クロック信号をカウントしてカウント値を出力すると共に一致信号を受けてカウント値をリセットするカウンタ回路と、
入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された比較設定値に、カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに一致信号を出力する比較回路と、
比較回路から出力された一致信号を入力する毎に非反転出力と反転出力の信号レベルを反転するトグル回路と、
トグル回路の非反転出力に基づき所定のデッドタイムを設けて非安定型コンバータに設けた一方のスイッチング素子をオン、オフするスイッチング信号を出力する第１デッドタイム発生回路と、
トグル回路の反転出力に基づき所定のデッドタイムを設けて非安定型コンバータに設けた他方のスイッチング素子を一方のスイッチング素子に対して相補的にオン、オフするスイッチング信号を出力する第２デッドタイム発生回路と、
を設ける。

（スイッチング周期）
非安定型コンバータのスイッチング周期を、
（比較設定値＋１）×（クロック周期）×２
に制御する。

［第３発明］
（スイッチング電源装置）
本発明は、
直流電源から入力した所定の入力電圧をスイッチング動作により断続電圧に変換し、当該断続電圧を整流平滑して所定の出力電圧を出力する安定型コンバータと、
安定型コンバータのスイッチング動作をデューティ可変制御することで安定型コンバータの出力電圧を制御する安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
安定型コンバータの出力から入力した入力電圧を複数のスイッチング素子に対する相補的なオン、オフにより交流電圧に変換し、当該交流電圧をトランスの巻数比による交流電圧に変換して整流平滑することにより、入力電圧をトランスの巻数比で決定される出力電圧に変換して負荷側に出力する非安定型コンバータと、
非安定型コンバータの複数のスイッチング素子をオン、オフする非安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
安定型コンバータの出力電圧を所定値に変化させることで、非安定型コンバータの入力電圧を変化させて負荷側に出力する出力電圧を所定値に変化させる出力電圧制御回路と、
を備えたスイッチング電源装置に於いて、
安定型コンバータの出力から入力した入力電圧に対応した、所定のスイッチング周波数及びスイッチング素子のオン位置を設定する第１比較設定値と、スイッチング素子のオフ位置を設定する第２比較設定値を出力する入力電圧検出回路と、
入力電圧検出回路から出力された第１比較設定値に、所定の周期をもつクロック信号をカウントしたカウント値が等しくなったときに第１一致信号を生成し、入力電圧検出回路から出力された第２比較設定値にカウント値が等しくなったときに第２一致信号を生成し、第１一致信号及び第２一致信号に同期して非安定型コンバータの複数のスイッチング素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするスイッチング周波数制御回路と、
を設けたことを特徴とする。

（入力電圧に応じた比較設定値の出力）
入力電圧検出回路は、入力電圧が低下した場合に第１比較設定値及び第２比較設定値を変更することでスイッチング周波数を低周波側に変化させ、入力電圧が上昇した場合に第１比較設定値及び第２比較設定値を変更することでスイッチング周波数を高周波側に変化させることを特徴とする。

（特徴的回路の構成）
入力電圧検出回路は、
安定型コンバータの出力から入力した入力電圧をデジタル入力電圧値に変換するＡ／Ｄコンバータと、
Ａ／Ｄコンバータで変換したデジタル入力電圧値に対応した、所定のスイッチング周波数及びスイッチング素子のオン位置を設定する第１比較設定値と、スイッチング素子のオフ位置を設定する第２比較設定値を出力するデジタルプロセッサと、
を備え、
スイッチング周波数制御回路は、
所定の周期をもつクロック信号を出力するクロック発生回路と、
クロック信号をカウントしてカウント値を出力すると共に第１一致信号を受けてカウント値をリセットするカウンタ回路と、
入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された第１比較設定値に、カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに第１一致信号を出力する第１比較回路と、
入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された第２比較設定値に、カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに第２一致信号を出力する第２比較回路と、
第１比較回路から出力された第１一致信号を入力する毎に非反転出力と反転出力の信号レベルを反転するトグル回路と、
第１比較回路から出力された第１一致信号を入力してセットすると共に、第２比較回路から出力された第２一致信号を入力してリセットし、セット及びリセット毎に非反転出力と反転出力の信号レベルを反転するセットリセット型フリップフロップと、
トグル回路の非反転出力とセットリセット型フリップフロップの非反転出力を入力して両者の論理積出力となるスイッチング信号を出力して非安定型コンバータに設けた一方のスイッチング素子を、デッドタイムを設けてオン、オフする第１論理積回路と、
トグル回路の反転出力とセットリセット型フリップフロップの非反転出力を入力して両者の論理積出力となるスイッチング信号を出力して非安定型コンバータに設けた他方のスイッチング素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフする第２論理積回路と、
を設ける。

（スイッチング周期及びデッドタイム）
非安定型コンバータのスイッチング周期を、
（第１比較設定値＋１）×（クロック周期）×２
に制御し、
デッドタイムを、
（第１比較設定値−第２比較設定値）×（クロック周期）
に制御する。

［第４発明］
（スイッチング電源装置）
本発明は、
直流電源から入力した所定の電圧をスイッチング動作により断続電圧に変換し、当該断続電圧を整流平滑して所定の出力電圧を出力する安定型コンバータと、
安定型コンバータのスイッチング動作をデューティ可変制御することで安定型コンバータの出力電圧を制御する安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
安定型コンバータの出力から入力した入力電圧を複数のスイッチング素子に対する相補的なオン、オフにより交流電圧に変換し、当該交流電圧をトランスの巻数比による交流電圧に変換して整流平滑することにより、入力電圧をトランスの巻数比で決定される出力電圧に変換して負荷側に出力する非安定型コンバータと、
非安定型コンバータの複数のスイッチング素子をオン、オフする非安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
安定型コンバータの出力電圧を所定値に変化させることで、非安定型コンバータの入力電圧を変化させて負荷側に出力する出力電圧を所定値に変化させる出力電圧制御回路と、
を備えたスイッチング電源装置に於いて、
安定型コンバータの出力から入力した入力電圧に対応した所定のスイッチング周波数及び相補的にオン、オフする一方のスイッチング素子のオン位置を設定する第１比較設定値、一方のスイッチング素子のオフ位置を設定する第２比較設定値、相補的にオン、オフする他方のスイッチング素子のオン位置を設定する第３比較設定値、及び他方のスイッチング素子のオフ位置を設定する第４比較設定値を出力する入力電圧検出回路と、
入力電圧検出回路から出力された第１比較設定値、第２比較設定値、第３比較設定値及び第４比較設定値の各々に、所定の周期をもつクロック信号をカウントしたカウント値が等しくなったときに第１一致信号、第２一致信号、第３一致信号及び第４一致信号を生成し、一方のスイッチング素子を、第１一致信号及び第２一致信号に同期してオン、オフすると共に、他方のスイッチング素子を第３一致信号及び第４一致信号に同期して、一方のスイッチング素子に対し相補的にオン、オフするスイッチング周波数制御回路と、
を設けたことを特徴とする。

（入力電圧に応じた比較設定値の出力）
入力電圧検出回路は、入力電圧が低下した場合に第１比較設定値乃至第４比較設定値を変更することでスイッチング周波数を低周波側に変化させ、入力電圧が上昇した場合に第１比較設定値乃至第４比較設定値を変更することでスイッチング周波数を高周波側に変化させる。

（特徴的回路の構成）
入力電圧検出回路は、
安定型コンバータの出力から入力した入力電圧をデジタル入力電圧値に変換するＡ／Ｄコンバータと、
Ａ／Ｄコンバータで変換したデジタル入力電圧値に対応した所定のスイッチング周波数及び相補的にオン、オフする一方のスイッチング素子のオン位置を設定する第１比較設定値、一方のスイッチング素子のオフ位置を設定する第２比較設定値、相補的にオン、オフする他方のスイッチング素子のオン位置を設定する第３比較設定値、及び他方のスイッチング素子のオフ位置を設定する第４比較設定値を出力するデジタルプロセッサと、
を備え、
スイッチング周波数制御回路は、
所定の周期をもつクロック信号を出力するクロック発生回路と、
クロック信号をカウントしてカウント値を出力すると共に第１一致信号を受けてカウント値をリセットするカウンタ回路と、
入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された第１比較設定値に、カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに第１一致信号を出力する第１比較回路と、
入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された第２比較設定値に、カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに第２一致信号を出力する第２比較回路と、
入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された第３比較設定値に、カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに第３一致信号を出力する第３比較回路と、
入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された第４比較設定値に、カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに第４一致信号を出力する第４比較回路と、
第１比較回路から出力された第１一致信号を入力してセットすると共に、第２比較回路から出力された第２一致信号を入力してリセットし、セット及びリセット毎に非反転出力と反転出力の信号レベルを反転し、非反転出力となるスイッチング信号により非安定型コンバータに設けた一方のスイッチング素子を、デッドタイムを設けてオン、オフする第１セットリセット型フリップフロップと、
第３比較回路から出力された第３一致信号を入力してセットすると共に、第４比較回路から出力された第４一致信号を入力してリセットし、セット及びリセット毎に非反転出力と反転出力の信号レベルを反転し、非反転出力となるスイッチング信号により非安定型コンバータに設けた他方のスイッチング素子を、デッドタイムを設けてオン、オフする第２セットリセット型フリップフロップと、
を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。

（スイッチング周期、オンデューティ、デッドタイム）
非安定型コンバータのスイッチング周期を、
（第１比較設定値＋１）×（クロック周期）
に制御し、
一方のスイッチング素子のオンデューティを
（第２比較設定値＋１）×（クロック周期）
に制御し、
他方のスイッチング素子のオンデューティを
（第４比較設定値−第３比較設定値）×（クロック周期）
に制御し、
デッドタイムを、
（第３比較設定値−第２比較設定値）×（クロック周期）
に制御する。

（スイッチング周波数の変更値）
スイッチング周波数制御回路は、スイッチング周波数を変更する場合、基準となるスイッチング周波数の低調波、もしくは、高調波の周波数と同じ周波数にスイッチング周波数を設定する。

（第１発明の効果）
従来の安定型コンバータと非安定型コンバータを組み合わせたスイッチング電源装置では、出力電圧を低下させる場合には、トランスの励磁エネルギーが減少してソフトスイッチング動作が実現できない問題があったが、第１発明のスイッチング電源装置にあっては、出力電圧を低下させるときに、非安定型コンバータのスイッチング周波数を低周波側に変化させることで、トランスの励磁エネルギーが一定値以上になるように制御され、ソフトスイッチング動作を維持することができる。これにより、広い出力電圧範囲で、高効率で低ノイズのスイッチング電源装置を得ることができる。

（第２発明の効果）
第２発明のスイッチング電源装置は、出力電圧を低下させるときに、スイッチング周波数を離散的に変化させて正確且つ自由に設定可能とすることで、スイッチング電源装置を測定器等の微小信号を取り扱う機器に使用する場合でも、測定性能を低下させることがないスイッチング電源装置を提供することができ、これにより、広い出力電圧範囲で、高効率で低ノイズのスイッチング電源装置を得ることができる。

（第３発明の効果）
第２発明のスイッチング電源装置では、デッドタイム期間中にソフトスイッチング動作が行われるが、スイッチング素子のデッドタイムの設定値を固定値で制御しているため、出力電圧を低下させる場合において、スイッチング素子の寄生容量に蓄えられたエネルギーやトランスの励磁エネルギーが変化すると、ソフトスイッチングに必要なデッドタイムが最適化できない問題があった。

これに対し第３発明のスイッチング電源装置では、デッドタイムを正確且つ自由に制御することにより、出力電圧を低下させる場合にも、デッドタイムを最適化してソフトスイッチング動作を確実に行い、広い出力電圧範囲で、高効率で低ノイズのスイッチング電源装置を得ることができる。

また、入力電圧を低下させるときに、スイッチング周波数やデッドタイムを離散的に変化させて正確且つ自由に設定可能することで、測定器等の微小信号を取り扱う機器に使用する場合でも、測定性能を低下させることがないスイッチング電源装置を提供することができる。

（第４発明の効果）
第２発明や第３発明のスイッチング電源装置では、非安定型コンバータに設けたスイッチング素子の相補的なオン、オフをスイッチング周期の１／２周期毎に行っており、トランス１次巻線にプラス極性で電圧が印加されている期間とマイナス極性で電圧が印加されている期間がアンバランスになるように制御することが可能であり、どちらか一方の期間が長くなる条件が続くように設定値の変更が行われると、トランスの偏磁により磁気飽和を発生させてスイッチング素子に大電流が流れ、最悪の場合、スイッチング電源装置が故障してしまう可能性がある。

これに対し第４発明にあっては、非安定型コンバータに設けたスイッチング素子の相補的なオン、オフをスイッチング周期の１周期毎に行うようにしたことで、トランス１次巻線にプラス極性で電圧が印加されている期間とマイナス極性で電圧が印加されている期間がアンバランスとならず、原理的に、トランスが偏磁してしまうといった問題が発生することがなく、スイッチング電源装置の安定性と信頼性を確保可能とする。

また、第２発明及び第３発明の回路機能を備えていることから、同様にして、高効率、低ノイズ、高信頼性のスイッチング電源装置を提供することができる。

安定型コンバータと非安定型コンバータを組み合わせた第１発明によるスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図 第２発明に用いる非安定型コンバータ用スイッチング制御回路の実施形態を示した回路ブロック図 図２のスイッチング制御回路の動作を示したタイムチャート 第３発明に用いる非安定型コンバータ用スイッチング制御回路の実施形態を示した回路ブロック図 図４のスイッチング制御回路の動作を示したタイムチャート 第４発明に用いる非安定型コンバータ用スイッチング制御回路の実施形態を示した回路ブロック図 図６のスイッチング制御回路の動作を示したタイムチャート 従来の非安定型コンバータを示した回路図 フルブリッジ回路を用いた従来の非安定型コンバータのソフトスイッチング動作を示したタイムチャート フルブリッジ回路を用いた従来の非安定型コンバータのソフトスイッチング動作を期間Ａ〜Ｄに分けて示した説明図 非安定型コンバータに安定型コンバータを組み合わせた従来のスイッチング電源装置を示した回路図

［第１発明によるスイッチング電源装置の実施形態］
図１は安定型コンバータと非安定型コンバータを組み合わせた第１発明によるスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。

図１に示すように、本実施形態のスイッチング電源装置は、安定型コンバータ１２、非安定型コンバータ１４、出力電圧制御回路１８、安定型コンバータ用スイッチング制御回路２０、非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２により構成する。

本実施形態のスイッチング電源装置は、安定型コンバータ１２の入力をスイッチング電源装置の入力として入力電源１０に接続し、安定型コンバータ１２の出力を非安定型コンバータ１４の入力に接続し、非安定型コンバータ１４の出力をスイッチング電源装置の出力として負荷１６に接続している。

（安定型コンバータ）
安定型コンバータ１２は、例えば降圧チョパー回路を用いる。降圧チョッパー回路は、ＭＯＳ型ＦＥＴを用いたスイッチング素子２４、転流ダイオード２６、チョークコイル２８、出力コンデンサ３０で構成し、スイッチング素子２４は、安定型コンバータ用スイッチング制御回路２０によってオン、オフが制御され、また、出力電圧制御回路１８からのデューティ制御信号Ｅ２を受けた安定型コンバータ用スイッチング制御回路２０によってデューティ制御される。

出力電圧制御回路１８は、比較回路５４に負荷１６に対する出力電圧Ｖｏに対応した出力電圧信号Ｅ１を入力して可変電圧源５６により設定した基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、デューティ制御信号Ｅ２を出力し、可変電圧源５６による基準電圧Ｖｒｅｆを変更することで、出力電圧Ｖｏを変更可能とする。

安定型コンバータ用スイッチング制御回路２０は、三角波発生回路５８とＰＷＭ制御回路６０を備える。三角波発生回路５８は、発振器６２、放電用スイッチ素子６４、三角波生成コンデンサ６８、定電流源６６で構成しており、発振器６２で決定される周期で直線的に増加する三角波信号Ｅ３を発生してＰＷＭ制御回路６０に出力する。

ＰＷＭ制御回路６０に対しては出力電圧制御回路１８からデューティ制御信号Ｅ２が入力され、三角波信号Ｅ３との比較により生成したスイッチング信号Ｅ４を安定型コンバータ１２のスイッチング素子２４に出力してオンデューティの制御を行い、安定型コンバータ１２の出力電圧を所定値に安定化させる。

（非安定型コンバータ）
非安定型コンバータ１４は、フルブリッジ回路を用いており、ＭＯＳ型ＦＥＴを用いたスイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアを、固定デューティ約５０％でデッドタイムを持って相補的にオン、オフしており、スイッチング素子３２，３８のオンによりトランス４０の１次巻線４２に電流を流し、２次巻線４４に誘起した電圧を整流ダイオード４８で整流して平滑コンデンサ５２により平滑し、また、スイッチング素子３４，３６のオンによりトランス４０の１次巻線４２に逆向きに電流を流し、２次巻線４６に誘起した電圧を整流ダイオード５０で整流して平滑コンデンサ５２により平滑している。

非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２は、入力電圧検出回路７０とスイッチング周波数制御回路７２を備える。入力電圧検出回路７０は、安定型コンバータ１２の出力から入力した入力電圧信号Ｅ５から入力電圧を検出し、入力電圧に対応した周波数設定信号Ｅ６を出力する。例えば非安定型コンバータ１４の入力電圧が低下すると、入力電圧検出回路７０は、周波数設定信号Ｅ６を変更し、スイッチング周波数を低周波側に変化させる制御を行わせる。 スイッチング周波数制御回路７２は、入力電圧検出回路７４から入力した周波数設定信号Ｅ６に基づき、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアを、デッドタイムを持って相補的にオン、オフするスイッチング周波数を変化させる。また、スイッチング周波数制御回路７２は、スイッチング周波数を変化させる場合でも、スイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアを、デューティ約５０％で、デッドタイムを持って相補的にオン、オフする動作を継続して行う。

このように従来のスイッチング電源装置と本実施形態のスイッチング電源装置の違いは、非安定型コンバータ１４の入力電圧が低下したときに、スイッチング周波数を低周波側に変化させる制御が行われる点にある。 （スイッチング電源装置の出力電圧を低下させる動作）
図１に示したスイッチング電源装置の出力電圧を低下させる場合の動作を説明すると次ようになる。

本実施形態のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを低下させる場合、出力電圧制御回路１８の可変電圧源５６を調整して比較回路５４に入力する基準電圧Ｖｒｅｆを低下させると、低下した基準電圧Ｖｅｆと現在の出力電圧信号Ｅ１の差電圧を示すデューティ制御信号Ｅ２が安定型コンバータ用スイッチング制御回路２０に出力され、出力電圧信号Ｅ１を低下した基準電圧Ｖｒｅｆに安定化するようにＰＷＭ制御されたスイッチング信号Ｅ４が出力され、安定型コンバータ１２に設けたスイッチング素子２４のオンデューティが狭くなり、安定型コンバータ１２の出力電圧が低下する。

安定型コンバータ１２の出力電圧は、非安定型コンバータ１４の入力電圧であるので、非安定型コンバータ１４の入力電圧が低下することになる。非安定型コンバータ１４は入力電圧をトランス４０の巻数比で変換した電圧を出力するコンバータであるので、入力電圧に比例して出力電圧が低下する。

非安定型コンバータ１４の出力電圧は、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏであるので、負荷１６に対するスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが低下することになる。このとき、図１１に示した従来の安定型コンバータ１２と非安定型コンバータ１４を組み合わせたスイッチング電源装置では、トランスの励磁エネルギーが小さくなり、ソフトスイッチングができなくなる。

これに対し本実施形態のスイッチング電源装置では、非安定型コンバータ１４の入力電圧が低下すると、非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２に設けた入力電圧検出回路７０が非安定型コンバータ１４の入力電圧信号Ｅ５から入力電圧の低下を検出して、スイッチング周波数制御回路７２に出力している周波数設定信号Ｅ６を変更し、非安定型コンバータ１４のスイッチング周波数を低周波側に変化させる。この際、スイッチング周波数が低周波側に変化しても、スイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアを、デューティ約５０％で、デッドタイムを持って相補的にオン、オフする動作を継続して維持する。

フルブリッジ回路を用いた非安定型コンバータ１４は、デューティ約５０％で動作している場合、スイッチング周波数が低周波側に変化することでスイッチング素子３２，３８のペアのオン時間Ｔｏｎ１とスイッチング素子３４，３６のペアのオン時間Ｔｏｎ２（＝Ｔｏｎ１）が増加し、トランス４０に入力電圧が印加されている時間が長くなる。このため前記式（３）から分かるように、オン時間Ｔｏｎ１が長くなると、トランス４０の励磁エネルギーＵが増加する。これにより、ソフトスイッチングに必要なトランスの励磁エネルギーＵをトランス４０に蓄えることが可能になり、非安定型コンバータ１４の入力電圧が低下した場合でも、ソフトスイッチング動作を実現できる。

（出力電圧の低下でスイッチング周波数を低下させる利点）
このように本実施形態のスイッチング電源装置によれば、従来の安定型コンバータと非安定型コンバータを組み合わせたスイッチング電源装置では、出力電圧を低下させる場合には、ソフトスイッチング動作が実現できなかったものが、出力電圧を低下させるときに非安定型コンバータのスイッチング周波数を低周波側に変化させることで、トランスに励磁エネルギーを蓄えて、ソフトスイッチング動作を実現することができ、これにより広い出力電圧範囲で、高効率で低ノイズのスイッチング電源装置を得ることができる。

なお、入力電圧検出回路７０は、非安定型コンバータ１４の入力電圧が低下した後に上昇した場合には、周波数設定信号Ｅ６を変更し、スイッチング周波数を高周波側に変化させる制御を行わせることになる。

［第２発明によるスイッチング電源装置の実施形態］
図２は第２発明に用いる非安定型コンバータ用スイッチング制御回路の実施形態を示した回路ブロック図であり、本実施形態は、非安定型コンバータ１４に対する入力電圧の低下に対応してスイッチング周波数を正確且つ自由に設定できるようにしたことを特徴とする。

（非安定型コンバータ用スイッチング制御回路の構成）
図２に示すように、本実施形態の非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２は、図１の実施形態と同様、入力電圧検出回路７０とスイッチング周波数制御回路７２で構成しており、安定型コンバータ１２、非安定型コンバータ１４、出力電圧制御回路１８、安定型コンバータ用スイッチング制御回路２０も図１の実施形態と同じになる。

本実施形態にあっては、入力電圧検出回路７０をＡ／Ｄコンバータ７４とデジタルプロセッサ７６で構成し、また、スイッチング周波数制御回路７２をクロック発生回路７８、カウンタ回路８０、比較回路８２、トグル回路８４、第１デッドタイム発生回路８６、第２デッドタイム発生回路８８から構成している。

入力電圧検出回路７０のデジタルプロセッサ７６は、非安定型コンバータ１４の入力電圧信号Ｅ５をＡ／Ｄコンバータ７４によりデジタル入力電圧値に変換してモニタし、デジタル入力電圧値が低下したことを検出すると、スイッチング周波数制御回路７２に出力している周波数設定信号Ｅ６による比較設定値を変更する。

スイッチング周波数制御回路７２に設けたカウンタ回路８０はクロック信号Ｅ９をカウントし、カウント信号Ｅ１０を比較回路８２に出力する。カウント信号Ｅ１０のカウント値は、クロック信号Ｅ９が入力される毎に上昇する。

比較回路８２には、カウント信号Ｅ１０によるカウント値と周波数設定信号Ｅ６による比較設定値が入力されている。比較回路８２は、カウント信号Ｅ１０によるカウント値が上昇し、周波数設定信号Ｅ６による比較設定値に一致すると、一致信号Ｅ１１をカウンタ回路８０とトグル回路８４に出力する。

カウンタ回路８０は一致信号Ｅ１１を入力すると、カウント値をリセットして零とし、カウント動作を継続する。この動作により、比較回路８２は、比較設定値で決定される周期で一致信号Ｅ１１を出力する。

トグル回路８４は、例えばＴ型フリップフロップであり、一致信号Ｅ１１が入力する毎に、非反転端子ＱからのＱ出力信号Ｅ１２と反転端子ＱＢからのＱＢ出力信号Ｅ１３のレベルを反転する。即ち、トグル回路８４は、Ｑ出力信号Ｅ１２がＨレベルのときＱＢ出力信号Ｅ１３がＬレベルとなり、反転すると、Ｑ出力信号Ｅ１２がＬレベル、ＱＢ出力信号Ｅ１３がＨレベルとなる。

トグル回路８４からのＱ出力信号Ｅ１２は第１デッドタイム発生回路８６に出力される。第１デッドタイム発生回路８６は、Ｑ出力信号Ｅ１２がＬレベルからＨレベルに変化するタイミングでデッドタイムを発生させ、スイッチング信号Ｅ７を非安定型コンバータ１４に出力してスイッチング素子３２，３８のペアをオンさせる。

トグル回路８４からのＱＢ出力信号Ｅ１３は第２デッドタイム発生回路８８に出力される。第２デッドタイム発生回路８８はＱＢ出力信号Ｅ１３がＬレベルからＨレベルに変化するタイミングでデッドタイムを発生させ、スイッチング信号Ｅ８を非安定型コンバータ１４に出力してスイッチング素子３４，３６のペアをオンさせる。

これにより、スイッチング周波数制御回路７２で制御されたスイッチング周波数で、非安定型コンバータ１２のスイッチング素子３２，３８のペアと、スイッチング素子３４，３６のペアが、デッドタイムを持ってデューティ約５０％で相補的にオン、オフされる。

（スイッチング電源装置の出力電圧を低下させる動作）
図３は図２の非安定型コンバータ用スイッチング制御回路の動作を示したタイムチャートであり、図３（Ａ）はクロック発生回路７８からのクロック信号Ｅ９を示し、図３（Ｂ）は比較回路８２に入力するカウント値と比較設定値を示し、図３（Ｃ）は比較回路８２からの一致信号Ｅ１１を示し、図３（Ｄ）はトグル回路８４からのＱ出力信号Ｅ１２を示し、図３（Ｅ）は第１デッドタイム発生回路８６からのスイッチング信号Ｅ７を示し、図３（Ｆ）はトグル回路８４のＱＢ出力信号Ｅ１３を示し、図３（Ｇ）は第２デッドタイム発生回路８８からのスイッチング信号Ｅ８を示している。

また、スイッチング電源装置の出力電圧が高い場合の動作を図３の左側に示し、出力電圧が低い場合の動作を図３の右側に示している。更に、以下の説明では、出力電圧を低下する前の比較設定値をＡとし、出力電圧を低下したときの比較設定値をＢとして示す。

本実施形態のスイッチング電源装置において、出力電圧Ｖｏを低下させていない場合、非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２のスイッチング周波数制御回路７２は、図３（Ｂ）のように、比較回路８２に対して、スイッチング周波数設定信号Ｅ６による比較設定値Ａを出力し、一例として、比較設定値Ａ＝９としている。

比較回路８２は、カウンタ回路８０が出力するカウント信号Ｅ１０のカウント値が比較設定値Ａ＝９になると、図３（Ｃ）のように、一致信号Ｅ１１を出力する。比較回路８２からの一致信号Ｅ１１によって、カウンタ回路８０がリセットされると同時に、図３（Ｄ）（Ｆ）のように、トグル回路８４のＱ出力信号Ｅ１２とＱＢ出力信号Ｅ１３のレベルが反転する。

図３（Ｄ）のように、トグル回路８４のＱ出力信号Ｅ１２がＬレベルからＨレベルに反転した場合には、第１デッドタイム発生回路８６がデッドタイムＴｄを発生した後に、図３（Ｅ）のように、スイッチング制御信号Ｅ７をＬレベルからＨレベルとし、また、図３（Ｆ）のように、トグル回路８４のＱＢ出力信号Ｅ１３がＬレベルからＨレベルに反転した場合には、第２デッドタイム発生回路８８がデッドタイムＴｄを発生した後に、図３（Ｇ）のように、スイッチング制御信号Ｅ８をＬレベルからＨレベルとし、非安定コンバータのスイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアを、デッドタイムを持って相補的にオン、オフする。

この動作により、非安定型コンバータ１４のスイッチング周期ＴＡは、
ＴＡ＝（比較設定値Ａ＋１）×クロック周期Ｔｃ×２
で制御される。例えばクロック周期Ｔｃを１μｓとすると、スイッチング周期ＴＡは２０μｓ（スイッチング周波数５０ｋＨｚ）となる。

次に、スイッチング電源装置において、出力電圧を低下させる場合は、安定型コンバータ１２は出力電圧を低下するように制御され、安定型コンバータ１２の出力電圧が低下することで、非安定型コンバータ１４の入力電圧が低下する。

非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２のスイッチング周波数制御回路７２は、非安定型コンバータ１４の入力電圧が低下したことを検出した場合、図３（Ｂ）のように、比較回路８２に対して周波数設定信号Ｅ６によりスイッチング周波数を低周波側に変化させる比較設定値Ｂを出力し、一例として比較設定値Ｂ＝１９としている。

比較回路８２は、カウンタ回路８０からのカウント信号Ｅ１０によるカウント値が比較設定値Ｂ＝１９になると、図３（Ｃ）のように、一致信号Ｅ１１を出力する。一致信号Ｅ１１によって、カウンタ回路８０がリセットされると同時に、図３（Ｄ）（Ｆ）のように、トグル回路８４のＱ出力信号Ｅ１２とＱＢ出力信号Ｅ１３のレベルが反転し、第１デッドタイム発生回路８６及び第２デッドタイム発生回路８８からのスイッチング信号Ｅ７，Ｅ８により、非安定コンバータのスイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアを、デッドタイムを持って相補的にオン、オフする。

この動作により、入力電圧が低下した非安定型コンバータ１４のスイッチング周期ＴＢは、
ＴＢ＝（比較設定値Ｂ＋１）×クロック周期Ｔｃ×２
で制御される。ここで、周波数設定信号Ｅ６による比較設定値がＡ＝９からＢ＝１９に変化していることから、クロック周期Ｔｃを１μｓとすると、このときのスイッチング周期ＴＢは４０μｓ（スイッチング周波数２５ｋＨｚ）となり、スイッチング周波数が１/２になるように制御される。

（スイッチング周波数を自由且つ正確に設定する利点）
本実施形態の非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２は、入力電圧検出回路７０をＡ／Ｄコンバータ７４とデジタルプロセッサ７６で構成したことで、非安定型コンバータ１４に対する入力電圧の低下に対応してスイッチング周波数を自由且つ正確に設定することができる。

デジタルプロセッサ７６は、入力電圧に対して、直線的にスイッチング周波数を変化させる（周波数設定信号Ｅ６による比較設定値を入力電圧に対して直線的に設定する）だけでなく、離散的にスイッチング周波数を変化させる（周波数設定信号Ｅ６による比較設定値を入力電圧に対して離散的に設定する）ことができる。

デジタルプロセッサ７６によるスイッチング周波数の設定は、スイッチング電源装置を測定器等の微小信号を取り扱う機器に使用する場合に測定値に影響を及ぼす。近年の測定器は、Ａ／Ｄコンバータを使用して測定結果を取り込む機器が一般的であり、測定器のＡ／Ｄコンバータのサンプリングレートとスイッチング電源装置のスイッチング周波数が近いと、測定器に設けたＡ／Ｄコンバータの変換誤差が増大する。また、スイッチング周波数は、その高調波（２倍、３倍、４倍、５倍、・・・）や低調波（１／２倍、１／３倍、１／４倍、１／５倍、・・・）も測定器のＡ／Ｄコンバータのサンプリングレートと干渉して変換誤差を増大させる。

この問題を解決するために、本実施形態のデジタルプロセッサ７６で設定するスイッチング周波数は、その高調波や低調波を含めて、測定器等の機器のＡ／Ｄコンバータのサンプリングレートに干渉しないように設定する。これにより、測定器等の微小信号を取り扱う機器に使用する場合でも、測定性能を低下させることがないスイッチング電源装置を提供することができる。

［第３発明によるスイッチング電源装置の実施形態］
図４は第３発明に使用する非安定型コンバータ用スイッチング制御回路の実施形態を示した回路ブロック図であり、本実施形態は、スイッチング電源装置の出力電圧を低下させる場合において、デッドタイムを正確に制御して最適化するようにしたことを特徴とする。

（非安定型コンバータ用スイッチング制御回路の構成）
図４に示すように、本実施形態の非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２は、図１の実施形態と同様、入力電圧検出回路７０とスイッチング周波数制御回路７２で構成しており、安定型コンバータ１２、非安定型コンバータ１４、出力電圧制御回路１８、安定型コンバータ用スイッチング制御回路２０も図１の実施形態と同じになる。

本実施形態にあっては、入力電圧検出回路７０をＡ／Ｄコンバータ７４とデジタルプロセッサ７６で構成し、また、スイッチング周波数制御回路７２をクロック発生回路７８、カウンタ回路８０、第１比較回路８２−１、第２比較回路８２−２、トグル回路８４、セットリセット型フリップフロップ９０、第１論理積回路９２、第２論理積回路９４から構成している。

入力電圧検出回路７０のデジタルプロセッサ７６は、非安定型コンバータ１４の入力電圧信号Ｅ５をＡ／Ｄコンバータ７４によりデジタル入力電圧値に変換してモニタし、デジタル入力電圧値が低下したことを検出すると、スイッチング周波数制御回路７２に出力している周波数設定信号Ｅ１４による第１比較設定値と、スイッチング素子のオフ位置設定信号Ｅ１５による第２比較設定値を変更する。なお、周波数設定信号Ｅ１４は同時にスイッチング素子のオン位置設定信号として機能する。

スイッチング周波数制御回路７２のカウンタ回路８０はクロック信号Ｅ９をカウントし、カウント信号Ｅ１０によりカウント値を第１比較回路８２−１および第２比較回路８２−２に出力する。カウンタ回路８０のカウント値は、クロック信号Ｅ９が入力される毎に上昇する。

第１比較回路８２−１には、カウント信号Ｅ１０によるカウント値と周波数設定信号Ｅ１４による第１比較設定値を入力している。第１比較回路８２−１は、カウント値が上昇し、第１比較設定値と一致すると、第１一致信号Ｅ１６を出力し、第１一致信号Ｅ１６を、カウンタ回路８０とセットリセット型フリップフロップ（以下「ＲＳ−ＦＦ」という）９０のＳ側（セット端子）に出力する。

カウンタ回路８０は第１一致信号Ｅ１６が入力されると、カウント値をリセットして零とした後、カウント動作を継続する。この動作により第１比較回路８２−１は、第１比較設定値で決定される周期で第１一致信号Ｅ１６を出力する。

第２比較回路８２−２には、カウント信号Ｅ１０によるカウント値とオフ位置設定信号Ｅ１５による第２比較設定値が入力されている。第２比較回路８２−２は、カウント値が上昇し、第２比較設定値と一致すると、第２一致信号Ｅ１７を出力し、第２一致信号Ｅ１７は、ＲＳ−ＦＦ９０のＲ側（リセット端子）に出力される。

この動作により、ＲＳ−ＦＦ９０のＱ出力信号Ｅ１８は、第１比較設定値で周期が決定され、第２比較設定値でＱ出力信号Ｅ１８がＨレベルになる期間が決定されることになる。また、第１比較設定値と第２比較設定値の差とクロック周期Ｔｃの積がスイッチング制御のデッドタイムＴｄとなる。

ＲＳ−ＦＦ９０は、Ｓ端子に信号が入力されるとＱ出力信号Ｅ１８がＨレベルになり、Ｒ端子に信号が入力されるとＱ出力信号Ｅ１８がＬレベルになる動作を行う。従って、第１比較回路８２−１でカウント値が第１比較設定値と一致して第１一致信号Ｅ１６が入力されるとＱ出力信号Ｅ１８がＨレベルになり、一方、第２比較回路８２−２でカウント値が第２比較設定値と一致して第１一致信号Ｅ１７が入力されるとＱ出力信号Ｅ１８がＬレベルとなる。

トグル回路８４は、例えばＴフリップフロップであり、第１比較回路８２−１から第１一致信号Ｅ１６が入力される毎に、Ｑ出力信号Ｅ１２とＱＢ出力信号Ｅ１３が反転する。即ち、トグル回路８４は、Ｑ出力信号Ｅ１２がＨレベルのときはＱＢ出力信号Ｅ１３がＬレベル、反転すると、Ｑ出力信号Ｅ１２がＬレベルでＱＢ出力信号Ｅ１３がＨレベルとなる。

ＲＳ−ＦＦ９０のＱ出力信号Ｅ１８は、第１論理積回路９２および第２論理積回路９４に入力され、トグル回路８４のＱ出力信号Ｅ１２は第１論理積回路９２に入力され、トグル回路８４のＱＢ出力信号Ｅ１３は第２論理積回路９４に入力され、ＲＳ−ＦＦ９０からのＱ出力信号Ｅ１８を第１論理積回路９２と第２論理積回路９４に交互に分配し、スイッチング信号Ｅ７，Ｅ８として出力する。

第１論理積回路９２の出力するスイッチング信号Ｅ７は非安定型コンバータ１４のスイッチング素子３２，３８のペアのオン、オフを行う。第２論理積回路９４の出力するスイッチング信号Ｅ８は、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子３４，３６のペアのオン、オフを行う。

この動作により、周波数設定信号Ｅ１４による第１比較設定値で制御されたスイッチング周波数で、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアが、第１比較設定値と第２比較設定値の差分とクロック周期Ｔｃで決定される最適化されたデッドタイムＴｄを持ってデューティ約５０％で相補的にオン、オフされる。

（スイッチング電源装置の出力電圧を低下させる動作）
図５は図４の非安定型コンバータ用スイッチング制御回路の動作を示したタイムチャートであり、図５（Ａ）はクロック発生回路７８からのクロック信号Ｅ９を示し、図５（Ｂ）は比較回路８２−１および比較回路８２−２に入力するカウント値と比較設定値を示し、図５（Ｄ）は第２比較回路８２−２からの第２一致信号Ｅ１７を示し、図５（Ｅ）はＲＳ−ＦＦ９０からのＱ出力信号Ｅ１８を示し、図５（Ｆ）はトグル回路８４からのＱ出力信号Ｅ１２を示し、図５（Ｇ）は第１論理積回路９２からのスイッチング信号Ｅ７を示し、図５（Ｈ）はトグル回路８４のＱＢ出力信号Ｅ１３を示し、図５（Ｉ）は第２論理積回路９４からのスイッチング信号Ｅ８を示している。

また、スイッチング電源装置の出力電圧が高い場合の動作を図５の左側に示し、出力電圧が低い場合の動作を図５の右側に示している。

図５の左側に示すように、本実施形態の本スイッチング電源装置において、出力電圧Ｖｏを低下させていない場合、非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２のスイッチング周波数制御回路７２は、第１比較回路８２−１に対して、周波数設定信号Ｅ１４により第１比較設定値Ａ１、例えばＡ１＝９を出力する。また、スイッチング周波数制御回路７２は、第２比較回路８２−２に対して、オフ位置設定信号Ｅ１５により第２比較設定値Ａ２、例えばＡ２＝８を出力する。

図５（Ｂ）（Ｄ）のように、第１比較回路８２−１は、カウンタ回路８０が出力するカウント信号Ｅ１０のカウント値が比較設定値Ａ１＝９になると第１一致信号Ｅ１６を出力し、第１一致信号Ｅ１６によって、カウンタ回路８０をリセットすると同時にＲＳ−ＦＦ９０をセットしてＱ出力信号Ｅ１８をＨレベルとする。

この動作により、非安定型コンバータ１４のスイッチング周期ＴＡは、
ＴＡ＝（第１比較設定値Ａ１+１）×クロック周期Ｔｃ×２
で制御される。

また、図５（Ｂ）（Ｃ）のように、第２比較回路８２−２は、カウンタ回路８０が出力するカウント信号Ｅ１０のカウント値が第２比較設定値Ａ２＝８になると第２一致信号Ｅ１７を出力し、第２一致信号Ｅ１７によって、ＲＳ−ＦＦ９０をリセットしてＱ出力信号Ｅ１８をＬレベルとする。

この動作により、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子のデッドタイムＴｄは、
Ｔｄ＝（第１比較設定値Ａ１−第２比較設定値Ａ２）×クロック周期Ｔｃ
で制御される。

第１論理積回路９２は、図５（Ｆ）（Ｇ）のように、トグル回路８４からのＱ出力信号Ｅ１２がＨレベルとなっているときに、ＲＳ−ＦＦ９０からのＱ出力信号Ｅ１８を選択してスイッチング信号Ｅ７として出力する。また、第２論理積回路９４は、図５（Ｈ）（Ｉ）のように、トグル回路８４からのＱＢ出力信号Ｅ１３がＨレベルとなっているときに、ＲＳ−ＦＦ９０からのＱ出力信号Ｅ１８を選択してスイッチング信号Ｅ８として出力する。これにより、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアを、デッドタイムＴｄを持って相補的にオン、オフする。

このような動作により、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを低下させていない場合、第１比較設定値Ａ１=９、第２比較設定値Ａ２=８、クロック周期Ｔｃ＝１μｓとすると、スイッチング周期ＴＡは２０μｓ（スイッチング周波数５０ｋＨｚ）となり、スイッチング素子スイッチング素子３２,３４のペアとスイッチング素子３６,３８のペアのオン時間は、それぞれ９μｓ(デューティ４５％で約５０％に近い値)、デッドタイムＴｄは１μｓとなる。

次に、本実施形態のスイッチング電源装置において、出力電圧を低下させる場合は、安定型コンバータ１２の出力電圧が低下するように制御する。安定型コンバータ１２の出力電圧が低下することで、非安定型コンバータ１４の入力電圧が低下する。

非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２のスイッチング周波数制御回路７２は、非安定型コンバータ１４の入力電圧が低下したことを検出した場合、図５（Ｂ）のように、第１比較回路８２−１に対して、周波数設定信号Ｅ１４により第１比較設定値Ｂ１、例えばＢ１＝１９を出力する。また、スイッチング周波数制御回路７２は、第２比較回路８２−２に対して、オフ位置設定信号Ｅ１５により第２比較設定値Ｂ２、例えばＢ２＝１７を出力する。

第１比較回路８２−１は、図５（Ｂ）（Ｄ）（Ｅ）のように、カウンタ回路８０が出力するカウント信号Ｅ１０によるカウント値が第１比較設定値Ｂ１＝１９になると第１一致信号Ｅ１６を出力し、第１一致信号Ｅ１６によって、カウンタ回路８０をリセットすると同時にＲＳ−ＦＦ９０をセットしてＱ出力信号Ｅ１８をＨレベルとする。

この動作により、非安定型コンバータ１４のスイッチング周期ＴＢは、
ＴＢ＝（第１比較設定値Ｂ１+１）×クロック周期Ｔｃ×２
で制御される。

第２比較回路８２−２は、図５（Ｂ）（Ｃ）（Ｅ）のように、カウンタ回路８０が出力するカウント信号Ｅ１０によるカウント値が第２比較設定値Ｂ２＝１７になると第２一致信号Ｅ１７を出力し、第２一致信号Ｅ１７によって、ＲＳ−ＦＦ９０をリセットしてＱ出力信号Ｅ１８がＬレベルとなる。

この動作により、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子のデッドタイムＴｄは、
Ｔｄ＝（第１比較設定値Ｂ１−第２比較設定値Ｂ２）×クロック周期Ｔｃ
で制御される。

第１論理積回路９２は、図５（Ｆ）（Ｇ）のように、トグル回路８４からのＱ出力信号Ｅ１２がＨレベルとなっているときに、ＲＳ−ＦＦ９０からのＱ出力信号Ｅ１８を選択してスイッチング信号Ｅ７として出力する。また、第２論理積回路９４は、図５（Ｈ）（Ｉ）のように、トグル回路８４からのＱＢ出力信号Ｅ１３がＨレベルとなっているときに、ＲＳ−ＦＦ９０からのＱ出力信号Ｅ１８を選択してスイッチング信号Ｅ８として出力する。これにより、非安定コンバータのスイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアを、デッドタイムＴｄを持って相補的にオン、オフする。

このような動作により、出力電圧が低下することで、第１比較設定値がＡ１＝９からＢ１=１９に変更され、第２比較設定値がＡ２=８からＢ２=１７に変更され、スイッチング周期ＴＢは４０μs（スイッチング周波数２５ｋＨz）、スイッチング素子３２,３８, のペアとスイッチング素子３４,３６のペアのオン時間Ｔｏｎは、それぞれ１８μｓ(デューティは４５％で約５０％に近い値)、デッドタイムＴｄは２倍の２μｓとなる最適値に変更される。

（デッドタイムの最適化による利点）
図２の実施形態のスイッチング電源装置は、デッドタイム期間中にソフトスイッチング動作を行うが、スイッチング素子の寄生容量に蓄えられたエネルギーやトランスの励磁エネルギーが変化すると、ソフトスイッチングに必要なデッドタイムが影響を受ける。

図２の実施形態では、スイッチング素子のデッドタイムが固定値で制御されていたが、図４の実施形態では、スイッチング電源装置の出力電圧を低下させる場合において、デッドタイムを正確に制御することが可能な回路を提供することで、デッドタイムを最適化する。これにより、広い出力電圧範囲で、高効率で低ノイズのスイッチング電源装置を得ることができる。

また、本実施形態の非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２は、入力電圧検出回路７０をＡ／Ｄコンバータ７４とデジタルプロセッサ７６で構成したことで、入力電圧の低下に対するスイッチング周波数やデッドタイムを自由に設定することが可能であるため、スイッチング周波数を離散的に制御することが可能であり、測定器等の微小信号を取り扱う機器に使用する場合でも、測定性能を低下させることがないスイッチング電源装置を提供することができる。

［第４発明によるスイッチング電源装置の実施形態］
図６は第４発明で用いる非安定型コンバータ用スイッチング制御回路の実施形態を示した回路ブロック図であり、本実施形態は、スイッチング素子のオン時間の変更をスイッチング周期の１周期毎に行うことを特徴とする。

（非安定型コンバータ用スイッチング制御回路の構成）
図６に示すように、本実施形態の非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２は、図１の実施形態と同様、入力電圧検出回路７０とスイッチング周波数制御回路７２で構成しており、安定型コンバータ１２、非安定型コンバータ１４、出力電圧制御回路１８、安定型コンバータ用スイッチング制御回路２０も図１の実施形態と同じになる。

本実施形態の非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２は、入力電圧検出回路７０をＡ／Ｄコンバータ７４とデジタルプロセッサ７６で構成し、また、スイッチング周波数制御回路７２をクロック発生回路７８、カウンタ回路８０、第１比較回路８２−１、第２比較回路８２−２、第３比較回路８２−３、第４比較回路８２−４、第１ＲＳ−ＦＦ９０−１、第２ＲＳ−ＦＦ９０−２から構成している。

入力電圧検出回路７０のデジタルプロセッサ７６は、非安定型コンバータ１４の入力電圧をＡ／Ｄコンバータ７４によりデジタル入力電圧値に変換してモニタし、デジタル入力電圧値が低下したことを検出すると、スイッチング周波数制御回路７２に出力している非安定型コンバータ１４のスイッチング素子３２，３８，３４，３６に対応した周波数設定信号（スイッチング素子３２，３８のオン位置設定信号に相当）Ｅ１９による第１比較設定値とオフ位置設定信号Ｅ２０による第２比較器設定値、及び、スイッチング素子３４，３６に対応したオン位置設定信号Ｅ２１による第３比較設定値とオフ位置設定信号Ｅ２２による第４比較設定値を変更する。

スイッチング周波数制御回路７２のカウンタ回路８０はクロック信号Ｅ９をカウントし、カウント信号Ｅ１０によりカウント値を第１比較回路８２−１、第２比較回路８２−２、第３比較回路８２−３、及び第４比較回路８２−４に出力し、カウント値は、クロック信号Ｅ９が入力される毎に上昇する。

第１比較回路８２−１は、カウント信号Ｅ１０によるカウント値と周波数設定信号Ｅ１９による第１比較設定値を入力し、カウント値が上昇し、第１比較設定値と一致すると第１一致信号Ｅ２３を出力し、第１一致信号Ｅ２３は、カウンタ回路８０と第１ＲＳ−ＦＦ９０−１のＳ端子（セット端子）に出力され、第１ＲＳ−ＦＦ９０−１のセットによりＱ出力となるスイッチング信号Ｅ７はＨレベルとなる。この動作により、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子３２，３８のペアがオン制御される。

カウンタ回路８０は第１一致信号Ｅ２３が入力されると、カウント値をリセットして零とし、その後、カウント動作を継続する。この動作により、第１比較回路８２−１は、第１比較設定値Ａ１で決定される周期ＴＡで第１一致信号Ｅ２３を出力する。

第２比較回路８２−２は、カウント信号Ｅ１０によるカウント値とオフ位置設定信号Ｅ２０による第２比較設定値Ａ２を入力し、カウント値が上昇し、第２比較設定値Ａ２と一致すると、第２一致信号Ｅ２４を出力し、第２一致信号Ｅ２４は、第１ＲＳ−ＦＦ９０−１のＲ端子（リセット端子）に出力され、第１ＲＳ−ＦＦ９０−１のリセットによりＱ出力となるスイッチング信号Ｅ７はＬレベルとなる。この動作により、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子３２，３８のペアがオフ制御される。

第３比較回路８２−３には、カウント信号Ｅ１０によるカウント値とオン位置設定信号Ｅ２１による第３比較設定値Ａ３を入力し、カウント値が上昇し、第３比較設定値Ａ３と一致すると第３一致信号Ｅ２５を出力し、第３一致信号Ｅ２５は、第２ＲＳ−ＦＦ９０−２のＳ端子（セット端子）に出力され、第２ＲＳ−ＦＦ９０−２のＱ出力となるスイッチング信号Ｅ８はＨレベルとなる。この動作により、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子３４，３６のペアがオン制御される。

第４比較回路８２−４には、カウント信号Ｅ１０によるカウント値とオフ位置設定信号Ｅ２２である第４比較設定値Ａ４を入力し、カウント値が上昇し、第４比較設定値Ａ４と一致すると第４一致信号Ｅ２６を出力し、第４一致信号Ｅ２６は、第２ＲＳ−ＦＦ９０−２のＲ側（リセット端子）に出力され、第２ＲＳ−ＦＦ９０−２のＱ出力となるスイッチング信号Ｅ８は、Ｌレベルとなる。この動作により、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子３４，３６のペアがオフ制御される。

以上をまとめると、スイッチング電源装置のスイッチング周期ＴＡが
ＴＡ＝（第１比較設定値Ａ１+１）×クロック周期Ｔｃ
で決定される。

また、スイッチング素子３２，３８のオンデューティｄｕｔｙが
ｄｕｔｙ＝（第２比較設定値Ａ２+１）×クロック周期Ｔｃ
で決定される。

また、スイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアのデッドタイムＴｄが
Ｔｄ＝（第３比較設定値Ａ３−第２比較設定値Ａ２）×クロック周期Ｔｃ
で決定される。

また、スイッチング素子３４，３６のオンデューティｄｕｔｙが
ｄｕｔｙ＝（第４比較設定値Ａ４−第３比較設定値Ａ３）×クロック周期Ｔｃ
で決定される。

また、
（第３比較設定値Ａ１）＝（第１比較設定値Ａ１+１）／２
に設定し、
（第２比較設定値Ａ１+１）＝（第４比較設定値Ａ４−第３比較設定値Ａ３）
と同じ値とし、この値を第１比較設定値Ａ１の約１/２よりも若干小さな値に設定することで、デューティ約５０％でデッドタイムを持ってスイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアを相補的にオン、オフすることができる。

（スイッチング電源装置の出力電圧を低下させる動作）
図７は図６の非安定型コンバータ用スイッチング制御回路の動作を示したタイムチャートであり、図７（Ａ）はクロック発生回路７８からのクロック信号Ｅ９を示し、図７（Ｂ）は第１比較回路８２−１乃至第４比較回路８２−４に入力するカウント値と比較設定値を示し、図７（Ｃ）は第４比較回路８２−４からの第４一致信号Ｅ２６を示し、図７（Ｄ）は第３比較回路８２−３からの第３一致信号Ｅ２５を示し、図７（Ｅ）は第２比較回路８２−２からの第２一致信号Ｅ２４を示し、図７（Ｆ）は第１比較回路８２−１からの第１一致信号Ｅ２３を示し、図７（Ｇ）は第１ＲＳ−ＦＦ９０−１からのＱ出力となるスイッチング信号Ｅ７を示し、図７（Ｈ）は第２ＲＳ−ＦＦ９０−２からのＱ出力となるスイッチング信号Ｅ８を示している。

また、スイッチング電源装置の出力電圧が高い場合の動作を図７の左側に示し、出力電圧が低い場合の動作を図７の右側に示している。

本実施形態のスイッチング電源装置において、出力電圧を低下させていない場合は、非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２のスイッチング周波数制御回路７２は、第１比較回路８２−１に対して、周波数設定信号Ｅ１９により第１比較設定値Ａ１を出力し、例えばＡ１＝１９としている。また、スイッチング周波数制御回路７２は、第２比較回路８２−２に対して、オフ位置設定信号Ｅ２０により第２比較設定値Ａ２を出力し、例えばＡ２＝８としている。

また、スイッチング周波数制御回路７２は、第３比較回路８２−３に対して、オン位置設定信号Ｅ２１により第３比較設定値Ａ３を出力し、例えばＡ３＝９としている。更に、スイッチング周波数制御回路７２は、第４比較回路８２−４に対して、オフ位置設定信号Ｅ２２により第４比較設定値Ａ４を出力し、例えばＡ４＝１８としている。

第１比較回路８２−１は、図７（Ｂ）（Ｆ）（Ｇ）のように、カウンタ回路８０が出力するカウント信号Ｅ１０によるカウント値が第１比較設定値Ａ１＝１９になると第１一致信号Ｅ２３を出力し、カウンタ回路８０をリセットすると同時に第１ＲＳ−ＦＦ９０−１をセットしてＱ出力となるスイッチング素子３２，３８に対するスイッチング信号Ｅ７をＨレベルとする。この動作により、非安定型コンバータ１４のスイッチング周期ＴＡは、
ＴＡ＝（第１比較設定値Ａ１+１）×クロック周期Ｔｃ
で制御される。

第２比較回路８２−２は、図７（Ｂ）（Ｅ）（Ｇ）のように、カウンタ回路８０が出力するカウント信号Ｅ１０によるカウント値が第２比較設定値Ａ２＝８になると第２一致信号Ｅ２４を出力し、第１ＲＳ−ＦＦ９０−１をリセットしてＱ出力となるスイッチング素子３２，３８に対するスイッチング信号Ｅ７をＬレベルとする。

この動作により、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子３２，３８のオン期間Ｔｏｎは、
Ｔｏｎ＝（第２比較設定値Ａ２+１）×クロック周期Ｔｃ
で制御される。

第３比較回路８２−３は、図７（Ｂ）（Ｄ）（Ｈ）のように、カウンタ回路８０が出力するカウント信号Ｅ１０によるカウント値が第３比較設定値Ａ３＝９になると第３一致信号Ｅ２５を出力し、第２ＲＳ−ＦＦ９０−２をセットしてＱ出力となるスイッチング素子３４，３６に対するスイッチング信号Ｅ８をＨレベルとする。

第４比較回路８２−４は、図７（Ｂ）（Ｃ）（Ｈ）のように、カウンタ回路８０が出力するカウント信号Ｅ１０によるカウント値が第４比較設定値Ａ４＝１８になると第４一致信号Ｅ２６を出力し、第２ＲＳ−ＦＦ９０−２をリセットしてＱ出力となるスイッチング素子３４，３６に対するスイッチング信号Ｅ８をＬレベルとする。

この動作により、非安定型コンバータ１４のスイッチング素子３４，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアのオン期間Ｔｏｎは、
Ｔｏｎ＝（第４比較設定値Ａ４−第３比較設定値Ａ3）×クロック周期Ｔｃ
で制御される。

また、第２比較回路８２−２の第２比較設定値Ａ２＝８と第３比較回路８２−３の第３比較設定値Ａ３＝９によって、スイッチング素子３４，３６のペアがオフしてからスイッチング素子３２，３８のペアがオンするまでのデッドタイムＴｄが
Ｔｄ＝（第３比較設定値Ａ３−第２比較設定値Ａ２）×クロック周期Ｔｃ
として決定される。

同様に、第４比較回路８２−４の第２比較設定値Ａ４＝１８と第１比較回路８２−１の第１比較設定値Ａ３＝１９によって、スイッチング素子３２，３８のペアがオフしてからスイッチング素子３４，３６のペアがオンするまでのデッドタイムＴｄが
Ｔｄ＝（第１比較設定値Ａ１−第４比較設定値Ａ４）×クロック周期
として決定される。

このように出力電圧を低下させていない場合には、Ａ１=１９，Ａ２＝８，Ａ３＝９，Ａ４＝１８，クロック周期Ｔｃ＝１μｓとすると、スイッチング周期ＴＡは２０μｓ（スイッチング周波数５０ｋＨz）、スイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアのオン時間Ｔｏｎは、それぞれ９μｓ（デューティは４５％と約５０％に近い値）、デッドタイムＴｄは１μｓとなる。

次に、本実施形態のスイッチング電源装置において、出力電圧を低下させる場合、非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２は安定型コンバータ１２の出力電圧を低下するように制御し、安定型コンバータ１２の出力電圧が低下することで、非安定型コンバータ１４の入力電圧が低下する。

非安定型コンバータ用スイッチング制御回路２２のスイッチング周波数制御回路７２は、非安定型コンバータ１４の入力電圧が低下したことを検出した場合、図７（Ｂ）のように、第１比較回路８２−１に対して周波数設定信号Ｅ１９により第１比較設定値Ｂ１、例えばＢ１＝３９を出力し、第２比較回路８２−２に対してオフ位置設定信号Ｅ２０により第２比較設定値Ｂ２、例えばＢ２＝１７を出力し、第３比較回路８２−３に対してオン位置設定信号Ｅ２１により第３比較設定値Ｂ３、例えばＢ３＝１９を出力し、第４比較回路８２−４に対してオフ位置設定信号Ｅ２２により第４比較設定値Ｂ４、例えばＢ４＝３７を出力し、それまでの第１乃至第４比較設定値Ａ１〜Ａ４をＢ１〜Ｂ４に変更する。

これにより、安定型コンバータ１２の出力電圧を低下させたことで、スイッチング周期ＴＢは４０μｓ（スイッチング周波数２５ｋＨｚ）となり、スイッチング素子３２，３８のペアとスイッチング素子３４，３６のペアのオン時間Ｔｏｎは、それぞれ１８μｓ(デューティは４５％で５０％に近い値)となり、デッドタイムＴｄは２μｓと２倍になる。

（スイッチング素子のオン時間の変更を１周期毎に行う利点）
図２及び図４の実施形態では、スイッチング素子３２，３８のペアのオン時間とスイッチング素子３４，３６のペアのオン時間の変更を、スイッチング周期の１/２周期毎で行う制御となるため、図１の非安定型コンバータ１４のトランス１次巻線４２のドットが有る側にプラスの電圧が印加されている期間と、ドットが無い側にプラスの電圧が印加されている期間がアンバランスになるように制御できる回路であり、どちらか一方の期間が長くなる条件が続くように設定値の変更が行われると、トランス４０が偏磁して磁気飽和を発生させ、スイッチング素子に大電流が流れ、最悪の場合、スイッチング電源装置が故障してしまう可能性がある。

そこで、図６の実施形態にあっては、スイッチングの１周期毎でのみスイッチング周期を変更できるので、トランス１次巻線４２のドットが有る側にプラスの電圧が印加されている期間と、ドットが無い側にプラスの電圧が印加されている期間がアンバランスにならず、原理的に、トランス４０が偏磁してしまうといった問題が発生することが無い。また、図２及び図４の実施形態の利点も実現できる回路であるため、高効率、低ノイズ、高信頼性のスイッチング電源装置を提供することができる。

［本発明の変形例］
上記の実施形態は、安定型コンバータとして降圧チョッパー回路を例にとっているが、出力電圧を所定の値に制御できる機能を備えたものであれば、降圧チョッパー回路に限定されず、昇圧チョッパー回路や昇降圧チョッパー回路を用いたものでも良い。また、非絶縁のチョッパー回路だけで無く、シングルエンディッドフォワードコンバータ等の絶縁型コンバータを用いても良い。

また、上記の実施形態は、非安定型コンバータとしてフルブリッジ回路を例にとっているが、ハーフブリッジ回路やプッシュプル回路を用いた場合にも、同様に適用できる。

また、上記の実施形態では、カウンタ回路としてアップカウンタを例にとっているが、ダウンカウンタとしても良い。ダウンカウンタとした場合、デジタルプロセッサはスイッチング周波数を設定する比較設定値として、フルカウント値（ダウンカウント開始値）からアップカウントで使用した比較設定値を差し引いた値を、比較回路に対する比較設定値とすればよい。

また、本発明は、上記の実施形態に限定されず、その目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含む。また上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。

１０：入力電源
１２：安定型コンバータ
１４：非安定型コンバータ
１６：負荷
１８：出力電圧制御回路
２０：安定型コンバータ用スイッチング制御回路
２２：非安定型コンバータ用スイッチング制御回路
２４，３２，３４，３６，３８：スイッチング素子
２６：転流ダイオード
２８：チョークコイル
３０：出力コンデンサ
４０：トランス
４２：トランス１次巻線
４４，４６：トランス２次巻線
４８，５０：整流ダイオード
５２：平滑コンデンサ
５６：可変抵抗
５８：三角波発生回路
６０：ＰＷＭ制御回路
７０：入力電圧検出回路
７２：スイッチング周波数制御回路
７４：Ａ／Ｄコンバータ
７６：デジタルプロセッサ
７８：クロック発生回路
８０：カウンタ回路
８２：比較回路
８２−１：第１比較回路
８２−２：第２比較回路
８２−３：第３比較回路
８２−４：第４比較回路
８４：トグル回路
８６：第１デッドタイム発生回路
８８：第２デッドタイム発生回路
９０：ＲＳ−ＦＦ
９０−１：第１ＲＳ−ＦＦ
９０−２：第２ＲＳ−ＦＦ
９２：第１論理積回路
９４：第２論理積回路

Claims (15)

1. 直流電源から入力した所定の電圧をスイッチング動作により断続電圧に変換し、当該断続電圧を整流平滑して所定の出力電圧を出力する安定型コンバータと、
   前記安定型コンバータのスイッチング動作をデューティ可変制御することで前記安定型コンバータの出力電圧を制御する安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
   前記安定型コンバータの出力から入力した入力電圧をスイッチング素子に対するオン、オフにより交流電圧に変換し、当該交流電圧をトランスの巻数比による交流電圧に変換して整流平滑することにより、前記入力電圧を前記トランスの巻数比で決定される出力電圧に変換して負荷側に出力する非安定型コンバータと、
   前記非安定型コンバータのスイッチング素子をオン、オフする非安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
   前記安定型コンバータの出力電圧を所定値に変化させることで、前記非安定型コンバータの入力電圧を変化させて負荷側に出力する出力電圧を所定値に変化させる出力電圧制御回路と、
   を備えたスイッチング電源装置に於いて、
   前記非安定型コンバータ用スイッチング制御回路は、
   前記安定型コンバータの出力から入力した入力電圧を検出し、入力電圧に対応した周波数設定信号を出力する入力電圧検出回路と、
   前記入力電圧検出回路から出力された前記周波数設定信号により、前記非安定型コンバータのスイッチング素子をオン、オフするスイッチング周波数を変化させるスイッチング周波数制御回路と、
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
2. 請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、前記入力電圧検出回路は、前記入力電圧が低下した場合に前記周波数設定信号を変更することで前記スイッチング周波数を低周波側に変化させ、前記入力電圧検出回路で検出した入力電圧が上昇した場合に周波数設定信号を変更することで前記スイッチング周波数を高周波側に変化させることを特徴とするスイッチング電源装置。
   
3. 直流電源から入力した所定の電圧をスイッチング動作により断続電圧に変換し、当該断続電圧を整流平滑して所定の出力電圧を出力する安定型コンバータと、
   前記安定型コンバータのスイッチング動作をデューティ可変制御することで前記安定型コンバータの出力電圧を制御する安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
   前記安定型コンバータの出力から入力した入力電圧を複数のスイッチング素子に対する相補的なオン、オフにより交流電圧に変換し、当該交流電圧をトランスの巻数比による交流電圧に変換して整流平滑することにより、前記入力電圧を前記トランスの巻数比で決定される出力電圧に変換して負荷側に出力する非安定型コンバータと、
   前記非安定型コンバータの複数のスイッチング素子をオン、オフする非安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
   前記安定型コンバータの出力電圧を所定値に変化させることで、前記非安定型コンバータの入力電圧を変化させて負荷側に出力する出力電圧を所定値に変化させる出力電圧制御回路と、
   を備えたスイッチング電源装置に於いて、
   前記安定型コンバータの出力から入力した入力電圧に対応した所定のスイッチング周波数を設定する比較設定値を出力する入力電圧検出回路と、
   前記入力電圧検出回路から出力された比較設定値に、所定の周期をもつクロック信号をカウントしたカウント値が等しくなったときに一致信号を生成し、当該一致信号に同期して前記非安定型コンバータの複数のスイッチング素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするスイッチング周波数制御回路と、
   を設けたことを特徴するスイッチング電源装置。
   
4. 請求項３記載のスイッチング電源装置に於いて、前記入力電圧検出回路は、前記入力電圧が低下した場合に前記比較設定値を変更することで前記スイッチング周波数を低周波側に変化させ、前記入力電圧が上昇増加した場合に前記比較設定値を変更することで前記スイッチング周波数を高周波側に変化させることを特徴とするスイッチング電源装置。
   
5. 請求項３記載のスイッチング電源装置に於いて、
   前記入力電圧検出回路は、
   前記安定型コンバータの出力から入力した入力電圧をデジタル入力電圧値に変換するＡ／Ｄコンバータと、
   前記Ａ／Ｄコンバータで変換したデジタル入力電圧値に対応した所定のスイッチング周波数を設定する比較設定値を出力するデジタルプロセッサと、
   を備え、
   前記スイッチング周波数制御回路は、
   所定の周期をもつクロック信号を出力するクロック発生回路と、
   前記クロック信号をカウントしてカウント値を出力すると共に前記一致信号を受けて前記カウント値をリセットするカウンタ回路と、
   前記入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された前記比較設定値に、前記カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに前記一致信号を出力する比較回路と、
   前記スイッチング周波数制御回路の比較回路から出力された前記一致信号を入力する毎に非反転出力と反転出力の信号レベルを反転するトグル回路と、
   前記トグル回路の非反転出力に基づき所定のデッドタイムを設けて前記非安定型コンバータに設けた一方のスイッチング素子をオン、オフするスイッチング信号を出力する第１デッドタイム発生回路と、
   前記トグル回路の反転出力に基づき所定のデッドタイムを設けて前記非安定型コンバータに設けた他方のスイッチング素子を前記一方のスイッチング素子に対して相補的にオン、オフするスイッチング信号を出力する第２デッドタイム発生回路と、
   を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
6. 請求項３記載のスイッチング電源装置に於いて、前記非安定型コンバータのスイッチング周期を、
   （比較設定値＋１）×（クロック周期）×２
   に制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
   
7. 直流電源から入力した所定の電圧をスイッチング動作により断続電圧に変換し、当該断続電圧を整流平滑して所定の出力電圧を出力する安定型コンバータと、
   前記安定型コンバータのスイッチング動作をデューティ可変制御することで前記安定型コンバータの出力電圧を制御する安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
   前記安定型コンバータの出力から入力した入力電圧を複数のスイッチング素子に対する相補的なオン、オフにより交流電圧に変換し、当該交流電圧をトランスの巻数比による交流電圧に変換して整流平滑することにより、前記入力電圧を前記トランスの巻数比で決定される出力電圧に変換して負荷側に出力する非安定型コンバータと、
   前記非安定型コンバータの複数のスイッチング素子をオン、オフする非安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
   前記安定型コンバータの出力電圧を所定値に変化させることで、前記非安定型コンバータの入力電圧を変化させて負荷側に出力する出力電圧を所定値に変化させる出力電圧制御回路と、
   を備えたスイッチング電源装置に於いて、
   前記安定型コンバータの出力から入力した入力電圧に対応した、所定のスイッチング周波数及び前記スイッチング素子のオン位置を設定する第１比較設定値と、前記スイッチング素子のオフ位置を設定する第２比較設定値を出力する入力電圧検出回路と、
   前記入力電圧検出回路から出力された第１比較設定値に、所定の周期をもつクロック信号をカウントしたカウント値が等しくなったときに第１一致信号を生成し、前記入力電圧検出回路から出力された第２比較設定値に前記カウント値が等しくなったときに第２一致信号を生成し、前記第１一致信号及び第２一致信号に同期して前記非安定型コンバータの複数のスイッチング素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするスイッチング周波数制御回路と、
   を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
8. 請求項７記載のスイッチング電源装置に於いて、前記入力電圧検出回路は、前記入力電圧が低下した場合に前記第１比較設定値及び前記第２比較設定値を変更することで前記スイッチング周波数を低周波側に変化させ、前記入力電圧が上昇した場合に前記第１比較設定値及び前記第２比較設定値を変更することで前記スイッチング周波数を高周波側に変化させることを特徴とするスイッチング電源装置。
   
9. 請求項７記載のスイッチング電源装置に於いて、
   前記入力電圧検出回路は、
   前記安定型コンバータの出力から入力した入力電圧をデジタル入力電圧値に変換するＡ／Ｄコンバータと、
   前記Ａ／Ｄコンバータで変換したデジタル入力電圧値に対応した、所定のスイッチング周波数及び前記スイッチング素子のオン位置を設定する前記第１比較設定値と、前記スイッチング素子のオフ位置を設定する前記第２比較設定値を出力するデジタルプロセッサと、
   を備え、
   前記スイッチング周波数制御回路は、
   所定の周期をもつクロック信号を出力するクロック発生回路と、
   前記クロック信号をカウントしてカウント値を出力すると共に前記第１一致信号を受けて前記カウント値をリセットするカウンタ回路と、
   前記入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された前記第１比較設定値に、前記カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに前記第１一致信号を出力する第１比較回路と、
   前記入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された前記第２比較設定値に、前記カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに前記第２一致信号を出力する第２比較回路と、
   前記第１比較回路から出力された前記第１一致信号を入力する毎に非反転出力と反転出力の信号レベルを反転するトグル回路と、
   前記第１比較回路から出力された前記第１一致信号を入力してセットすると共に、前記第２比較回路から出力された前記第２一致信号を入力してリセットし、前記セット及びリセット毎に非反転出力と反転出力の信号レベルを反転するセットリセット型フリップフロップと、
   前記トグル回路の非反転出力と前記セットリセット型フリップフロップの非反転出力を入力して両者の論理積出力となるスイッチング信号を出力して前記非安定型コンバータに設けた一方のスイッチング素子を、デッドタイムを設けてオン、オフする第１論理積回路と、
   前記トグル回路の反転出力と前記セットリセット型フリップフロップの非反転出力を入力して両者の論理積出力となるスイッチング信号を出力して前記非安定型コンバータに設けた他方のスイッチング素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフする第２論理積回路と、
   を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
10. 請求項７記載のスイッチング電源装置に於いて、前記非安定型コンバータのスイッチング周期を、
    （第１比較設定値＋１）×（クロック周期）×２
    に制御し、
    前記デッドタイムを、
    （第１比較設定値−第２比較設定値）×（クロック周期）
    に制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
    
11. 直流電源から入力した所定の電圧をスイッチング動作により断続電圧に変換し、当該断続電圧を整流平滑して所定の出力電圧を出力する安定型コンバータと、
    前記安定型コンバータのスイッチング動作をデューティ可変制御することで前記安定型コンバータの出力電圧を制御する安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
    前記安定型コンバータの出力から入力した入力電圧を複数のスイッチング素子に対する相補的なオン、オフにより交流電圧に変換し、当該交流電圧をトランスの巻数比による交流電圧に変換して整流平滑することにより、前記入力電圧を前記トランスの巻数比で決定される出力電圧に変換して負荷側に出力する非安定型コンバータと、
    前記非安定型コンバータの複数のスイッチング素子をオン、オフする非安定型コンバータ用スイッチング制御回路と、
    前記安定型コンバータの出力電圧を所定値に変化させることで、前記非安定型コンバータの入力電圧を変化させて負荷側に出力する出力電圧を所定値に変化させる出力電圧制御回路と、
    を備えたスイッチング電源装置に於いて、
    前記安定型コンバータの出力から入力した入力電圧に対応した所定のスイッチング周波数及び前記相補的にオン、オフする一方のスイッチング素子のオン位置を設定する第１比較設定値、前記一方のスイッチング素子のオフ位置を設定する第２比較設定値、前記相補的にオン、オフする他方のスイッチング素子のオン位置を設定する第３比較設定値、及び前記他方のスイッチング素子のオフ位置を設定する第４比較設定値を出力する入力電圧検出回路と、
    前記入力電圧検出回路から出力された第１比較設定値、第２比較設定値、第３比較設定値及び第４比較設定値の各々に、所定の周期をもつクロック信号をカウントしたカウント値が等しくなったときに第１一致信号、第２一致信号、第３一致信号及び第４一致信号を生成し、前記一方のスイッチング素子を前記第１一致信号及び第２一致信号に同期してオン、オフすると共に、前記他方のスイッチング素子を前記第３一致信号及び第４一致信号に同期して、前記一方のスイッチング素子に対し相補的にオン、オフするスイッチング周波数制御回路と、
    を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
    
12. 請求項１１記載のスイッチング電源装置に於いて、前記入力電圧検出回路は、前記入力電圧が低下した場合に前記第１比較設定値乃至第４比較設定値を変更することで前記スイッチング周波数を低周波側に変化させ、前記入力電圧が上昇した場合に前記第１比較設定値乃至第４比較設定値を変更することで前記スイッチング周波数を高周波側に変化させることを特徴とするスイッチング電源装置。
    
13. 請求項１１記載のスイッチング電源装置に於いて、
    前記入力電圧検出回路は、
    前記安定型コンバータの出力から入力した入力電圧をデジタル入力電圧値に変換するＡ／Ｄコンバータと、
    前記Ａ／Ｄコンバータで変換したデジタル入力電圧値に対応した所定のスイッチング周波数及び前記相補的にオン、オフする一方のスイッチング素子のオン位置を設定する第１比較設定値、前記一方のスイッチング素子のオフ位置を設定する第２比較設定値、前記相補的にオン、オフする他方のスイッチング素子のオン位置を設定する第３比較設定値、及び前記他方のスイッチング素子のオフ位置を設定する第４比較設定値を出力するデジタルプロセッサと、
    を備え、
    前記スイッチング周波数制御回路は、
    所定の周期をもつクロック信号を出力するクロック発生回路と、
    前記クロック信号をカウントしてカウント値を出力すると共に前記第１一致信号を受けて前記カウント値をリセットするカウンタ回路と、
    前記入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された前記第１比較設定値に、前記カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに前記第１一致信号を出力する第１比較回路と、
    前記入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された前記第２比較設定値に、前記カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに前記第２一致信号を出力する第２比較回路と、
    前記入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された前記第３比較設定値に、前記カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに前記第３一致信号を出力する第３比較回路と、
    前記入力電圧検出回路のデジタルプロセッサから出力された前記第４比較設定値に、前記カウンタ回路から出力されたカウント値が等しくなったときに前記第４一致信号を出力する第４比較回路と、
    前記第１比較回路から出力された前記第１一致信号を入力してセットすると共に、前記第２比較回路から出力された前記第２一致信号を入力してリセットし、前記セット及びリセット毎に非反転出力と反転出力の信号レベルを反転し、前記非反転出力となるスイッチング信号により前記非安定型コンバータに設けた一方のスイッチング素子を、デッドタイムを設けてオン、オフする第１セットリセット型フリップフロップと、
    前記第３比較回路から出力された前記第３一致信号を入力してセットすると共に、前記第４比較回路から出力された前記第４一致信号を入力してリセットし、前記セット及びリセット毎に非反転出力と反転出力の信号レベルを反転し、前記非反転出力となるスイッチング信号により前記非安定型コンバータに設けた一方のスイッチング素子を、デッドタイムを設けてオン、オフする第２セットリセット型フリップフロップと、
    を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
    
14. 請求項１１記載のスイッチング電源装置に於いて、
    前記非安定型コンバータのスイッチング周期を、
    （第１比較設定値＋１）×（クロック周期）
    に制御し、
    前記一方のスイッチング素子のオンデューティを
    （第２比較設定値＋１）×（クロック周期）
    で制御し、
    前記他方のスイッチング素子のオンデューティを
    （第４比較設定値−第３比較設定値）×（クロック周期）
    で制御し、 前記デッドタイムを、
    （第３比較設定値−第２比較設定値）×（クロック周期）
    に制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
    
15. 請求項１、３、７又は１１の何れかに記載のスイッチング電源装置に於いて、
    前記スイッチング周波数制御回路は、スイッチング周波数を変更する場合、基準となるスイッチング周波数の低調波、もしくは、高調波の周波数と同じ周波数にスイッチング周波数を設定することを特徴とするスイッチング電源装置。

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