JP7180264B2

JP7180264B2 - 制御装置

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Publication number: JP7180264B2
Application number: JP2018190001A
Authority: JP
Inventors: 修平堀本
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2018-10-05
Filing date: 2018-10-05
Publication date: 2022-11-30
Anticipated expiration: 2038-10-05
Also published as: JP2020061810A

Description

本明細書が開示する技術は、並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）とＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の駆動を制御する制御装置に関する。

特許文献１は、並列に接続されたＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを備える半導体モジュールを開示する。

特開２０１８－７４０８９号公報

ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを駆動すると、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの温度が上昇する。このため、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴのいずれの温度が高いのかを把握可能な技術が必要とされている。

本明細書が開示する制御装置は、並列に接続されたＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの駆動を制御するために用いられる。前記制御装置は、前記ＩＧＢＴの単位面積当たりのオン抵抗が前記ＭＯＳＦＥＴの単位面積当たりのオン抵抗よりも大きいとき、前記ＩＧＢＴをオフしてから前記ＭＯＳＦＥＴをオフするように構成されている。さらに、前記制御装置は、前記ＩＧＢＴの単位面積当たりのオン抵抗が前記ＭＯＳＦＥＴの単位面積当たりのオン抵抗よりも小さいとき、前記ＭＯＳＦＥＴをオフしてから前記ＩＧＢＴをオフするように構成されている。

上記制御装置の制御によって駆動される前記ＩＧＢＴと前記ＭＯＳＦＥＴにおいては、前記ＩＧＢＴの単位面積当たりのオン抵抗が前記ＭＯＳＦＥＴの単位面積当たりのオン抵抗よりも大きいとき、前記ＭＯＳＦＥＴの温度が前記ＩＧＢＴの温度よりも高いことが把握可能である。さらに、上記制御装置の制御によって駆動される前記ＩＧＢＴと前記ＭＯＳＦＥＴにおいては、前記ＩＧＢＴの単位面積当たりのオン抵抗が前記ＭＯＳＦＥＴの単位面積当たりのオン抵抗よりも小さいとき、前記ＩＧＢＴの温度が前記ＭＯＳＦＥＴの温度よりも高いことが把握可能である。

電力変換装置の回路図を示す。第１スイッチング素子と第２スイッチング素子のＩＶ特性を示す。コントローラが実行する切換制御処理のフローチャート図を示す。低電流領域において切換制御処理が実行されたときの素子電圧とドレイン電流とコレクタ電流の挙動を示す。高電流領域において切換制御処理が実行されたときの素子電圧とドレイン電流とコレクタ電流の挙動を示す。コントローラが実行する切換制御処理の他の一例のフローチャート図を示す。

以下、図面を参照し、本願明細書が開示する技術が適用された電圧コンバータ１０について説明する。なお、本願明細書が開示する技術は、電圧コンバータ１０に限らず、他の回路にも適用可能である。図１に示すように、電圧コンバータ１０は、例えば、電気自動車に搭載される電力変換装置に用いられる。ここでいう電気自動車は、燃料電池車、及び、走行用のモータとエンジン（内燃機関）の両方を備えるハイブリッド車も含む。この電力変換装置は、電圧コンバータ１０、インバータ２０及びコントローラ３０を備えており、バッテリ２（例えばリチウム電池）から供給される直流電力を、走行用のモータ４０（例えば三相交流モータ）に適した交流電力に変換するように構成されている。

電圧コンバータ１０は、リアクトル４、ダイオードＤ１、並列に接続された２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２、及び、平滑コンデンサ６を有しており、バッテリ２から入力された電圧を昇圧してインバータ２０に供給するように構成されている。ダイオードＤ１と２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、高圧側正極端子ＰＨと高圧側負極端子ＮＨの間において直列に接続されている。ここで、ダイオードＤ１と２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の接続部分を接続中点ＣＰと称する。２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、その接続中点ＣＰと高圧側負極端子ＮＨの間において並列に接続されている。

バッテリ２は、そのプラス端子が低圧側正極端子ＰＬに接続されており、そのマイナス端子が低圧側負極端子ＮＬに接続されている。リアクトル４は、その一端が低圧側正極端子ＰＬに接続されており、他端が接続中点ＣＰに接続されている。低圧側正極端子ＰＬとリアクトル４の間の配線に電流センサＳＥが接続されている。この電流センサＳＥは、リアクトル４を流れる電流Ｉを計測するように構成されている。この電流Ｉは、２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２が同時にオンしているときに、２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の各々を流れる電流の合計電流に一致する。計測された合計電流Ｉは、コントローラ３０に入力される。平滑コンデンサ６は、高圧側正極端子ＰＨと高圧側負極端子ＮＨの間に接続されている。

ダイオードＤ１は、そのカソードが高圧側正極端子ＰＨに接続され、そのアノードが接続中点ＣＰに接続されている。なお、ダイオードＤ１に代えて、高圧側正極端子ＰＨと接続中点ＣＰの間にスイッチング素子を接続してもよい。

第１スイッチング素子ＳＷ１と第２スイッチング素子ＳＷ２は、半導体モジュールとして構成されている。第１スイッチング素子ＳＷ１は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。第２スイッチング素子ＳＷ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。以下、本明細書の理解を容易とするために、第１スイッチング素子ＳＷ１をＩＧＢＴ（ＳＷ１）と記載し、第２スイッチング素子ＳＷ２をＭＯＳ（ＳＷ２）と記載する。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のコレクタ及びＭＯＳ（ＳＷ２）のドレインが接続中点ＣＰに接続され、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のエミッタ及びＭＯＳ（ＳＷ２）のソースが高圧側負極端子ＮＨに接続されている。これらのＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の各々のゲートには、コントローラ３０から配線される信号線が接続されている。

インバータ２０は、高圧側端子ＰＨ，ＮＨとモータ４０の間に接続されており、電圧コンバータ１０によって昇圧された直流電力をモータ４０（三相交流モータ）に適した三相交流電力に変換する。変換された交流電力は、モータ４０に供給される。インバータ２０は、昇圧された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路を備えている。そのインバータ回路は、モータ４０のＵ、Ｖ、Ｗの各相に対応してスイッチング制御される複数のスイッチング素子を有している。インバータ２０は、コントローラ３０から出力される駆動信号によってインバータ回路の複数のスイッチング素子が制御されて、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に対応した三相交流電力を生成可能に構成されている。

コントローラ３０は、マイクロコンピュータ、ＲＡＭ、ＲＯＭ又はＥＥＰＲＯＭなどの半導体メモリ、及び、入出力インタフェースを備えた制御装置である。コントローラ３０は、ＲＯＭやＥＥＰＲＯＭに記憶された制御プログラムなどをＲＡＭに展開して処理を実行する。また、後述の切換制御処理のプログラムもコントローラ３０のＲＯＭやＥＥＰＲＯＭなどに記憶されている。

コントローラ３０は、駆動信号Ｓａ、Ｓｂをスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２に供給し、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の駆動（オンオフ）を制御する。駆動信号Ｓａは、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のターンオン及びターンオフのタイミングを指示する信号であり、所定のデューティ比のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である。駆動信号Ｓｂは、ＭＯＳ（ＳＷ２）のターンオン及びターンオフのタイミングを指示する信号であり、所定のデューティ比のＰＷＭ信号である。

電圧コンバータ１０では、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）のオン期間にバッテリ２からリアクトル４に電気エネルギーが蓄積されると、その蓄積された電気エネルギーが、その次のＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）のオフ期間に平滑コンデンサ６側に流れる。コントローラ３０がＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の駆動のタイミングを適切にＰＷＭ制御することにより、バッテリ２から入力された電圧が昇圧されて高圧側端子ＰＨ，ＰＬに出力される。これにより、電圧コンバータ１０は、バッテリ２からの入力電圧をモータ４０の駆動に適した出力電圧に昇圧することができる。

図２に、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の各々のＩＶ特性を示す。横軸はＩＧＢＴ（ＳＷ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（ＣＥ電圧）及びＭＯＳ（ＳＷ２）のドレイン・ソース間電圧（ＤＳ間電圧）であり、縦軸はＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の各々の電流密度である。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のＩＶ特性を示す線とＭＯＳ（ＳＷ２）のＩＶ特性を示す線が交差する点は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗とＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗が一致する点である。

図２に示されるように、低電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の電流密度がＭＯＳ（ＳＷ２）の電流密度よりも小さいことから、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗がＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗よりも高い。このため、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）が並列に接続された本実施形態の半導体モジュールでは、低電流領域においては、ＭＯＳ（ＳＷ２）に多くの電流が流れる。したがって、スイッチング損失を無視すると、低電流領域においては、ＭＯＳ（ＳＷ２）の定常損失がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の定常損失よりも大きくなり、ＭＯＳ（ＳＷ２）の温度がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度よりも高くなる。

一方、図２に示されるように、高電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の電流密度がＭＯＳ（ＳＷ２）の電流密度よりも大きいことから、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗がＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗よりも小さい。このため、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）が並列に接続された本実施形態の半導体モジュールでは、高電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）に多くの電流が流れる。したがって、スイッチング損失を無視すると、高電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の定常損失がＭＯＳ（ＳＷ２）の定常損失よりも大きくなり、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度がＭＯＳ（ＳＷ２）の温度よりも高くなる。

このことは、以下の数式からも説明できる。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量は、以下の数式１で表することができる。

ΔＴ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量［℃］であり、Ｗ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）に発生するエネルギー損失［Ｗ］であり、Ｒｔ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）の熱抵抗［℃／Ｗ］である。

ここで、スイッチング損失を無視し、定常損失だけを考慮すると、Ｗ１は以下の数式２で表すことができる。

Ｉ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）に流れるコレクタ電流［Ａ］であり、Ｒ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）のオン抵抗［Ω］である。

ここで、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）に流れるコレクタ電流Ｉ１は、以下の数式３で表すことができる。

ＩはＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）に流れる電流を合計した合計電流［Ａ］であり、Ｒ２はＭＯＳ（ＳＷ２）のオン抵抗［Ω］である。

また、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のオン抵抗Ｒ１とＭＯＳ（ＳＷ２）のオン抵抗Ｒ２は、以下の数式４及び数式５で表すことができる。

Ｒｏｎ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗［Ω・ｍｍ^２］であり、Ｓ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）の面積であり、Ｒｏｎ２はＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗［Ω・ｍｍ^２］であり、Ｓ２はＭＯＳ（ＳＷ２）の面積である。

また、熱抵抗Ｒｔ１は、以下の数式６で表すことができる。

λは熱伝達係数［Ｗ／ｍ・ｋ］である。

同様に、ＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２も表現することができる。ここで、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１とＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２の比を計算すると、以下の数式７で表すことができる。

このように、数式７は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１とＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２の比が、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗の比によって決まることを示している。換言すると、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗がＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗よりも大きいとき、ＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１よりも大きくなる。一方、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗がＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗よりも小さいとき、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１がＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２よりも大きくなる。

図２及び上記数式に基づく関係を以下の表１に示す。

図３に、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）のターンオンとターンオフのタイミングの切換を制御する切換制御処理のフローチャート図を示す。この切換制御処理は、コントローラ３０によって実行される。

図３に示すように、ステップＳ１において、コントローラ３０は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）を流れるコレクタ電流Ｉ１とＭＯＳ（ＳＷ２）を流れるドレイン電流Ｉ２を合計した合計電流Ｉを取得する処理を実行する。合計電流Ｉは、図１の電流センサＳＥで計測される。この例に代えて、合計電流Ｉは、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の各々に設けられた電流センサから計測された電流を合計して取得してもよく、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）のうちの少なくとも一方に設けられた電流センサから計測された電流から計算して取得してもよい。

次に、ステップＳ２において、コントローラ３０は、合計電流Ｉと閾値電流Ｉ’を比較する処理を実行する。閾値電流Ｉ’は、図２の低電流領域と高電流領域の境界、すなわち、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）が一致するときに、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）に流れると計算されるコレクタ電流Ｉ１とＭＯＳ（ＳＷ２）に流れると計算されるドレイン電流Ｉ２を合計した電流として予め計算されたものである。なお、閾値電流Ｉ’は、調整可能に構成されていてもよく、例えば温度によって切換え可能に構成されていてもよい。合計電流Ｉが閾値電流Ｉ’よりも小さいとき、すなわち、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の状態が低電流領域にあるとき、ステップＳ３に進む。それ以外のとき、ステップＳ４に進む。なお、等価のロジックとして、ステップＳ２の不等号を逆にし、ＹＥＳのときにステップＳ４に進み、それ以外のときにステップＳ３に進むようにしてもよい。

ステップＳ３に進む状況は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の状態が低電流領域にあることを示しており、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）がＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）よりも大きい場合である。この場合、コントローラ３０は、ＭＯＳ（ＳＷ２）をオンしてからＩＧＢＴ（ＳＷ１）をオンし、さらに、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）をオフしてからＭＯＳ（ＳＷ２）をオフするように、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の駆動を制御する。後述するように、ステップＳ３において、コントローラ３０は、ターンオフのみの制御、すなわち、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）をオフしてからＭＯＳ（ＳＷ２）をオフする制御のみを実行してもよい。

一方、ステップＳ４に進む状況は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の状態が高電流領域にあることを示しており、ＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）よりも大きい場合である。この場合、コントローラ３０は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）をオンしてからＭＯＳ（ＳＷ２）をオンし、さらに、ＭＯＳ（ＳＷ２）をオフしてからＩＧＢＴ（ＳＷ１）をオフするように、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の駆動を制御する。後述するように、ステップＳ４において、コントローラ３０は、ターンオフのみの制御、すなわち、ＭＯＳ（ＳＷ２）をオフしてからＩＧＢＴ（ＳＷ１）をオフする制御のみを実行してもよい。

図４は、ステップＳ３のときのタイミングチャートである。なお、ＣＥ間電圧は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のコレクタ・エミッタ間電圧であり、ＤＳ間電圧は、ＭＯＳ（ＳＷ２）のドレイン・ソース間電圧を示す。また、ドレイン電流は、ＭＯＳ（ＳＷ２）を流れる電流であり、コレクタ電流は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）を流れる電流である。図４に示されるように、ステップＳ３では、ＭＯＳ（ＳＷ２）がオンしてからＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオンする。ＭＯＳ（ＳＷ２）がオンすると、ＤＳ間電圧が低下するとともにドレイン電流が増加する。このとき、ＤＳ間電圧とドレイン電流の積で求まるスイッチング損失がＭＯＳ（ＳＷ２）に発生する。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオンするとき、ＣＥ間電圧が十分に低下しているので、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）にスイッチング損失が発生しない。このように、ＭＯＳ（ＳＷ２）が先にオンすることにより、ターンオン時のスイッチング損失はＭＯＳ（ＳＷ２）が負担する。さらに、ステップＳ３では、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオフしてからＭＯＳ（ＳＷ２）がオフする。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオフすると、コレクタ電流が低下する。このとき、ＭＯＳ（ＳＷ１）がオンを維持しているので、ＣＥ間電圧は増加しない。このため、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）にスイッチング損失が発生しない。ＭＯＳ（ＳＷ２）がオフすると、ＤＳ間電圧が増加するとともにドレイン電流が低下する。このとき、ＤＳ間電圧とドレイン電流の積で求まるスイッチング損失がＭＯＳ（ＳＷ２）に発生する。このように、ＭＯＳ（ＳＷ２）が後にオフすることにより、ターンオフ時のスイッチング損失はＭＯＳ（ＳＷ２）が負担する。

上記したように、図２の低電流領域においては、ＭＯＳ（ＳＷ２）の定常損失がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の定常損失よりも大きく、スイッチング損失を無視すると、ＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１よりも大きくなる。これに加えて、ステップＳ３では、コントローラ３０が、低電流領域において、ＭＯＳ（ＳＷ２）がスイッチング損失を負担するように制御する。したがって、低電流領域においては、ＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１よりも確実に大きくなる。

図５は、ステップＳ４のときのタイミングチャートである。図５に示されるように、ステップＳ４では、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオンしてからＭＯＳ（ＳＷ２）がオンする。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオンすると、ＣＥ間電圧が低下するとともにコレクタ電流が増加する。このとき、ＣＥ間電圧とコレクタ電流の積で求まるスイッチング損失がＩＧＢＴ（ＳＷ１）に発生する。ＭＯＳ（ＳＷ２）がオンするとき、ＤＳ間電圧が十分に低下しているので、ＭＯＳ（ＳＷ２）にスイッチング損失が発生しない。このように、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）が先にオンすることにより、ターンオン時のスイッチング損失はＩＧＢＴ（ＳＷ１）が負担する。さらに、ステップＳ４では、ＭＯＳ（ＳＷ２）がオフしてからＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオフする。ＭＯＳ（ＳＷ２）がオフすると、ドレイン電流が低下する。このとき、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオンを維持しているので、ＤＳ間電圧は増加しない。このため、ＭＯＳ（ＳＷ２）にスイッチング損失が発生しない。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオフすると、ＣＥ間電圧が増加するとともにコレクタ電流が低下する。このとき、ＣＥ間電圧とコレクタ電流の積で求まるスイッチング損失がＩＧＢＴ（ＳＷ１）に発生する。このように、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）が後にオフすることにより、ターンオフ時のスイッチング損失はＩＧＢＴ（ＳＷ１）が負担する。

上記したように、図２の高電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の定常損失がＭＯＳ（ＳＷ２）の定常損失よりも大きく、スイッチング損失を無視すると、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１がＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２よりも高くなる。これに加えて、ステップＳ４では、コントローラ３０が、高電流領域において、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がスイッチング損失を負担するように制御する。したがって、高電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１がＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２よりも確実に大きくなる。

このように、図２の低電流領域と高電流領域の各々において、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）のオンオフのタイミングを切り換えることにより、低電流領域においてはＭＯＳ（ＳＷ１）の温度の方が高くなることが予め把握され、高電流領域においてはＩＧＢＴ（ＳＷ２）の温度の方が高くなることが予め把握される。

なお、スイッチング損失は、ターンオフ損失が支配的である。このため、ステップＳ３において、ＭＯＳ（ＳＷ２）が少なくともターンオフ損失を負担するように制御されていれば、低電流領域においてはＭＯＳ（ＳＷ２）の温度の方が高くなることが予め把握される。同様に、ステップＳ４において、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）が少なくともターンオフ損失を負担するように制御されていれば、高電流領域においてはＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度の方が高くなることが予め把握される。

高電流領域は、低電流領域よりも多くの電流が流れる領域である。この高電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度の方がＭＯＳ（ＳＷ２）の温度よりも高い。したがって、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度のみを計測しておくことで、保証温度を超えるときに保護動作（負荷を減らすなど）を実行することができる。すなわち、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のみに温度センサを設ければよいことから、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）が並列に搭載された半導体モジュールの製造コストを削減することができる。

特に、ＭＯＳ（ＳＷ２）が炭化珪素を用いて製造される場合、温度センサが不要となることは有用である。通常、温度センサは、半導体基板内に形成されたダイオードによって構成されることが多い。このため、このような温度センサ用のダイオードを設ける場合、半導体基板の面積を消費してしまう。炭化珪素の半導体基板は高価であることから、炭化珪素の半導体基板に温度センサ用のダイオードを設けると、製造コストが上昇する。本実施形態の技術によると、ＭＯＳ（ＳＷ２）に温度センサが不要となるので、ＭＯＳ（ＳＷ２）が炭化珪素を用いて製造されたとしても、製造コストの上昇を抑えることができる。

図３の切換制御処理では、ステップ２において、合計電流Ｉに基づいて比較を実行していたが、これは一例であり、合計電流Ｉに相関する他の情報に基づいて比較を実行してもよい。例えば、ＣＥ間電圧、ＤＳ間電圧、駆動信号Ｓａのデューティ比、又は、駆動信号Ｓｂのデューティ比に基づいて比較を実行してもよい。

図６に、切換制御処理の他の例のフローチャート図を示す。図６に示す切換制御処理のステップＳ１３とステップＳ１４は、図３に示す切換制御処理のステップＳ３とステップＳ４と同様である。

図６に示すように、ステップＳ１１において、コントローラ３０は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）を流れるコレクタ電流Ｉ１とＭＯＳ（ＳＷ２）を流れるドレイン電流Ｉ２の各々を取得する処理を実行する。コレクタ電流Ｉ１とドレイン電流Ｉ２は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の各々に設けられた電流センサから計測して取得される。この例に代えて、コレクタ電流Ｉ１とドレイン電流Ｉ２は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）のうちの少なくとも一方に設けられた電流センサから計測された電流から計算して取得してもよい。

次に、ステップＳ１２において、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）を比較する処理を実行する。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のＣＥ間電圧と素子面積とコレクタ電流Ｉ１から計算することができる。ＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）も、ＭＯＳ（ＳＷ２）のＤＳ間電圧と素子面積とドレイン電流Ｉ２から計算することができる。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）がＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）よりも大きいとき、ステップＳ１３に進む。それ以外のとき、ステップＳ１４に進む。なお、等価のロジックとして、ステップＳ１２の不等号を逆にし、ＹＥＳのときにステップＳ１４に進み、それ以外のときにステップＳ１３に進むようにしてもよい。

図６の切換制御処理によっても、図３の切換制御処理と同様に、低電流領域においてＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１よりも確実に大きくなり、高電流領域においてＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１がＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２よりも確実に大きくなる。これにより、低電流領域においてはＭＯＳ（ＳＷ１）の温度の方が高くなることが予め把握され、高電流領域においてはＩＧＢＴ（ＳＷ２）の温度の方が高くなることが予め把握される。

図６の切換制御処理では、ステップ１２において、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）の比較に基づいて処理を実行していたが、これは一例であり、単位面積当たりのオン抵抗に相関する他の情報に基づいて比較を実行してもよい。例えば、コレクタ電流Ｉ１とドレイン電流Ｉ２の比較、駆動信号Ｓａのデューティ比と駆動信号Ｓｂのデューティ比の比較に基づいて処理を実行してもよい。

上記実施形態では、１つのＩＧＢＴ（ＳＷ１）と１つのＭＯＳ（ＳＷ２）が並列に接続された半導体モジュールを例にして説明したが、少なくとも１つのＩＧＢＴ（ＳＷ１）と１つのＭＯＳ（ＳＷ２）が並列に接続されている限り、複数のＩＧＢＴ（ＳＷ１）が並列に接続されていてもよいし、複数のＭＯＳ（ＳＷ２）が並列に接続されていてもよい。この場合、複数のＩＧＢＴ（ＳＷ１）の中でのターンオンとターンオフは同期して制御され、複数のＭＯＳ（ＳＷ２）の中でのターンオンとターンオフは同期して制御される。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。また、本明細書又は図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書又は図面に例示した技術は複数目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

２：バッテリ
４：リアクトル
６：平滑コンデンサ
１０：電圧コンバータ
２０：インバータ
３０：コントローラ
４０：モータ
ＳＷ１：第１スイッチング素子
ＳＷ２：第２スイッチング素子

Claims

並列に接続されたＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの駆動を制御する制御装置であって、
前記ＩＧＢＴの単位面積当たりのオン抵抗が前記ＭＯＳＦＥＴの単位面積当たりのオン抵抗よりも大きいとき、前記ＩＧＢＴをオフしてから前記ＭＯＳＦＥＴをオフし、
前記ＩＧＢＴの単位面積当たりのオン抵抗が前記ＭＯＳＦＥＴの単位面積当たりのオン抵抗よりも小さいとき、前記ＭＯＳＦＥＴをオフしてから前記ＩＧＢＴをオフする、ように構成されている制御装置。