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Die Erfindung betrifft einen Umrichter mit einer Halbbrückenschaltung mit wenigstens einem aktiven Halbbrückenzweig, dessen Phasenanschluss jeweils über eine jeweilige Schalteinrichtung mit einem jeweiligen Bezugspotential verbunden ist, wobei eine Steuereinrichtung des Umrichters dazu eingerichtet ist, die jeweilige Schalteinrichtung abwechselnd leitend und trennend zu schalten, wobei die erste und zweite Schalteinrichtung jeweils eine Parallelschaltung wenigstens eines Transistors eines ersten Typs und wenigstens eines Transistors eines zweiten Typs umfasst. Daneben betrifft die Erfindung ein Kraftfahrzeug und ein Verfahren zur Steuerung einer Halbbrückenschaltung.
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Elektrofahrzeuge nutzen Umrichter, nämlich Wechselrichter, um einen Antriebsmotor aus einem Gleichstrombordnetz zu speisen. Ein solcher Umrichter kann beispielsweise als Modul hergestellt werden, indem auf drei Substraten jeweils ein aktiver Halbbrückenzweig bereitgestellt wird, wonach die Substrate an einem Gehäuse angebracht werden, das z.B. zusätzlich einen Zwischenkreiskondensator und eine Steuereinrichtung umfasst. Die Halbbrückenzweige nutzen üblicherweise Silizium-IGBTs als Halbleiterschalter. Solche Umrichter haben jedoch in einem Teillastbetrieb relativ große Verluste, da bei leitend geschalteten Silizium-IGBTs bereits bei kleinen geführten Strömen ein relativ großer Spannungsabfall am Transistor auftritt.
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Eine Möglichkeit, dies zu vermeiden, wäre es statt Silizium-IGBTs eine andere Transistortechnologie zu nutzen. Beispielsweise können durch Nutzung von Siliziumkarbid-MOSFETs als Halbleiterschalter die Verluste im Teillastbetrieb reduziert werden. Nachteilig ist hierbei jedoch, dass an diesen Transistoren bei hohen Strömen und somit bei einem Vollast- beziehungsweise Boostbetrieb des Antriebmotors relativ hohe Verluste auftreten.
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Ein möglicher Ansatz zur Effizienzoptimierung des Kraftfahrzeugs ist es, getrennte Antriebe für die Vorder- und Hinterachse des Kraftfahrzeugs vorzusehen und für diese separate Wechselrichter mit unterschiedlichen Halbleitertechnologien zu nutzen. Eine Implementierung von zwei separaten Wechselrichtermodulen im Kraftfahrzeug erhöht jedoch den technischen Aufwand, die Kosten und den Bauraumverbrauch und ist somit insbesondere für günstige Fahrzeuge beziehungsweise kleinere Fahrzeuge mit geringer Antriebsleistung eher nachteilig.
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Ein Umrichter, der unterschiedliche Transistortypen kombiniert, ist aus der Druckschrift
DE 10 2018 110 808 A1 bekannt. Dort werden zur Verbindung eines jeweiligen Phasenanschlusses mit den beiden Bezugspotentialen Transistoren mit unterschiedlich großer Bandlücke genutzt.
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Die Druckschrift
CN 110034686 A nutzt in einem Gleichspannungswandler Halbbrücken, die eine Parallelschaltung von Siliziumkarbid-MOSFETs und Silizium-IGBTs nutzen. Hierbei wird der MOSFET vor dem IGBT leitend geschaltet und nach dem IGBT trennend geschaltet, so dass Schaltvorgänge des IGBT im Wesentlichen ohne einen Spannungsabfall am IGBT erfolgen. Durch geeignete Dimensionierung der Transistoren können hierbei in einem gewissen Lastbereich geringe Schaltverluste erreicht werden.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Verluste an Umrichtern, insbesondere an Umrichtern für einen Antriebsmotor eines Kraftfahrzeugs, weiter zu reduzieren, wobei insbesondere eine Effizienzverbesserung bei geringen und bei hohen Lasten erreicht werden soll.
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Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen Umrichter der eingangs genannten Art gelöst, wobei die Steuereinrichtung dazu eingerichtet ist,
- - einerseits bei Erfüllung einer ersten Auswahlbedingung ausschließlich Transistoren des ersten Typs leitend zu schalten, um die jeweilige Schalteinrichtung leitend zu schalten, und/oder
- - andererseits bei Erfüllung einer zweiten Auswahlbedingung Transistoren des ersten Typs, die MOSFETs sind und/oder Siliziumkarbid als Halbleitermaterial nutzen, nicht oder ausschließlich während eines Teilintervalls eines jeweiligen Zeitintervalls, in dem der Transistor des zweiten Typs der gleichen Schalteinrichtung leitend geschaltet ist, leitend zu schalten, um die jeweilige Schalteinrichtung leitend zu schalten.
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Umrichter für Motoren, insbesondere für Antriebsmotoren im Kraftfahrzeug, müssen zu unterschiedlichen Zeiten deutlich unterschiedliche Stromstärken bereitstellen. Dies ergibt sich einerseits aus der zumindest näherungsweise sinusförmigen Bestromung der Phasen des Motors und andererseits daraus, dass je nach abgerufener Leistung beziehungsweise je nach abgerufenem Drehmoment dem Motor Wechselstrom mit deutlich unterschiedlicher Amplitude zugeführt werden soll. Im Rahmen der Erfindung wurde erkannt, dass Verluste im Umrichter beziehungsweise im jeweiligen Halbbrückenzweig dadurch reduziert werden können, dass in unterschiedlichen Betriebszuständen ein leitend Schalten der jeweiligen Schalteinrichtung auf unterschiedliche Weise erfolgt.
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Wie später noch genauer erläutert werden wird, kann die erste Auswahlbedingung insbesondere für geringe Lasten beziehungsweise bereitgestellte Ströme und die zweite Auswahlbedingung für hohe Lasten beziehungsweise bereitgestellte Ströme erfüllt sein. Werden beispielsweise Siliziumkarbid-MOSFETs mit Silizium-IGBTs zu einer Schalteinrichtung kombiniert, kann es vorteilhaft sein, zur Bereitstellung von niedrigen Phasenströmen ausschließlich die Silizium-MOSFETs leitend zu schalten, während zur Bereitstellung von hohen Phasenströmen ausschließlich die Silizium-IGBTs leitend geschaltet werden können oder alternativ die Silizium-IGBTs vor den Siliziumkarbid-MOSFETs leitend und nach diesen trennend geschaltet werden können.
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Das Teilintervall umfasst nicht das gesamte Zeitintervall und ist insbesondere sowohl vom Beginn als auch vom Ende des Zeitintervalls zeitlich beabstandet. Anderes ausgedrückt bedeutet das ausschließliche leitend Schalten von Transistoren des ersten Typs innerhalb des Teilintervalls, dass diese nach den Transistoren des zweiten Typs leitend geschaltet werden und vor diesen trennend geschaltet werden.
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Unter einem leitend beziehungsweise trennend Schalten der Transistoren sind jeweils Schaltzustände zu verstehen, die bei einem Betrieb des Transistors als Halbleiterschalter einem geschlossenen beziehungsweise einem offenen Schalter entsprechen. Hierbei kann zwar, beispielsweise für MOSFETs, auch im trennenden Zustand eine Leiterfähigkeit aufgrund der intrinsischen Diode vorhanden sein, diese sperrt jedoch einen Potentialabgleich zwischen dem Phasenausgang und dem jeweiligen Bezugspotential, solange das Potential am Phasenausgang zwischen den Bezugspotentialen liegt und ist daher typischerweise nur bei einem Freilauf beziehungsweise in einer Kommutierungsphase relevant.
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An dem Phasenausgang wird typischerweise ein Wechselstrom bereitgestellt. Der Betrieb von aktiven Halbbrückenzweigen ist an sich wohl bekannt und soll nicht detailliert erläutert werden. Zur Bereitstellung von sinusförmigen Spannungsverläufen kann insbesondere innerhalb einer jeweiligen Halbwelle in relativ schneller Abfolge ein leitend und trennend schalten der gleichen Schalteinrichtung erfolgen, wobei die Pulsweite der Leitendschaltung variiert werden kann, um einen sinusförmigen Spannungsverlauf bereitzustellen. Die beschriebene Auswahl des anzusteuernden Transistortyps beziehungsweise der Abfolge der Ansteuerung der Transistortypen kann bei jedem leitend Schalten der jeweiligen Schalteinrichtung erfolgen, wobei insbesondere zu verschiedenen Zeitpunkten innerhalb der jeweiligen Halbwelle auch unterschiedliche Auswahlbedingungen erfüllt sein können, insbesondere da unterschiedliche Stromstärken bereitgestellt werden.
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Die Transistoren des ersten Typs können MOSFETs sein und/oder Siliziumkarbid als Halbleitermaterial nutzen und/oder die Transistoren des zweiten Typs können IGBTs sein und/oder Silizium als Halbleitermaterial nutzen. Die Bezeichnung MOSFET bezeichnet einen Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor. Bevorzugt wird als erster Typ ein Siliziumkarbid-MOSFET genutzt. Die Bezeichnung IGBT bezeichnet einen Bipolartransistor mit isolierender Gate-Elektrode. Insbesondere werden Silizium-IGBTs als Transistoren des zweiten Typs genutzt.
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Die Erfüllung der ersten und/oder der zweiten Auswahlbedingung kann von einer ermittelten oder vorgegebenen oder prädizierten Stromstärke durch den Phasenanschluss abhängen. Im einfachsten Fall kann ein Phasenstrom gemessen werden, wobei diese Messung innerhalb des Umrichters selbst, seitens eines Verbrauchers oder an einer Verbindungsleitung erfolgen kann. Es ist jedoch auch möglich, dass der Umrichter derart angesteuert wird, dass gezielt bestimmte Stromstärken bereitgestellt werden, womit die Stromstärke unmittelbar vorgegeben ist. Eine Prädiktion der Stromstärke ist insbesondere möglich, wenn Informationen über den Verbraucher, beispielsweise ein Motormodell oder zumindest eine Information über die Induktivität der dortigen Spulen, bekannt ist. Entsprechende Ansätze zur Ermittlung der Stromstärke durch den Phasenanschluss sind an sich bekannt und sollen daher nicht detailliert erläutert werden. Wie eingangs erläutert, wurde erkannt, dass bei unterschiedlichen Stromstärken durch den Phasenanschluss unterschiedliche Ansteueransätze für die verschiedenen Transistortypen zweckmäßig sind, um eine optimale Effizienz des Umrichters zu erreichen.
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Die erste Auswahlbedingung kann erfüllt sein oder nur dann erfüllbar sein, wenn der Betrag der Stromstärke kleiner als ein vorgegebener erster Grenzwert ist. Wie eingangs erläutert kann es insbesondere zweckmäßig sein, bei geringen bereitzustellenden Strömen ausschließlich Siliziumkarbid-MOSFETs leitend zu schalten. Ergänzend oder alternativ kann die zweite Auswahlbedingung erfüllt sein oder nur dann erfüllbar sein, wenn der Betrag der Stromstärke den ersten Grenzwert oder einen vorgegebenen zweiten Grenzwert erreicht oder überschreitet. Wie bereits obig erwähnt, ist die zur zweiten Auswahlbedingung erläuterte Ansteuerstrategie insbesondere für hohe Stromstärken zweckmäßig.
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Im einfachsten Fall wird für beide Auswahlbedingungen der erste Grenzwert genutzt, so dass je nach Stromstärke insbesondere stets die erste oder zweite Auswahlbedingung erfüllt sein kann. Eine entsprechende Ansteuerung ist mit geringem technischen Aufwand implementierbar und erreicht bereits eine gute Effizienz. Insbesondere kann in diesem Fall bei Erfüllung der zweiten Auswahlbedingung ausschließlich der Transistor des zweiten Typs leitend geschaltet werden, um die jeweilige Schalteinrichtung leitend zu schalten. Wie im Folgenden erläutert wird, kann es jedoch vorteilhaft sein, zwischen dem ersten Grenzwert und einem zweiten Grenzwert, also für mittelhohe abgegebene Ströme, eine weitere Ansteuerstrategie zu wählen, um die Effizienz weiter zu verbessern.
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Die Steuereinrichtung kann dazu eingerichtet sein, bei Erfüllung einer dritten Auswahlbedingung, die erfüllt ist oder nur dann erfüllbar ist, wenn der Betrag der Stromstärke den ersten Grenzwert erreicht oder überschreitet und kleiner als der zweite Grenzwert ist, Transistoren des zweiten Typs ausschließlich während eines Teilintervalls eines jeweiligen Zeitintervalls, in dem der Transistor des ersten Typs der gleichen Schalteinrichtung leitend geschaltet ist, leitend zu schalten. Das Teilintervall ist kürzer als das Zeitintervall und insbesondere vom Beginn und Ende des Zeitintervalls zeitlich beabstandet.
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Die Nutzung der dritten Auswahlbedingung kann insbesondere mit jener Ausgestaltung kombiniert werden, in der bei Erfüllung der zweiten Auswahlbedingung Transistoren des ersten Typs ausschließlich während eines Teilintervalls eines jeweiligen Zeitintervalls, in dem der Transistor des zweiten Typs der gleichen Schalteinrichtung leitend geschalten ist, leitend geschaltet werden. Dies bedeutet letztlich, dass sowohl bei Erfüllung der zweiten als auch bei Erfüllung der dritten Auswahlbedingung und somit insbesondere bei mittleren und hohen Strömen, zum leitend Schalten der Schalteinrichtung beide Transistorentypen leitend geschaltet werden, wobei unterschiedliche Schalterreihenfolgen während des Zeitintervalls, für das die Schalteinrichtung leitend geschaltet wird, genutzt werden.
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Der Phasenanschluss kann ausschließlich über die Transistoren des ersten und zweiten Typs mit dem jeweiligem Bezugspotential verbunden sein. Insbesondere kann zwischen den Phasenanschluss und das jeweilige Bezugspotential keine separate Freilaufdiode geschaltet sein. Der Freilauf beziehungsweise die Stromführung in der Kommutierungsphase kann über eine intrinsische Diode, insbesondere des ersten Transistortyps, also beispielsweise eines Siliziumkarbid-MOSFETs, implementiert sein beziehungsweise erfolgen. Hierdurch wird der technische Aufwand zur Implementierung des erfindungsgemäßen Umrichters weiter reduziert.
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Für wenigstens eine der Schalteinrichtungen kann wenigstens ein jeweiliger Transistor, insbesondere jeweils mehrere parallelgeschaltete Transistoren, sowohl des ersten als auch des zweiten Typs auf einem gemeinsamen Substrat angeordnet sein. Ergänzend oder alternativ können alle Transistoren des Halbbrückenzweigs oder wenigstens eines der Halbbrückenzweige auf einem gemeinsamen Substrat angeordnet sein. Insbesondere können gleichviele Transistoren des ersten und des zweiten Typs verwendet werden. Die Nutzung eines gemeinsamen Substrats kann die technische Komplexität des Umrichters und somit den Aufwand zu dessen Herstellung weiter reduzieren. Beispielsweise kann ein Dreiphasenumrichter anschließend durch Halterung von drei dieser Substrate, die jeweils Transistoren eines Halbleiterzweiges tragen, an einem gemeinsamen Träger beziehungsweise Gehäuse aufgebaut werden.
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Für wenigstens eine der Schalteinrichtungen kann wenigstens ein jeweiliger Transistor, insbesondere jeweils mehrere parallelgeschaltete Transistoren, sowohl des ersten als auch des zweiten Typs durch eine gemeinsame leitfähige Kontaktfläche kontaktiert sein. Durch die Nutzung einer insbesondere großflächigen gemeinsamen Kontaktfläche kann die Wärmeabfuhr verbessert werden. Die beschriebene Kontaktierung wird beispielsweise bei der „Direct Bonded Copper“-Verbindungstechnik durch Nutzung einer gemeinsamen, großflächigen Kupferelektrode erreicht.
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Der erfindungsgemäße Umrichter kann insbesondere ein dreiphasiger Umrichter sein, der drei Halbbrückenzweige, die zwischen die Bezugspotentialen geschaltet sind, umfasst.
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Neben dem erfindungsgemäßen Umrichter betrifft die Erfindung ein Kraftfahrzeug mit einem Motor, insbesondere einem Antriebsmotor, wobei das Kraftfahrzeug einen erfindungsgemäßen Umrichter umfasst, der zur Bestromung des Motors dient. Wie bereits erläutert wurde, sind insbesondere zur Bestromung von Antriebsmotoren in Kraftfahrzeugen zu unterschiedlichen Zeiten deutlich unterschiedliche Phasenströme erforderlich, womit die erfindungsgemäße Ausgestaltung des Umrichters hierbei besonders hohe Effizienzgewinne erreichen kann.
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Zudem betrifft die Erfindung ein Verfahren zur Steuerung einer Halbbrückenschaltung mit wenigstens einem aktiven Halbbrückenzweig, dessen Phasenanschluss jeweils über eine jeweilige Schalteinrichtung mit einem jeweiligen Bezugspotential verbunden ist, wobei die Schalteinrichtungen jeweils abwechselnd leitend und trennend geschaltet werden, wobei die erste und zweite Schalteinrichtung jeweils eine Parallelschaltung wenigstens eines Transistors eines ersten Typs und wenigstens eines Transistors eines zweiten Typs umfassen, wobei
- - einerseits bei Erfüllung einer ersten Auswahlbedingung ausschließlich Transistoren des ersten Typs leitend geschaltet werden, um die jeweilige Schalteinrichtung leitend zu schalten, und/oder
- - andererseits bei Erfüllung einer zweiten Auswahlbedingung Transistoren des ersten Typs, die MOSFETs sind und/oder Siliziumkarbid als Halbleitermaterial nutzen, nicht oder ausschließlich während eines Teilintervalls eines jeweiligen Zeitintervalls, in dem der Transistor des zweiten Typs der gleichen Schalteinrichtung leitend geschaltet ist, um die jeweilige Schalteinrichtung leitend zu schalten, leitend geschaltet werden.
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Die Vorteile dieses Ansteuerverfahrens wurden bereits mit Bezug auf den erfindungsgemäßen Umrichter erläutert. Das Verfahren kann insbesondere zur Steuerung einer Halbbrückenschaltung in dem erfindungsgemäßen Umrichter dienen. Unabhängig davon können die die Ansteuerung einer Halbbrückenschaltung betreffenden Merkmale, die zum erfindungsgemäßen Umrichter erläutert wurden, mit den dort genannten Vorteilen auf das erfindungsgemäße Verfahren übertragen werden und zum erfindungsgemäßen Verfahren erläuterte Merkmale können auf den erfindungsgemäßen Umrichter übertragen werden. Insbesondere kann auch im erfindungsgemäßen Verfahren die Erfüllung der ersten und/oder der zweiten Auswahlbedingung von einer ermittelten oder vorgegebenen oder prädizierten Stromstärke durch den Phasenanschluss abhängen, insbesondere wie zum erfindungsgemäßen Umrichter erläutert, und/oder es kann die zum erfindungsgemäßen Umrichter erläuterte dritte Auswahlbedingung genutzt werden.
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Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus den im Folgenden beschriebenen Ausführungsbeispielen sowie den zugehörigen Zeichnungen. Hierbei zeigen schematisch:
- 1 ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Kraftfahrzeugs, das ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Umrichters umfasst, dessen Halbbrückenschaltungen gemäß einem Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Verfahrens gesteuert werden,
- 2 und 3 Ausführungsbeispiele für Ansteuerstrategien für die verschiedenen Transistortypen, und
- 4 ein Halbbrückenmodul eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Umrichters, das einen Halbbrückenzweig implementiert.
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1 zeigt ein Kraftfahrzeug 1, dessen Motor 13 bzw. dessen Spulen 14 durch einen Umrichter 2 bestromt werden. Der Umrichter wird, beispielsweise durch eine Batterie 15, aus dem Bordnetz des Kraftfahrzeugs mit Gleichstrom gespeist, und stellt einen dreiphasigen Wechselstrom zum Betrieb des Motors 13 bereit.
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Zur Bereitstellung des dreiphasigen Wechselstroms werden drei Halbbrücken 3 genutzt, deren jeweiliger Phasenanschluss 4, an dem der Wechselstrom für die jeweilige Phase bereitgestellt wird, über eine jeweilige Schalteinrichtung 5, 6 mit den Bezugspotentialen 7, 8 verbunden ist. Eine Steuereinrichtung 9, die den Betrieb der Schalteinrichtungen 5, 6 steuert, um den Wechselstrom bereitzustellen, wird im Beispiel ebenfalls durch die Batterie 15 bestromt. In einer tatsächlichen Umsetzung kann es unter Umständen vorteilhaft sein, die Steuereinrichtung 9 durch ein Niederspannungsbordnetz zu versorgen und den Umrichter 2 über die Bezugspotentiale 7, 8 aus einem Hochspannungsnetz des Kraftfahrzeugs 1 zu versorgen.
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Die Schalteinrichtungen 5, 6 werden durch die Steuereinrichtung 9, wie an sich aus dem Stand der Technik bekannt ist, intermittierend angesteuert, um einen sinusförmigen Spannungs- bzw. Stromverlauf am jeweiligen Phasenanschluss 4 bereitzustellen, wobei aufgrund der näherungsweise rein induktiven Last des Motors 13 zwischen Strom und Spannung ein Phasenversatz von ungefähr 90° resultiert. Die Spannung am Phasenanschluss 4 kann durch intermittierendes leitend Schalten der Schalteinrichtung 5 an das Bezugspotential 7 angeglichen werden und umgekehrt durch intermittierendes leitend Schalten der Schalteinrichtung 6 an das Bezugspotential 8. Je nach aktueller Phase des Wechselstroms werden hierbei die Zeiten, für die die jeweilige Schalteinrichtung 5, 6 leitend geschaltet wird, angepasst, um einen näherungsweise sinusförmigen Spannungsverlauf zu erreichen. Zudem kann durch Skalierung der Zeit, für die die jeweilige Schalteinrichtung 5, 6 leitend geschalten wird, eine Amplitude des Spannungsverlaufs und somit auch des resultierenden Stromverlaufs eingestellt werden. Dieses Vorgehen zum Bestromen eines Motors durch einen Umrichter ist an sich bekannt, wobei typischerweise Silizium-IGBTs als Schalteinrichtungen 5, 6 genutzt werden.
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Stattdessen werden die Schalteinrichtungen 5, 6 im Umrichter 2 jeweils durch eine Parallelschaltung wenigstens eines Transistors 10 eines ersten Typs, im Beispiel eines Siliziumkarbid-MOSFETs, und wenigstens eines Transistors 11 eines zweiten Typs, im Beispiel eines Silizium-IGBTs, gebildet. Aus Übersichtlichkeitsgründen ist in 1 für die jeweilige Schalteinrichtung 5, 6 nur je einer der Transistoren 10, 11 dargestellt. Typischerweise werden mehrere gleiche Transistoren 10, 11 jeweils parallel geschaltet, um höhere Leistungen bereitstellen zu können.
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Während in üblichen Schalteinrichtungen 5, 6 die Halbleiterschalter nutzen, eine zusätzliche Freilaufdiode erforderlich ist, ist dies vorliegend nicht erforderlich, da der Siliziumkarbid-MOSFET bereits eine intrinsische Diode 12 aufweist. Hierdurch kann trotz der erforderlichen Parallelschaltung von Transistoren 10, 11 unterschiedlicher Typen der technische Aufwand zur Implementierung der gezeigten Schaltung relativ gering gehalten werden.
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Die Steuereinrichtung 9 steuert die Transistoren 10, 11 unterschiedlichen Typs getrennt an, so dass es beispielsweise steuerungstechnisch möglich ist, ausschließlich den Transistor 11 leitend zu schalten, ausschließlich den Transistor 10 leitend zu schalten oder beide Transistoren leitend zu schalten, um die Schalteinrichtung 5, 6 insgesamt leitend zu schalten. Hierbei wurde erkannt, dass Verluste im Umrichter 2 reduziert werden können, wenn wenigstens ein Parameter des Umrichters 2 ausgewertet wird und in Abhängigkeit dieses Parameters unterschiedliche Ansteuermuster für die Transistoren 10, 11 genutzt werden, um die jeweilige Schalteinrichtung 5, 6 leitend zu schalten. Die folgenden Beispiele diskutieren hierbei eine Abhängigkeit des Schaltverhaltens von dem am Phasenanschluss 4 bereitgestellten Strom. Alternativ oder ergänzend könnte beispielsweise auch eine Temperatur des Umrichters 2 bzw. einzelner Komponenten des Umrichters 2 berücksichtigt werden.
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Eine erste mögliche Betriebsstrategie des Wechselrichters 2 ist schematisch in 2 dargestellt. Hierbei zeigt die x-Achse 16 den Zeitverlauf und auf der y-Achse 17 ist eine Stromstärke 21 am Phasenanschluss 4 des jeweiligen Halbbrückenzweigs 3 dargestellt. Wie bereits obig erläutert, ist der zeitliche Verlauf der Stromstärke 21 zumindest näherungsweise sinusförmig.
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Die jeweilige Schalteinrichtung 5, 6, die leitfähig geschaltet werden soll, wird derart angesteuert, dass bei Erfüllung einer ersten Auswahlbedingung 23 ausschließlich die Transistoren 10 des ersten Typs leitend geschaltet werden, um die jeweilige Schalteinrichtung 5, 6 leitfähig zu schalten. Bei Erfüllung einer zweiten Auswahlbedingung 24 werden hingegen ausschließlich die Transistoren 11 des zweiten Typs leitend geschaltet, um die jeweilige Schalteinrichtung 5, 6 leitend zu schalten. Hierbei ist die erste Auswahlbedingung erfüllt, wenn der Betrag der Stromstärke 21 kleiner als ein vorgegebener Grenzwert 18 ist. Ist der Betrag der Stromstärke 21 hingegen größer als der Grenzwert 18, so wird stattdessen die zweite Auswahlbedingung 24 erfüllt.
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Dies führt dazu, dass in den schraffierten Bereichen 19 in 2, also bei geringen Stromstärken, ausschließlich die Transistoren 10 geschaltet werden, also im Beispiel Siliziumkarbid-MOSFETs. Dies ist vorteilhaft, da bei Siliziumkarbid-MOSFETs bei geringen Strömen geringere Verluste auftreten als bei einer Nutzung von Silizium-IGBTs. Da jedoch bei höheren Strömen durch Nutzung von Silizium-IGBTs zur Leitendschaltung der Schalteinrichtung 5, 6 geringere Verluste erreicht werden können, als durch Nutzung von Siliziumkarbid-MOSFETs, werden in den nicht schraffierten Bereichen 20 in 2, in denen hohe Stromstärker 21 auftreten, ausschließlich Transistoren 11 des zweiten Typs leitend geschaltet, um die jeweilige Schalteinrichtung 5, 6 leitend zu schalten.
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Die beschriebene Betriebsstrategie ist technisch relativ einfach umzusetzen, da ein solcher Grenzwertvergleich beispielsweise unmittelbar durch einen Komparator implementiert werden kann. Die Stromstärke 21 kann beispielsweise über einen Stromsensor 22 erfasst werden. Alternativ wäre es jedoch auch möglich, diese unmittelbar aus den Ansteuerinformationen für den Umrichter 2 zu ermitteln, beispielsweise mithilfe von bekannten Parametern des Motors 13, insbesondere der Induktivität der Spulen 14, zu prädizieren.
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Da die Erfüllung der Auswahlbedingungen 23, 24 von der momentanen Stromstärke 21 abhängt, führt beispielsweise eine Reduzierung der Amplitude 30 des der Spule 14 zugeführten Wechselstroms automatisch dazu, dass die erste Auswahlbedingung 23 länger erfüllt wird und die zweite Auswahlbedingung 24 kürzer, da für einen größeren Teil der Betriebszeit die Stromamplitude 21 unter dem Grenzwert 18 bleibt.
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In 3 ist der gleiche Verlauf der Stromstärke 21 wie in 2 dargestellt, wobei in 3 eine andere Betriebsstrategie für den Umrichter 2 verwendet wird, die zwar technisch etwas komplexer umzusetzen ist, jedoch eine weitere Effizienzsteigerung ermöglicht.
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Hierbei erfolgt die Ansteuerung der Transistoren 10, 11, solange der Grenzwert 18 durch den Betrag der Stromstärke 21 unterschritten und somit die erste Auswahlbedingung 23 erfüllt ist, genauso wie es in der Betriebsstrategie gemäß 2 der Fall war. Somit werden in den kleineren schraffierten Bereichen 27, ebenso wie es in 2 in den schraffierten Bereichen 19 der Fall war, ausschließlich die Transistoren 10 des ersten Typs leitend geschaltet, um die jeweiligen Schalteinrichtungen 5, 6 leitend zu schalten.
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Bei einer Überschreitung des Grenzwertes 18 durch den Betrag der Stromstärke 21 werden jedoch grundsätzlich Transistoren 10, 11 beider Typen leitend geschaltet, wenn die jeweilige Schalteinrichtung 5, 6 leitend geschaltet wird. Hierbei werden jedoch unterschiedliche zeitliche Abfolgen der Ansteuerung genutzt.
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Die zweite Auswahlbedingung 24 wird bei der in 3 gezeigten Betriebsstrategie nur dann erfüllt, wenn ein zweiter Grenzwert 26 durch den Betrag der Stromstärke 21 überschritten wird, als im großen schraffierten Bereich 29. Während eines Betriebs in diesem Bereich 29 wird um die jeweilige Schalteinrichtung 5, 6 leitend zu schalten stets der Transistor 11 des zweiten Typs, also im Beispiel der Silizium-IGBT, leitend geschaltet und erst nach einer kurzen Verzögerung von beispielsweise einigen Nanosekunden wird der Transistor 10 leitend geschaltet. Die Umschaltung in den trennenden Zustand erfolgt in umgekehrter Reihenfolge, das heißt, dass zuerst der Transistor 10 des ersten Typs trennend geschaltet wird und anschließend, nach einer kurzen Verzögerung, der Transistor 11 des zweiten Typs. Es wurde erkannt, dass dieses Schaltverhalten zur Bereitstellung von großen Strömen, also insbesondere bei großen Lasten am Umrichter 2, vorteilhaft ist.
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In den in 3 nicht schraffierten Bereichen 28 liegt der Betrag der Stromstärke 21 zwischen den Grenzwerten 18 und 26, so dass eine dritte Auswahlbedingung 25 erfüllt ist. In diesen Bereichen 28 wird beim Leitendschalten der jeweiligen Schalteinrichtungen 5, 6 zunächst der Transistor 10 des ersten Typs leitend geschaltet, wonach nach einer kurzen Verzögerungszeit der Transistor 11 des zweiten Typs leitend geschaltet wird. Das Trennendschalten erfolgt in umgekehrter Reihenfolge, so dass zunächst der Transistor 11 des zweiten Typs trennend geschaltet wird und anschließend der Transistor 10 des ersten Typs. Dieses Schaltverhalten führt dazu, dass der Transistor des zweiten Typs 11, also der Silizium-IGBT, während seiner Schaltvorgänge nahezu spannungsfrei ist. Hierdurch können Schaltverluste reduziert werden, die bei mittleren Stromstärken die Verlustleistung dominieren können, womit bei mittleren Stromstärken dieses Schaltverhalten optimal ist.
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4 zeigt schematisch den Aufbau eines der Halbbrückenzweige 3 als Halbleitermodul. Drei dieser Halbleitermodule können beispielsweise an einen gemeinsamen Halter bzw. ein gemeinsames Gehäuse angebracht werden, um ein Umrichtermodul bereitzustellen.
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Ein gemeinsames Substrat 38 trägt alle Transistoren 10, 11 des Halbbrückenzweigs 3 und somit Transistoren 10, 11 unterschiedlicher Typen. Die Transistoren 10, 11 der Schalteinrichtung 5 werden durch eine gemeinsame leitfähige Kontaktfläche 31 kontaktiert, die beim Betrieb des Umrichters 2 auf dem Bezugspotential 7 liegt. Die entsprechenden Transistoren der Schalteinrichtung 6 sind ebenfalls auf einer gemeinsamen leitfähigen Kontaktfläche 32 angeordnet, die beim Betrieb des Umrichters 2 auf dem Potential des Phasenanschlusses 4 liegt.
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Sowohl in der ersten als auch in der zweiten Schalteinrichtung 5, 6 sind in dem in 4 gezeigten Beispiel jeweils zwei Transistoren 10 des ersten Typs und zwei Transistoren 11 des zweiten Typs parallel geschaltet. Zur Skalierung der Leistung des Halbbrückenzweiges 3 können auch mehr oder weniger Transistoren 10, 11 des gleichen Typs parallel geschaltet werden.
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Durch die Nutzung einer großflächigen gemeinsamen Kontaktfläche 31, 32 für die Transistoren 10, 11 der jeweiligen Schalteinrichtung 5, 6 können diese Kontaktflächen 31, 32 auch gut zur Wärmeabfuhr genutzt werden. Die Kontaktflächen 31, 32 können insbesondere Kupferflächen sein und es kann eine „Direct Copper Bonded“-Struktur realisiert werden.
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Das Substrat 38 trägt zudem eine weitere leitfähige Kontaktfläche 33 zur Bereitstellung des Bezugspotentials 8 sowie Kontaktflächen 34 bis 37, um Gatterspannungen für jeweilige Gatteranschlüsse 39 der Transistoren 10, 11 bereitzustellen, wobei für die unterschiedlichen Typen der Transistoren 10, 11 jeweils separat Kontaktflächen 34 - 37 bereitgestellt werden, um eine separate Ansteuerung der Typen zu ermöglichen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 102018110808 A1 [0005]
- CN 110034686 A [0006]
