CN111615783B - 半导体元件的驱动电路、半导体元件的驱动方法以及马达控制装置 - Google Patents

Abstract

可以确保切换时间的同时削减电力损耗。驱动电路(1)针对主电路MOSFET(100)与所输入的控制信号的变化对应地对栅极电压的经时增减变化进行控制，主电路MOSFET(100)具备使主电流通电的一对源极端子(Sm)和漏极端子(Gm)、以及施加栅极电压的栅极端子(Gm)，所述栅极电压控制主电流的流通状态，驱动电路(1)包括：驱动电压切换部(2)，根据控制信号的变化，对所输出的驱动电压进行切换；低速控制部(3)，使栅极电压以低速进行增减变化；增速控制部(4)，使基于低速控制部(3)的栅极电压的变化速度增速；以及增速切换部(5)，对有无基于增速控制部(4)的增速控制和增速变化的大小进行切换。

Description

半导体元件的驱动电路、半导体元件的驱动方法以及马达控 制装置

技术领域

本公开的实施方式涉及半导体元件的驱动电路、半导体元件的驱动方法以及使用它的马达控制装置。

背景技术

专利文献1中公开了根据主电流的通电状态来控制开关元件的开关速度的驱动电路的结构。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特许第4713347号公报。

发明内容

但是，在上述现有技术中，由于通过电流变化来开始开关速度控制，因此在将通电状态的切换时间确保在预定时间以上的情况下，电力损耗会增大。

本发明鉴于这样的问题而完成的，其目的在于，提供一种确保切换时间的同时可以削减电力损耗的半导体元件的驱动电路、半导体元件的驱动方法以及使用它的马达控制装置。

为了解决上述问题，根据本发明的一个观点，应用一种半导体元件的驱动电路，针对半导体元件，与输入的控制信号的变化相对应地对控制电压的经时增减变化进行控制，所述半导体元件具备使主电流通电的一对主端子、以及施加所述控制电压的控制端子，所述控制电压控制所述主电流的流通状态，所述半导体元件的驱动电路包括：驱动电压切换部，根据所述控制信号的变化，对输出的驱动电压进行切换；低速控制部，使所述控制电压以低速进行增减变化；增速控制部，使基于所述低速控制部的所述控制电压的变化速度增速；以及增速切换部，对有无基于所述增速控制部的增速控制和增速变化的大小进行切换。

另外，根据本发明的其他观点，应用一种马达控制装置，将直流电力进行电力转换而为交流电力并供电给马达，所述马达控制装置包括：权利要求1至10中任一项所述的半导体元件的驱动电路；所述半导体元件，根据所述主电流的流通状态的控制来进行所述电力转换；以及控制部，输出所述控制信号。

另外，根据本发明的其他观点，应用一种半导体元件的驱动方法，针对半导体元件，与输入的控制信号的变化相对应地对控制电压的经时增减变化进行控制，所述半导体元件具备使主电流通电的一对主端子、以及施加所述控制电压的控制端子，所述控制电压控制所述主电流的流通状态，所述半导体元件的驱动方法包括：根据所述控制信号的变化，对输出的驱动电压进行切换；使所述控制电压以低速进行增减变化；使所述控制电压的变化速度增速；以及对有无增速控制和增速变化的大小进行切换。

根据本发明，确保切换时间的同时可以削减电力损耗。

附图说明

图1是示意性表示一个实施方式的驱动电路的控制内容的控制框图；

图2是表示实施方式的驱动电路的具体安装例的电路图；

图3是比较例的驱动电路的电路图；

图4是基于比较例的驱动电路的打开(turn on)序列的时序图；

图5是基于比较例的驱动电路的关闭(turn off)序列的时序图；

图6是表示实施方式的驱动电路中以打开控制发挥功能的部分的部分电路图；

图7是基于实施方式的驱动电路的打开序列的时序图；

图8是表示实施方式的驱动电路中以关闭控制发挥功能的部分的部分电路图；

图9是基于实施方式的驱动电路的关闭序列的时序图；

图10是表示基于实施方式的驱动电路的控制流程的流程图；

图11是示出用搜索线圈安装通电检测部时的构成例的图；

图12是示出用变压器安装通电检测部时的构成例的图；

图13是简要表示应用了驱动电路的马达控制装置整体的电路结构的图。

具体实施方式

以下，参照附图，对一个实施方式进行说明。

<半导体元件的驱动电路的控制构成例>

首先，参照图1，对本实施方式的半导体元件的驱动电路的控制结构的一个例子进行说明。

图1通过示意性控制框图示出本实施方式的半导体元件的驱动电路的控制内容。在本实施方式的例子中，作为驱动对象的半导体元件而应用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)，在设置于主电路上的该MOSFET的打开和关闭各自的开关控制中，该驱动电路控制施加于其栅极端子与源极端子之间的栅极电压(控制电压)的经时增减变化。在该图1中，驱动电路1具有驱动电压切换部2、低速控制部3、增速控制部4和增速切换部5。

驱动电压切换部2具有如下功能：根据从没有特别图示的外部的上级控制装置输入的控制信号的变化，将所输出的驱动电压切换为正极电位(图示的例子的+Vcc电位)和负极电位(图示的例子的0电位)中的任何一者。控制信号是通过H电平(高电平)和L电平(低电平)这两个值来表示的信号，驱动电压切换部2在控制信号为H电平的情况下，以正极电位输出驱动电压，在控制信号为L电平的情况下，以负极电位输出驱动电压。

低速控制部3具有以下功能：施加栅极电压以使得针对施加于主电路的MOSFET(以下，称为主电路MOSFET 100)的栅极端子Gm(控制端子)与源极端子Sm之间的上述栅极电压(控制电压)以低速进行增减变化。例如，低速控制部3如后述那样在通过上述驱动电压切换部2来切换驱动电压时，限制流入或流出到栅极端子Gm的电流，并以低速对栅极电压进行增减变化。

增速控制部4具有以下功能：进行控制以使得将基于上述低速控制部3的主电路MOSFET 100的栅极电压的增减变化的变化速度增大。在图示的例子中，增速控制部4通过流入比上述低速控制部3流入到主电路MOSFET 100的栅极端子Gm的电流更多的电流而充电、或者流出比所流出的电流更多的电流而放电，来进行上述的增速控制。关于该增速控制的内容，后面将会详细叙述。

增速切换部5具有以下功能：切换有无基于上述增速控制部4的增速控制(动作/非动作、功能/非功能)和增速变化的大小。在该图1中，增速切换部5具有定时调整部6、通电检测部7和通电切换部8。

定时调整部6具有以下功能：在从通过上述驱动电压切换部2切换驱动电压后经过了预定时间的切换定时，对有无基于上述增速控制部4的增速控制进行切换。

通电检测部7具有以下功能：对主电路MOSFET 100在其漏极端子Dm与源极端子Sm(一对主端子)之间通电的主电流的增减变化状态(不是经时恒定状态而是增减变化的状态)进行检测。

通电切换部8具有以下功能：在上述通电检测部7检测到主电流的增减变化状态时增大基于上述增速控制部4的增速控制的增速变化。

此外，针对以上的增速切换部5中增速控制的切换功能，也将在后面详细叙述。

<驱动电路的具体电路构成例>

接着，图2中示出上述图1所示的本实施方式的驱动电路1的具体安装例、即电路图。在该图2中，上述驱动电压切换部2由所谓的推挽电路21构成，在控制信号为H电平的情况下，以+Vcc电位输出驱动电压，在控制信号为L电平的情况下，以0电位输出驱动电压。

上述低速控制部3由上述推挽电路21的输出与主电路MOSFET 100的栅极端子Gm之间连接的固定电阻值的栅极电阻31(控制电阻)构成，限制推挽电路21所输出的电流并输入到主电路MOSFET 100的栅极端子Gm。

上述定时调整部6例如由没有特别图示的CR时间常数定时器电路等构成，在本实施方式的例子中，具有打开定时调整电路61和关闭定时调整电路62这两个调整电路。

打开定时调整电路61在上述推挽电路21所输出的驱动电压从0电位切换为+Vcc电位时，输出超过后述的打开增速控制用MOSFET 41的栅极阈值电压的电压。然后，设定CR时间常数，以使得输出电压随时间连续下降，并在从驱动电压的切换起经过了预定时间之后的切换定时成为上述栅极阈值电压以下。

关闭定时调整电路62在上述推挽电路21所输出的驱动电压从+Vcc电位切换为0电位时，输出比后述的关闭增速控制用MOSFET 42的栅极阈值电压低的电压。然后，设定CR时间常数，以使得输出电压随时间连续上升，并在从驱动电压的切换起经过了预定时间之后的切换定时成为上述栅极阈值电压以上。

上述通电检测部7由如下电路构成：在主电路MOSFET 100所连接的主电路(图示的例子中与源极端子Sm连接的电路部分)中主电流的通电量发生增减变化时，检测与通过其潜在电感分量或布线之间的磁耦合生成的变化量对应的电压。此外，关于该通电检测部7的具体安装构成例，在后面详细叙述。

上述通电切换部8例如由以没有特别图示的CR电路等安装的通电切换电路81构成，在上述通电检测部7检测到与上述变化量对应的电压时，将预定的电压输出为电流检测信号。

上述增速控制部4在图示的例子中由半导体开关元件的MOSFET构成，在本实施方式的例子中，具有打开增速控制用MOSFET 41和关闭增速控制用MOSFET 42这两个MOSFET。

在打开增速控制用MOSFET 41中，其源极端子S1与+Vcc侧连接，其漏极端子D1与主电路MOSFET 100的栅极端子Gm连接，对其栅极端子G1施加将上述打开定时调整电路61的输出电压与上述通电切换电路81的输出电压相加而得的电压。

在关闭增速控制用MOSFET 42中，其源极端子S2与主电路MOSFET 100的源极端子Sm连接，其漏极端子D2与主电路MOSFET 100的栅极端子Gm连接，对其栅极端子G2施加将上述关闭定时调整电路62的输出电压与上述通电切换电路81的输出电压相加而得的电压。

此外，在以上描述中，将各调整电路61、62的输出电压与通电切换电路81的输出电压相加的加算器43、44例如只要以没有特别图示的CR电路等来安装即可。另外，为了防止自打开等错误的打开，可以将推挽电路21、关闭增速控制用MOSFET 42和主电路(即，主电路MOSFET 100的源极端子Sm侧)之间的电路结构设为当控制信号为L电平时将驱动电压设为小于0的负电压的反向偏置(没有特别图示)。

<本实施方式的特征>

如上所述，MOSFET(此时主电路MOSFET 100)等半导体元件用于主电路中切换大电流的通电和切断的开关元件。这样的半导体元件根据施加于栅极端子Gm与源极端子Sm之间的栅极电压(控制电压)的高低及其施加时间而改变其他的源极端子Sm与漏极端子Dm之间的主电流(即，主电路MOSFET 100的漏极电流)的流通状态(通电、切断)和通电量、以及主端子间电压(即，主电路MOSFET 100的漏极电压)。并且，例如在设想针对逆变器等电力转换装置的应用的情况下，以避免马达端子中产生的电涌等为理由，限定有将主端子间电压的增减变化期间确保在预定时间以上的规格。

但是，在切换通电和切断的期间，会产生作为瞬间的主端子间电压与主电流的乘积的开关损耗，越长获取通电与切断的切换时间，乘以开关损耗的消耗电力的总量越增大。

与此相对，在本实施方式中，在对主电路MOSFET 100的栅极电压进行控制的驱动电路1中包括：驱动电压切换部2，根据控制信号的变化来切换所输出的驱动电压；低速控制部3，使栅极电压以低速进行增减变化；增速控制部4，使基于低速控制部3的栅极电压的变化速度增大；以及增速切换部5，对有无基于增速控制部4的增速控制和增速变化的大小进行切换。

由此，能够通过低速模式和增速模式(后述的第一增速区间、第二增速区间)的组合来设定在控制信号变化后的主电流与主端子间电压的增减变化序列。即，能够以各种组合设计主电流与主端子间电压各自的时序增减变化曲线中的倾斜。因此，即使以具有任何的时序控制特性的半导体元件作为驱动对象，也能够设计主电流与主端子间电压的增减变化序列，以使得开关损耗的总量根据其控制特性曲线与主端子间电压的最低增减变化期间而减少。以下，依次说明这样的本实施方式的功能的细节。

<关于主电路MOSFET的时序控制特性和开关损耗>

首先，为了详细说明主电路MOSFET 100的时序控制特性和开关损耗，针对应用了图3所示那样的比较例的驱动电路91的情况进行说明。在该图3所示的比较例的驱动电路91中，与上述图2所示的本实施方式的驱动电路1相比，其区别在于，不具备各定时调整电路61、62、各增速控制用MOSFET 41、42、各加算器43、44、通电检测部7和通电切换电路81。即，比较例的驱动电路91成为如下构成：仅将驱动电压切换部2的推挽电路21根据控制信号而切换输出的+Vcc电位和0电位的各驱动电压分别输入到主电路MOSFET 100的栅极端子Gm，以使得栅极电压通过作为低速控制部3的栅极电阻31的电流限制而以低速进行增减变化。图4示出用这样的比较例的驱动电路91打开控制了主电路MOSFET 100时的序列时序图，图5示出关闭控制时的序列时序图。

首先，在图4的打开序列中，作为该序列开始前的初始状态，主电路MOSFET 100的漏极电流(即，相当于主电路的主电流)为0，并且主电路MOSFET 100的漏极电压(相当于此时的源极端子Sm与漏极端子Dm之间的端子间电压)基本成为直流母线204(参照后述的图13)之间的电压(断开电压)。然后，在控制信号从L电平切换为H电平时(参照图中的t1的定时)，开始该打开序列，在此之前为0电位的主电路MOSFET 100的栅极电压会增加(参照图中的工序I)。

并且，当栅极电压超过主电路MOSFET 100的栅极阈值电压时(参照图中的t2的定时)，随着栅极电压的上升，主电路MOSFET 100的漏极电流从0增加到负荷电流(参照图中的工序II)。此处，在本比较例中，将这样的漏极电流增加的工序II中所需的时间设为漏极电流的增减变化期间Ti。

并且，在上述工序II的结束时间点(参照图中的t3的定时)之后，漏极电压从断开电压减少到MOSFET 100的接通电压(参照图中的工序III)。另外，在该工序III的期间，栅极电压基本持续保持恒定。如此，将漏极电压减少的工序III中所需的时间设为漏极电压的增减变化期间Tv。

并且，在上述工序III的结束时间点(参照图中的t4的定时)之后，栅极电压增加到驱动电压的+Vcc(参照图中的工序IV)。然后，当结束该工序IV时(参照图中的t5的定时)，结束该主电路MOSFET 100从主电流的切断状态进入到通电状态的打开序列。

如上所述，在主电路MOSFET 100的半导体元件中，具有如下时序控制特性：在打开序列的整个工序I～IV中，随着栅极电压的上升，首先漏极电流从0增加到负荷电流之后，漏极电压从断开电压向接通电压减少。

这样的主电路MOSFET 100的时序控制特性在图5所示的关闭序列中也以相反的时序顺序出现。即，在将上述工序I设为栅极阈值电压以下的栅极电压的增减变化工序、将上述工序II设为漏极电流的增减变化工序、将上述工序III设为漏极电压的增减变化工序、以及将上述工序IV设为最大值附近的栅极电压的增减变化工序的情况下，成为控制信号从H电平切换为L电平并从开始该关闭序列起经过工序IV→工序III→工序II→工序I的相反顺序的时序控制特性。

即，在主电路MOSFET 100的半导体元件中，具有如下时序控制特性：在关闭序列的整个工序IV～I中，随着栅极电压的减少，首先漏极电压从接通电压增加到断开电压之后，漏极电流从负荷电流向0减少。

起因于如上所述的MOSFET的时序控制特性，在漏极电流和漏极电压中的任何一者增减变化并切换通电和切断的期间，逐次生成开关损耗，该开关损耗通过瞬间主端子间电压(漏极电压)与主电流(漏极电流)的乘积来计算出。并且，在打开序列和关闭序列的任一者中，从各自的序列整体观察，以在漏极电流的增减变化期间Ti和漏极电压的增减变化期间Tv的各期间中通过累计计算出的总量产生开关损耗(参照各图中的影线部分)。

另外，在另一方面，在主电路MOSFET 100的半导体元件中，例如降低栅极电阻31的电阻值，越增加打开序列中流入到栅极端子Gm的电流、或者越增加关闭序列中从栅极端子Gm流出的电流时，越能够增大各工序I～IV中栅极电压的增减变化的变化率，即，能够增大该增减变化曲线的倾斜度(但是，工序III中栅极电压为基本恒定)。这相当于增大各工序I～IV各自的经时进行速度，并增大漏极电流、漏极电压以及栅极电压的增减变化。

由此，在较低地设定栅极电阻31的固定电阻值而增加从栅极端子Gm流入或流出的电流的情况下，可以缩短各工序I～IV的每一个所需的时间，即可以削减由于开关时间整体(即，打开序列或关闭序列的整体所需时间)的缩短引起的开关损耗总量。

但是，当利用主电路MOSFET 100的半导体元件时，以避免马达端子中产生的电涌电压等为理由，制定有将主端子间电压的增减变化期间Tv确保在预定时间以上的规格。即，在由于开关时间的缩短引起的开关损耗总量的削减与主电路的健全性之间存在权衡的关系。

对于如上所述的主电路MOSFET 100的控制特性，本实施方式的驱动电路1具有局部执行针对栅极电压的增速控制以使得可以确保开关时间的同时削减电力损耗的功能。

<关于实施方式的驱动电路的增速控制>

以下，对本实施方式的驱动电路1所具备的增速控制的功能进行说明。首先，图6示出仅提取了上述图2所示的本实施方式的驱动电路1之中与打开控制对应地发挥功能的部分的部分电路图，图7示出其打开序列的时序图。

在这些图6、图7中，如上所述，打开定时调整电路61基于当控制信号上升至H电平时已切换到+Vcc电位的驱动电压，输出超过打开增速控制用MOSFET 41的栅极阈值电压的电压。然后，打开定时调整电路61随时间连续使其输出电压下降，在工序III的中途(漏极电压的增减变化期间Tv的中途)的切换定时进行变化以使得变为上述栅极阈值电压以下。此外，由于打开增速控制用MOSFET 41是P沟道型，因此打开定时调整电路61的输出电压将+Vcc电位以基准示出。

另外，在通电检测部7正检测主电路中的主电流的增加状态的期间，即，在仅仅在漏极电流正增加的工序II的期间，通电切换电路81作为电流检测信号而输出与电流变化量对应的预定的电压(上述理由中用负电位图示)。

此处，各增速控制用MOSFET 41、42的半导体开关元件在其栅极电压低于该元件特有的栅极阈值电压的情况下，源极端子S1、S2与漏极端子D1、D2之间成为切断状态。另外，在栅极电压高于栅极阈值电压的情况下，根据其电压超过量，源极端子S1、S2与漏极端子D1、D2之间的通电量会增大。这样各增速控制用MOSFET 41、42的半导体开关元件具有并列持有开关功能和通电量的调整功能的控制特性。并且，该打开控制时的增速控制是指进行如下操作：打开增速控制用MOSFET 41是否针对主电路MOSFET 100的栅极端子Gm增加电流以大于从栅极电阻31流入的电流。

通过针对这样的控制特性的打开增速控制用MOSFET 41施加如上所述那样增减变化的栅极电压，在打开序列中的各工序I～IV中分别进行所对应的增速控制。

即，在工序I中，仅仅通过稍微超过栅极阈值电压的打开定时调整电路61的输出电压来使打开增速控制用MOSFET 41进行增速控制。即，设为流入到主电路MOSFET 100的栅极端子Gm的电流稍微大于仅从栅极电阻31流入的电流。由此，在该工序I中，进行与上述比较例相比稍稍增大主电路MOSFET 100的栅极电压的增加率的增速控制，该工序I的所需时间会缩短。以下，将这样的以较低速度进行增速控制的区间称为第一增速区间。

另外，在工序II中，通过超过了栅极阈值电压的打开定时调整电路61的输出电压与以预定的恒定正电压输出的电流检测信号之和，使打开增速控制用MOSFET 41进行增速控制。即，使流入到主电路MOSFET 100的栅极端子Gm的电流大于该工序I的电流。由此，在该工序II中，与上述比较例比，进行使主电路MOSFET 100的栅极电压的增加率充分大的增速控制，并缩短该工序II的所需时间、即漏极电流的增加变化期间Ti’(<Ti)。以下，将以这样的较高的速度进行增速控制的区间称为第二增速区间。

另外，在工序III中，划分为打开定时调整电路61的输出电压超过栅极阈值电压的前半期间(参照图中所示的工序III’)和低于栅极阈值电压的后半期间(参照图中所示的工序III”)。

其中，在工序III’中，成为与上述工序I同样进行较低速度的增速控制的第一增速区间，进行与上述比较例相比使主电路MOSFET 100的漏极电压的减少率增大的增速控制(但是，栅极电压基本恒定)。

另外，在工序III”中，由于打开定时调整电路61的输出电压低于栅极阈值电压，并且也没有来自通电切换电路81的电流检测信号的加法运算，因此成为没有基于打开增速控制用MOSFET 41的增速控制的状态。由此，在该工序III”中，与上述比较例同样地仅将基于栅极电阻31的电流施加给主电路MOSFET 100的栅极端子Gm，该工序III”以比作为第一增速区间的上述工序III’长的所需时间执行。

此处，工序III’的所需时间比上述比较例缩短，但另一方面，通过延长工序III”的所需时间，结果上在合并了工序III’和工序III”的漏极电压的减少变化期间Tv能够确保规定的最短时间，能够抑制在漏极电压的减少变化期间Tv整体中平均减少变化率dV/dt增大。并且，为了设定从工序III’到工序III”的切换定时以使得以这种方式漏极电压的减少变化期间Tv能够确保在规定的最短时间以上，只要适当调整打开定时调整电路61的CR时间常数和栅极电阻31的电阻值的组合即可。

并且在工序IV中，与上述工序III”同样，成为没有基于打开增速控制用MOSFET 41的增速控制的状态，以与上述比较例中工序IV同等的所需时间和增加率增加主电路MOSFET100的栅极电压。

在如上所述的本实施方式的驱动电路1的打开序列中，与上述比较例相比，能够减少开关损耗的总量。具体而言，以工序II中漏极电流的增加变化期间Ti’(<Ti)被缩短的量减少其间开关损耗总量。另外，以工序III’和工序III”中漏极电压的增减变化曲线在减少方向以凹状弯曲的量减少其期间的开关损耗总量。因此，与上述比较例的情况(参照图7中的虚线区域)相比，能够充分地削减合并了这些的整体的开关损耗总量(图7中的影线面积)。

基于这样的本实施方式的增速控制的漏极电压增减变化期间Tv的维持和序列整体中开关损耗总量的削减效果也能够同样在关闭序列中得到。图8示出仅仅提取了上述图2所示的本实施方式的驱动电路1之中与关闭控制对应地发挥功能的部分的部分电路图，图9示出其关闭序列的时序图。此外，该关闭控制时的增速控制是指，进行关闭增速控制用MOSFET 42针对主电路MOSFET 100的栅极端子Gm放电什么程度的操作。

在图9所示的时序图中，在控制信号从H电平切换为L电平并开始该关闭序列后，经过工序IV→工序III”→工序III’→工序II→工序I的相反顺序而执行。并且，在工序IV和工序III”中不进行增速控制，在工序III’中成为进行较低速度的增速控制的第一增速区间，在工序II中成为进行较高速度的增速控制的第二增速区间，在工序I成为进行较低速度的增速控制的第一增速区间。由此，能够通过合并了工序III”和工序III’的漏极电压的增加变化期间Tv来确保规定的最短时间的同时，与上述比较例相比，能够充分地削减合并了工序III”、工序III’以及工序II的整体的开关损耗的总力。

<控制流程>

图10示出基于本实施方式的驱动电路1的控制流程。该图10所示的流程图是示出在视为通过该驱动电路1中的各部的功能逐次处理基于上述图1所示的驱动电路1的主电路MOSFET 100的驱动方法时的处理顺序的图。

首先，在步骤ST10中，驱动电压切换部2根据控制信号的变化而进行切换并输出驱动电压。

接着，进入步骤ST20，对栅极端子Gm施加栅极电压，以使得低速控制部3使主电路MOSFET 100的栅极电压以低速进行增减变化。

接着，进入步骤ST30，增速切换部5对有无基于增速控制部4的增速控制和增速变化的大小进行切换，上述增速控制部4对基于上述低速控制部3的栅极电压的变化速度进行控制。然后，返回到上述步骤ST10，重复同样的顺序。

<实施方式的效果>

如以上说明那样，本实施方式的半导体元件的驱动电路1包括：驱动电压切换部2，根据控制信号的变化，对所输出的驱动电压进行切换；低速控制部3，对其栅极端子Gm施加栅极电压，使得使主电路MOSFET 100的栅极电压以低速进行增减变化；增速控制部4，使基于低速控制部3的栅极电压的变化速度增大；以及增速切换部5，对有无基于增速控制部4的增速控制和增速变化的大小进行切换。

由此，能够通过低速模式和增速模式(第一增速区间、第二增速区间)的组合来设定控制信号的变化后的主电路MOSFET 100的漏极电流(主电流)和漏极电压(主端子间电压)的增减变化序列。即，能够通过多种组合来设计漏极电流和漏极电压各自的时序增减变化曲线中的倾斜。因此，即使将具有任意时序控制特性的主电路的半导体元件作为驱动对象，也能够设计漏极电流和漏极电压的增减变化序列，以使得根据其控制特性曲线和漏极电压的最低增减变化期间Tv来减少开关损耗的总量。其结果为，能够确保切换时间的同时，可削减电力损耗。此外，关于驱动电路1作为驱动对象的主电路的半导体元件，不限于上述MOSFET，也可以将绝缘栅极双极晶体管(IGBT)和反相并联二极管的组合设为驱动对象。

另外，在本实施方式中，特别地，增速切换部5具有定时调整部6，定时调整部6在从通过驱动电压切换部2切换驱动电压后经过了预定时间的切换定时，对有无基于增速控制部4的增速控制进行切换。由此，在主电路MOSFET 100中打开和关闭的任何切换序列中，也能够任意设计增减变化序列，以使得能够在以驱动电压的切换定时为基准的预定时间经过后的希望的定时，改变漏极电流和漏极电压的增减变化曲线的倾斜。

另外，在本实施方式中，特别地，切换定时被设定在主电路MOSFET 100中的漏极电压的增减变化期间Tv中。由此，在主电路MOSFET 100中打开和关闭的任何一者的切换序列中，也能够改变漏极电压的增减变化期间Tv中的增减变化曲线的倾斜，并能够任意设计漏极电压的增减变化序列，以使得确保切换时间的同时减少开关损耗总量。

另外，在本实施方式中，特别地，增速切换部5在打开主电路MOSFET 100的情况下，在切换定时将增速控制部4的增速控制从有切换为无。由此，在打开的切换序列中，能够使漏极电压的减少变化期间Tv中的减少变化曲线的倾斜从急倾斜(低的增速模式：第二增速区间)改变为缓倾斜(低速模式)，并能够设计漏极电压的增减变化序列，以使得确保切换时间的同时减少开关损耗总量。

另外，在本实施方式中，特别地，增速切换部5在关闭主电路MOSFET 100的情况下，在切换定时将增速控制部4的增速控制从无切换为有。由此，在关闭的切换序列中，能够使漏极电压的增加变化期间Tv中的增加变化曲线的倾斜从缓倾斜(低速模式)改变为急倾斜(低的增速模式：第二增速区间)，并能够设计漏极电压的增减变化序列，以使得确保切换时间的同时减少开关损耗总量。

另外，在本实施方式中，特别地，增速切换部5包括：通电检测部7，对漏极电流的增减变化状态(不是恒定状态而是增减变化的状态)进行检测；以及通电切换部8，当通电检测部7检测到漏极电流的增减变化状态时，进行切换以使得增大由增速控制部4进行的增速控制的增速变化(第二增速区间)。由此，能够在漏极电流的增减变化期间Ti’中进一步以增速变化大的增速模式(第二增速区间)使栅极电压进行增减变化，并能够设计漏极电流的增减变化序列以使得开关损耗总量变少。

另外，在本实施方式中，特别地，低速控制部3以栅极电阻31来安装，栅极电阻31限制对主电路MOSFET 100的栅极端子Gm的电流，以使得增速变化比由增速控制部4进行的增速控制时小。由此，能够廉价且功能性地安装低速控制部3。

另外，在本实施方式中，特别地，增速控制部4通过半导体开关元件(实施方式的例子的MOSFET)来安装，半导体开关元件对主电路MOSFET 100的栅极端子Gm增加的电流的施加和不施加的切换和其电流量进行控制。由此，能够功能性地安装增速控制部4。此外，用于增速控制部4的半导体开关元件不限于上述MOSFET，可以通过双极晶体管来安装。

<通电检测部的安装构成例>

如上述实施方式中说明那样，通电检测部7可以由如下电路构成：当主电流的通电量在主电路MOSFET 100所连接的主电路上进行增减变化时，通过其潜在电感分量来检测与在该主电路中生成的变化量对应的电压。但是，在主电路MOSFET 100的模块封装内的电路布线中，有时不能得到检测主电流的增减变化状态时所需的潜在电感。在该情况下，考虑到在主电路MOSFET 100的模块封装的外部针对相当于主电路的主电流通电布线配置通电检测部7的情况。以下，对以这样的方式配置在主电路MOSFET 100的模块封装的外部时的通电检测部7的安装构成例进行说明。

(以搜索线圈安装通电检测部的情况)

图11示出以所谓的搜索线圈安装通电检测部7的情况的构成例，图11的(a)示出具备了搜索线圈的电路基板的俯视图，图11的(b)示出其电路基板以及所安装的主电路MOSFET模块封装的侧视图。该图11中，主电路MOSFET模块封装101被构成为：进行固定以使得在其内部与主电路连接的封装端子102(图示的例子中为三根)正交地贯通电路基板103，并使得主电流贯通电路基板103而流向未图示的布线。然后，针对其封装端子102，图案布线104作为搜索线圈而发挥功能，图案布线104在以其主电流的通电方向(即，在圆柱形状处具有的封装端子102的轴向)为轴的绕轴包围的配置中而布线于电路基板103的表面上。此外，该搜索线圈的图案布线104除了如图示所示那样布线于与主电路MOSFET模块封装101相反的一侧的电路基板103的表面上以外，也可以布线于与主电路MOSFET模块封装101相同的一侧的电路基板103的表面上(省略图示)。通过如此以搜索线圈来安装通电检测部7，不依赖于主电路MOSFET模块封装101的内部布线布局而能够廉价地安装稳定的主电流的增减变化状态的检测功能。

(以变压器安装通电检测部的情况)

图12示出用变压器安装通电检测部7时的构成例，图12的(a)示出具备了变压器的电路基板的俯视图(图12的(b)中的箭头XIIa-XIIa方向的截面图)，图12的(b)是示出其电路基板的侧截面图(图12的(a)中的箭头XIIb-XIIb方向的截面图)。在该图12中，在电路基板103上布线有主电流通电的主电路图案布线105，并设置成在以其通电方向为轴的绕轴包围的配置中环状磁芯106贯通电路基板103。并且，在以其磁芯106的通磁方向(即，环状的磁芯106的周向)为轴的绕轴包围的配置中在电路基板103的表面上布线有检测用图案布线107。这些主电路图案布线105、磁芯106和检测用图案布线107的组合作为变压器来发挥功能。此外，检测用图案布线107除了如图示那样在与主电路图案布线105相同的一侧的电路基板103的表面上布线以外，也可以布线于与主电路图案布线105相反的一侧的电路基板103的表面上(省略图示)。即使如此以变压器来安装通电检测部7，也不依赖于主电路MOSFET模块封装101的内部布线布局而能够廉价地安装稳定的主电流的增减变化状态的检测功能。

<驱动电路的应用例>

作为上述实施方式的驱动电路1的应用例，例如存在将直流电力PWM电力转换为预定频率的交流电力，并将这些作为驱动电力而供电给马达(旋转型，直动型)的马达控制装置等。以下，对该马达控制装置的构成例进行说明。

使用图13，对本实施方式涉及的马达控制装置整体的电路结构进行说明。如图13所示，马达控制装置200包括：转换器202，与三相交流电源201连接；以及逆变器205，与马达203连接且经由直流母线204而也与转换器202连接。

转换器202具备整流部211和平滑电容器212。整流部211是由六个二极管213构成的二极管桥，对来自三相交流电源201的交流电力进行全波整流并输出到直流母线204。平滑电容器212以经过直流母线204之间的方式连接，对由上述整流部211进行了全波整流的直流电力进行平滑。通过以上的结构，转换器202对从三相交流电源201供给的交流电力进行整流、平滑并转换为直流电力，向由正极侧的P线和负极侧的N线两根一组构成的直流母线204输出直流电力。

逆变器205具有桥接电路221、上述实施方式的驱动电路1、控制电源223、控制电路224和I/O 225。

桥接电路221是对由该例子的上述主电路MOSFET 100的半导体元件构成的六个臂开关元件100进行桥连接的器件。详细地讲，将该例子的主电路MOSFET 100串联连接两个并设为一组，针对上述直流母线204并列连接三组。其中，以下，将与直流母线204的正极侧(P线侧)连接的主电路MOSFET 100称为上臂开关元件100U，并将与负极侧(N线侧)连接的主电路MOSFET 100称为下臂开关元件100D。三组的每一个中上臂开关元件100U与下臂开关元件100D之间的中间点与各相对应地连接到马达203。各臂开关元件100通过用驱动电路1控制各自的栅极电压(控制电压)，对其导通状态(ON状态)和切断状态(OFF状态)(即，打开、关闭)进行切换。

驱动电路1基于从后述的控制电路24输入的控制信号，针对桥接电路221的各臂开关元件100控制各自的栅极电压(控制电压)，由此切换其ON状态和OFF状态(即，打开、关闭)。此外，驱动电路1以与桥接电路221中的六个臂开关元件100(主电路MOSFET 100)分别独立地对应的方式设置，并分别与各栅极端子Gm和源极端子Sm连接，但在该图13中为了避免图示的烦杂，仅仅示出一个驱动电路1。

控制电路224(控制部)由执行电力控制用软件的CPU(central processing unit，中央处理器)等构成，基于从未图示的上级控制装置经由I/O 225或未图示的信号输入电路等输入的马达控制指令，向各驱动电路1输出控制信号以使得向马达203供给期望的电力。该控制信号通过与上述马达控制指令对应的PWM控制来输出，并控制驱动电路1，以使得针对桥接电路221的各臂开关元件100从各组的中间连接位置分别以与三相交流马达203的各相对应的方式输出直流母线204之间的直流电力。

控制电源223例如与三相交流电源201的两相连接并向逆变器205内的各部供给电力。

在以上结构的马达控制装置200中，通过应用上述实施方式的驱动电路1，可以将驱动电力供电给避免马达端子中电涌的同时削减了开关损耗的马达。

此外，在以上的说明中，在存在“垂直”、“平行”、“平面”等记载的情况下，该记载并不是严格的含义。即，这些“垂直”、“平行”、“平面”是指，允许设计上、制造上的公差、误差，意味着“实质上垂直”、“实质上平行”、“实质上平面”。

另外，在以上的说明中，在外观上的尺寸或大小记载为“相同”、“相等”、“不同”等的情况下，该记载并不是严格的含义。即，这些“相同”、“相等”、“不同”是指，允许设计上、制造上的公差、误差，意味着“实质上相同”、“实质上相等”、“实质上不同”。

另外，除了以上已经叙述的内容以外，可以适当组合利用上述实施方式或各变形例的方法。

除此之外，虽然没有一个一个例示，但上述实施方式或各变形例在不超出其宗旨的范围内可以进行各种变更来实施。

符号说明

1…驱动电路

2…驱动电压切换部

3…低速控制部

4…增速控制部

5…增速切换部

6…定时调整部

7…通电检测部

8…通电切换部

21…推挽电路(驱动电压切换部)

31…栅极电阻(低速控制部、控制电阻)

41…打开增速控制用MOSFET(增速控制部，半导体开关元件)

42…关闭增速控制用MOSFET(增速控制部，半导体开关元件)

61…打开定时调整电路(定时调整部)

62…关闭定时调整电路(定时调整部)

81…通电切换电路(通电切换部)

100…主电路MOSFET(半导体元件)

103…电路基板

104…图案布线

105…主电路图案布线

106…磁芯

107…检测用图案布线

224…控制电路(控制部)

Gm…主电路MOSFET的栅极端子(控制端子)

Dm…主电路MOSFET的漏极端子(主端子)

Sm…主电路MOSFET的源极端子(主端子)。

Claims (12)

1.一种半导体元件的驱动电路，针对半导体元件，与输入的控制信号的变化相对应地对控制电压的经时增减变化进行控制，所述半导体元件具备使主电流通电的一对主端子、以及施加所述控制电压的控制端子，所述控制电压控制所述主电流的流通状态，所述半导体元件的驱动电路的特征在于，包括：

驱动电压切换部，根据所述控制信号的变化，对输出的驱动电压进行切换；

低速控制部，使所述控制电压以低速进行增减变化；

增速控制部，使基于所述低速控制部的所述控制电压的变化速度增速；以及

增速切换部，对有无基于所述增速控制部的增速控制和增速变化的大小进行切换。

2.根据权利要求1所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，

所述增速切换部包括定时调整部，所述定时调整部在从通过所述驱动电压切换部切换所述驱动电压后经过了预定时间的切换定时，对有无基于所述增速控制部的增速控制进行切换。

3.根据权利要求2所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，

所述切换定时设定于所述半导体元件中所述一对主端子间的主端子间电压的增减变化期间内。

4.根据权利要求3所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，

当打开所述半导体元件时，所述增速切换部在所述切换定时将所述增速控制部的增速控制从有切换到无。

5.根据权利要求3所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，

当关闭所述半导体元件时，所述增速切换部在所述切换定时将所述增速控制部的增速控制从无切换到有。

6.根据权利要求1至5中的任一项所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，

所述增速切换部包括：

通电检测部，对所述主电流的增减变化状态进行检测；以及

通电切换部，在所述通电检测部检测到增减变化状态时，进行切换以增大基于所述增速控制部的增速控制的增速变化。

7.根据权利要求6所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，

所述通电检测部是将所述主端子的通电方向为轴绕轴包围所述主端子而布置的电路基板上的图案布线。

8.根据权利要求6所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，

所述通电检测部包括：

磁芯，将电路基板上的所述主电流的图案布线的通电方向为轴绕轴包围所述电路基板上的所述主电流的图案布线而布置；以及

电路基板上的图案布线，将所述磁芯的通磁方向为轴绕轴包围所述磁芯。

9.根据权利要求1至5中的任一项所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，

所述低速控制部是控制电阻，所述控制电阻限制所述控制端子的电流，以使得增速变化比基于所述增速控制部的增速控制时小。

10.根据权利要求1至5中的任一项所述的半导体元件的驱动电路，其特征在于，

所述增速控制部是半导体开关元件，所述半导体开关元件对增加到所述控制端子的电流的施加和不施加的切换及其电流量进行控制。

11.一种马达控制装置，将直流电力进行电力转换而为交流电力并供电给马达，所述马达控制装置的特征在于，包括：

权利要求1至10中任一项所述的半导体元件的驱动电路；

所述半导体元件，根据所述主电流的流通状态的控制来进行所述电力转换；以及

控制部，输出所述控制信号。

12.一种半导体元件的驱动方法，针对半导体元件，与输入的控制信号的变化相对应地对控制电压的经时增减变化进行控制，所述半导体元件具备使主电流通电的一对主端子、以及施加所述控制电压的控制端子，所述控制电压控制所述主电流的流通状态，所述半导体元件的驱动方法的特征在于，包括：

根据所述控制信号的变化，对输出的驱动电压进行切换；

使所述控制电压以低速进行增减变化；

使所述控制电压的变化速度增速；以及

对有无增速控制和增速变化的大小进行切换。