JP2018057226A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子の端子間電圧に基づいてスイッチング素子の状態検出を行う場合に、スイッチング素子の温度変動による影響を抑制する。
【解決手段】電圧検出回路は、スイッチング素子３の正極側端子にカソード端子が接続されるダイオードＤ１を介してスイッチング素子３の正極側端子と負極側端子Ｓとの間に接続され、スイッチング素子３の端子間電圧を検出する。スイッチング素子３及びダイオードＤ１は、スイッチング素子３とダイオードＤ１とが同じ温度となるように熱結合されて実装されている。
【選択図】図４

Description

本発明は、直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路を有するインバータ装置に関する。

インバータ制御においては、インバータ回路を構成するスイッチング素子などに不具合が生じていることを検出して、インバータ回路を停止させるような保護制御が実施される場合がある。不具合の１つには、スイッチング素子の過電流がある。スイッチング素子の過電流を検出する方法には、シャント抵抗やカレントトランスを利用して電流を測定する方法や、スイッチング素子の飽和電圧（コレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥやドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳ）を測定する方法がある。下記に出典を示す特許文献１には、パワースイッチング素子としてのパワーＦＥＴ（Field Effect Transistor）（１２，１４，４２）のドレイン−ソース間電圧（Ｖ_ＤＳ）に基づいて過電流状態であるか否かを判定するセンシング回路を備えたモータコントローラの回路（１０）が開示されている（図１、図２，［０００３］〜［００１１］等。尚、背景技術において括弧内に示す符号は参照する文献のもの。）。このセンシング回路には、パワースイッチング素子がオフ状態のときに、パワースイッチング素子の正極側の高電圧がセンシング回路に印加されることから当該センシング回路を保護するダイオード（６０）が備えられている。

ところで、半導体素子は温度特性を有することが知られており、温度によって電気的特性に差が生じる。例えば、センシング回路のダイオード（６０）の順方向電圧は、負の係数を持つ温度特性を有する。一方、パワーＦＥＴ（１２，１４，４２）などのパワースイッチング素子のオン抵抗は、多くの場合、正の温度係数を持つ温度特性を有する。パワースイッチング素子の損失（多くの場合、発熱）は、素子電流に応じて大きくなる。このため、発熱によってパワースイッチング素子は温度変動も大きくなる。一方、センシング回路のダイオードに流れる電流はパワースイッチング素子に比べて非常に小さく、ダイオードの温度は、基板が収納されたケース内などの雰囲気温度にほぼ連動する。このため、ダイオードの温度変動はパワースイッチング素子に比べて小さい。上述したような過電流検出を含め、パワースイッチング素子の端子間電圧（Ｖ_ＤＳやＶ_ＣＥなど）に基づいてスイッチング素子の状態検出を行う場合、温度に依存する端子間電圧の変動幅が大きいと検出精度に影響する。

特表２００５−５０５１７９号公報

上記背景に鑑みて、スイッチング素子の端子間電圧に基づいてスイッチング素子の状態検出を行う場合に、スイッチング素子の温度変動による影響を抑制して適切にスイッチング素子の状態検出を行うことが望まれる。

上記に鑑み、直流電源に接続されて直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路を有するインバータ装置は、１つの態様として、
前記インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子のそれぞれに対応する駆動回路と電圧検出回路とを備え、
前記駆動回路は、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御信号の電力を増幅して前記スイッチング素子の制御端子へ伝達するように構成され、
前記電圧検出回路は、前記スイッチング素子の正極側端子にカソード端子が接続されるダイオードを介して当該スイッチング素子の前記正極側端子と負極側端子との間に接続され、当該スイッチング素子の前記端子間電圧を検出するように構成され、
前記ダイオードのアノード端子と前記電圧検出回路とが接続される第１ノードは、対応する前記駆動回路の正極に接続され、
前記第１ノードとは異なる側の前記電圧検出回路の端子である第２ノードは、対応する前記駆動回路の負極に接続され、
前記スイッチング素子と前記ダイオードとが同じ温度となるように熱結合されて実装されている。

例えば、スイッチング素子の一種であるＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は、正の温度係数を持つ温度特性を有し、ダイオードの順方向電圧は、負の係数を持つ温度特性を有する。上記のように、スイッチング素子とダイオードとが同じ温度となると、両者の温度特性が相殺されて、過電流検出における温度変化に対する影響が抑制される。即ち、本構成によれば、スイッチング素子の端子間電圧に基づいてスイッチング素子の状態検出を行う場合に、スイッチング素子の温度変動による影響を抑制して適切にスイッチング素子の状態検出を行うことができる。

インバータ装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。

インバータ装置の概略構成を示す回路ブロック図 スイッチング素子のインターフェイス回路の構成を示す回路ブロック図 駆動電源回路の構成例を示す回路ブロック図 パワーモジュールの構成例を模式的に示す上面図 パワーモジュールの比較例を模式的に示す上面図 スイッチング素子のオン抵抗の温度特性の一例を示すグラフ 保護ダイオードの順方向電圧の温度特性の一例を示すグラフ スイッチング素子温度に対する過電流制限値の温度特性の一例を示すグラフ 温度推定機能を有するインターフェイス回路の構成例を示す回路ブロック図 インターフェイス回路の他の構成例を示す回路ブロック図 パワーモジュールの構成例を模式的に示す断面図 パワーモジュール上のスイッチング素子の模式的な熱回路図 パワーモジュールの他の構成例を模式的に示す断面図

以下、インバータ装置の実施形態を図面に基づいて説明する。図１及び図２の回路ブロック図は、インバータ装置１００（回転電機駆動装置）のシステム構成を模式的に示している。インバータ装置１００は、直流電源１１（高圧直流電源）に接続されて直流電力と複数相の交流電力との間で電力を変換するインバータ回路１０を介して回転電機８０を駆動する。図１及び図２に示すように、インバータ回路１０は、上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成された交流１相分のアーム３Ａを複数本（ここでは３本）備えている。本実施形態では、回転電機８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイル８のそれぞれに一組の直列回路（アーム３Ａ）が対応したブリッジ回路が構成される。アーム３Ａの中間点、つまり、上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの接続点は、回転電機８０の３相のステータコイル８にそれぞれ接続される。

回転電機８０は、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源とすることができる。回転電機８０が車両の駆動力源の場合、直流電源１１の電源電圧は、例えば２００〜４００Ｖである。以下、インバータ回路１０の直流側の電圧（正極Ｐと負極Ｎとの間の電圧）を直流リンク電圧Ｖｄｃと称する。尚、回転電機８０は、発電機として機能してもよい。直流電源１１は、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどにより構成されていると好適である。インバータ回路１０の直流側には、直流リンク電圧Ｖｄｃを平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４）が備えられている。直流リンクコンデンサ４は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を安定化させる。

図１に示すように、直流電源１１とインバータ回路１０との間には、コンタクタ９が備えられている。具体的には、コンタクタ９は、直流リンクコンデンサ４と直流電源１１との間に配置されている。コンタクタ９は、インバータ装置１００の電気回路系統（直流リンクコンデンサ４、インバータ回路１０）と、直流電源１１との電気的な接続を切り離すことが可能である。即ち、インバータ回路１０は、回転電機８０に接続されていると共に、直流電源１１との間にコンタクタ９を介して接続されている。コンタクタ９が接続状態（閉状態）において直流電源１１とインバータ回路１０（及び回転電機８０）とが電気的に接続され、コンタクタ９が開放状態（開状態）において直流電源１１とインバータ回路１０（及び回転電機８０）との電気的接続が遮断される。

本実施形態において、このコンタクタ９は、車両内の上位の制御装置の１つである車両ＥＣＵ（VHL-ECU：Vehicle Electronic Control Unit）９０からの指令に基づいて開閉するメカニカルリレーであり、例えばシステムメインリレー（SMR : System Main Relay）と称される。コンタクタ９は、車両のイグニッションキー（ＩＧキー）がオン状態（有効状態）の際にリレーの接点が閉じて導通状態（接続状態）となり、ＩＧキーがオフ状態（非有効状態）の際にリレーの接点が開いて非導通状態（開放状態）となる。

インバータ回路１０は、直流リンク電圧Ｖｄｃを有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機８０に供給する。回転電機８０が発電機としても機能する場合には、回転電機８０が発電した交流電力を直流電力に変換して直流電源１１に供給する。図１に示すように、インバータ回路１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などの高周波での動作が可能なパワー半導体素子を適用すると好適である。図１及び図２等に示すように、本実施形態では、スイッチング素子３としてｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（好適には、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）が用いられる形態を例示する。尚、各スイッチング素子３は、スイッチング素子本体３１とフリーホイールダイオード３２とを有して構成されている。フリーホイールダイオード３２は、負極Ｎから正極Ｐへ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、スイッチング素子本体３１に並列に備えられている（図２等参照）。

インバータ回路１０は、モータ制御装置（CNTL）１により制御される。インバータ制御装置１は、マイクロコンピュータ等の論理プロセッサを中核部材として構築されている。例えば、インバータ制御装置１は、車両ＥＣＵ９０等の他の制御装置から提供される回転電機８０の目標トルクに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ回路１０を介して回転電機８０を制御する。回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１４により検出され、インバータ制御装置１はその検出結果を取得する。また、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置や回転速度は、レゾルバ１５などの回転センサにより検出され、インバータ制御装置１はその検出結果を取得する。また、直流リンク電圧Ｖｄｃは、電圧センサ１６等によって検出され、インバータ制御装置１はその検出結果を取得する。

インバータ制御装置１は、電流センサ１４及びレゾルバ１５の検出結果を用いて、例えばベクトル制御法を用いて電流フィードバック制御を実行する。インバータ制御装置１は、モータ制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。ベクトル制御及び電流フィードバック制御については、公知であるのでここでは詳細な説明は省略する。

ところで、インバータ回路１０を構成するそれぞれのスイッチング素子３の制御端子（例えばＭＯＳＦＥＴのゲート端子Ｇ）は、駆動回路（DRV）２を介してインバータ制御装置１に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。スイッチング制御信号ＳＷを生成するインバータ制御装置１は、マイクロコンピュータなどを中核とした電子回路であり、低圧系回路として構成される。低圧系回路は、インバータ回路１０などの高圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。多くの場合、車両には、直流電源１１の他に、直流電源１１よりも低電圧（例えば１２〜２４［Ｖ］）の電源である低圧直流電源（不図示）も搭載されている。低圧直流電源の出力電圧は、図３に示す“ＩＧ”である。インバータ制御装置１の動作電圧は、例えば５［Ｖ］や３．３［Ｖ］であり、低圧直流電源の電力に基づいてこのような動作電圧を生成する不図示の電圧レギュレータなどの電源回路から電力を供給されて動作する。

上述したように、低圧系回路は、インバータ回路１０などの高圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。このため、インバータ装置１００には、各スイッチング素子３に対するスイッチング制御信号ＳＷ（スイッチング素子３がＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴの場合、ゲート駆動信号）の電力を増幅する駆動回路２が備えられている。換言すれば、駆動回路２は、スイッチング制御信号ＳＷの駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて対応するスイッチング素子３に中継する。低圧系回路のインバータ制御装置１により生成されたスイッチング制御信号ＳＷは、駆動回路２により増幅された高圧系回路の駆動信号ＤＳとして保護抵抗Ｒ５を介してインバータ回路１０に供給される。

駆動回路２は、それぞれのスイッチング素子３に対応して備えられている。図１に示すように、本実施形態では、インバータ回路１０に、駆動対象となる６つのスイッチング素子３が備えられており、駆動回路２も６つ備えられている。駆動回路２には、上段側スイッチング素子３Ｈに駆動信号ＤＳを提供する上段側駆動回路２Ｈと、下段側スイッチング素子３Ｌに駆動信号ＤＳを提供する下段側駆動回路２Ｌとがあるが、特に区別する必要が無い場合は、単に駆動回路２として説明する。

１つの態様として、駆動回路２は、ドライバＩＣなどを利用して構成されている。このようなドライバＩＣは、自己診断機能を有している場合が多い。ここで、自己診断とは、駆動対象のスイッチング素子３における過電流や温度上昇の検出や、駆動信号ＤＳの振幅（信号レベル）に影響を与える駆動電圧（例えば１２〜１５［Ｖ］程度のＶＤ−ＶＧ間電圧：図２参照）の低下の検出などである。それぞれのドライバＩＣは、自己診断機能によってこれらの異常を検出した場合に、異常検出信号を出力する。異常検出信号は、インバータ制御装置１に提供され、インバータ制御装置１は、例えば異常検出信号に基づいて、インバータ回路１０を停止させるなどのフェールセーフ制御を実行する。

駆動回路２に駆動電力を供給するために、駆動電源回路７（PW）が設けられている。図３は、駆動電源回路７の一例を示している。６つの駆動回路２に対応して、駆動電源回路７は６つ備えられている。駆動電源回路７は、Ｕ相上段用駆動電源回路７１、Ｖ相上段用駆動電源回路７２、Ｗ相上段用駆動電源回路７３、Ｖ相下段用駆動電源回路７４、Ｕ相下段用駆動電源回路７５、Ｗ相下段用駆動電源回路７６を有している。上段側駆動回路２Ｈに電力を供給する３つの駆動電源回路７（７１，７２，７３）は上段側駆動電源回路７Ｈであり、下段側駆動回路２Ｌに電力を供給する３つの駆動電源回路７（７４，７５，７６）は下段側駆動電源回路７Ｌである。

上段側駆動電源回路７Ｈ（７１〜７３）は、それぞれ電気的に絶縁されたフローティング電源である。上段側駆動電源回路７Ｈは、それぞれ異なる正極側電位（ＶＨＵ，ＶＨＶ，ＶＨＷ）及び負極側電位（ＧＨＵ，ＧＨＶ，ＧＨＷ）を有する。下段側駆動電源回路７Ｌ（７４〜７６）は、図１から明らかなように負極側電位（ＧＬ：ＧＬＵ，ＧＬＶ，ＧＬＷ）が共通しており、互いに絶縁されてはいないが、それぞれ異なる正極側電位（ＶＬＵ，ＶＬＶ，ＶＬＷ）を有する。尚、各相を区別することなく上段側駆動電源回路７Ｈの正極側電位を示す場合は“ＶＨ”と称し、各相を区別することなく下段側駆動電源回路７Ｌの正極側電位を示す場合は“ＶＬ”と称する（図１、図２、図３等参照）。

図３に示すように、駆動電源回路７は、インバータ制御装置１が備えられる低圧側回路との絶縁を確保するためにトランスＴの二次側コイルを用いて構成されている。駆動電源回路７の一次側には電源制御ＩＣなどを用いた電源制御装置７９（PCNT）が備えられており、低圧直流電源の出力電圧“ＩＧ”に接続されたスイッチング素子をスイッチング制御することによって、駆動電源回路７に規定された出力電圧を生じさせる。電源制御装置７９は、駆動電源回路７の一次側回路に生じる電圧に基づくフィードバック制御を行って当該スイッチング素子をスイッチングし、駆動電源回路７に規定された出力電圧を生じさせる。

上述したように、駆動回路２は、駆動対象のスイッチング素子３における過電流や温度上昇の検出や、駆動信号ＤＳの振幅（信号レベル）に影響を与える駆動電圧の低下の検出などの自己診断機能を有している。本実施形態では、駆動対象のスイッチング素子３の過電流を検出する自己診断機能を例示する。スイッチング素子３の過電流を検出する方法には、シャント抵抗やカレントトランスを利用して電流を測定する方法や、スイッチング素子３の飽和電圧（コレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥやドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳなど、スイッチング素子３の正極側端子と負極側端子との間の端子間電圧）を測定する方法がある。スイッチング素子３の端子間電圧（Ｖ_ＣＥやＶ_ＤＳ）は、スイッチング素子３に流れる電流（コレクタ−エミッタ間電流Ｉ_ＣＥやドレイン−ソース間電流Ｉ_ＤＳなど、スイッチング素子３の正極側端子と負極側端子との間を流れる素子電流）が増加すると上昇するという特性を持つ。従って、スイッチング素子３の端子間電圧（Ｖ_ＣＥやＶ_ＤＳ）を監視することによって、スイッチング素子３の過電流を検出することができる。本実施形態では、スイッチング素子３の端子間電圧を監視する方式をＤＥＳＡＴ（desaturation）方式と称する。

本実施形態では、図２に示すように、スイッチング素子３の端子間電圧（本実施形態ではＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳ）に基づいて、スイッチング素子３（アーム３Ａ）の過電流を検出する過電流検出回路が、それぞれのスイッチング素子３に対応して複数設けられている。過電流検出回路は、第１分圧抵抗器Ｒ１と第２分圧抵抗器Ｒ２とが直列に接続されて構成された電圧検出回路２０と、保護ダイオードＤ１と、抵抗器Ｒ３と、駆動回路２（ドライバＩＣ）の内部に配置された過電流判定部としてのコンパレータ２１とを含む。第１分圧抵抗器Ｒ１及び第２分圧抵抗器Ｒ２の抵抗値は例えば１０〜２０［ｋΩ］程度、抵抗器Ｒ３の抵抗値は例えば２０〜３０［ｋΩ］程度である。

電圧検出回路２０は、それぞれのスイッチング素子３の正極側端子（ここではドレイン端子Ｄ）にカソード端子が接続される保護ダイオードＤ１を介してスイッチング素子３の正極側端子（ドレイン端子Ｄ）と負極側端子（ここではソース端子Ｓ）との間に接続され、スイッチング素子３の端子間電圧（ここではドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳ）を検出する。保護ダイオードＤ１のアノード端子と電圧検出回路２０とが接続される第１ノードｎ１は、対応する駆動電源回路７の正極（ＶＤ）に接続される。本実施形態では、第１ノードｎ１は、電流制限回路としての抵抗器Ｒ３を介して駆動電源回路７の正極（ＶＤ）に接続されている。抵抗器Ｒ３は、電圧検出回路２０（Ｒ１，Ｒ２）や保護ダイオードＤ１に大きな電流が流れないように、電流を制限する。尚、本実施形態では、電流制限回路として抵抗器Ｒ３を例示しているが、その他の公知の定電流回路によって電流制限回路を構成してもよい。つまり、第１ノードｎ１と駆動電源回路７の正極（ＶＤ）との間に電流制限回路を備えていればよい。第１ノードｎ１とは異なる側の電圧検出回路２０の端子である第２ノードｎ２は、対応する駆動電源回路７の負極（ＶＧ）に接続される。

保護ダイオードＤ１は、抵抗器Ｒ３の側にアノード端子、スイッチング素子３のドレイン端子Ｄの側にカソード端子が接続される形態で、抵抗器Ｒ３からスイッチング素子３の側に向かって順方向となるように接続されている。保護ダイオードＤ１のアノード端子とスイッチング素子のソース端子Ｓとの間には第１分圧抵抗器Ｒ１と第２分圧抵抗器Ｒ２とが直列に接続されて電圧検出回路２０が形成されており、これらの抵抗器により分圧された分圧電圧が駆動回路２に入力される。駆動回路２に設けられたコンパレータ２１（過電流判定部）は、基準電圧ｒｅｆと分圧電圧とを比較し、分圧電圧が基準電圧ｒｅｆ以上の場合に、スイッチング素子３に過電流が生じていると判定する。また、詳細は後述するが、分圧電圧をインバータ制御装置１へ提供し、インバータ制御装置１においてスイッチング素子３の温度を推定してもよい。これら過電流検出（過電流判定）や温度推定は、スイッチング素子３の状態検出に相当する。

保護ダイオードＤ１は、スイッチング素子３がオフ状態の際に、スイッチング素子３の正極側端子（コレクタ端子やドレイン端子Ｄ）と駆動電源グラウンドＶＧとの間の高電圧が分圧された高電圧の分圧電圧が、駆動回路２に入力されることを防止する。スイッチング素子３がオン状態となると、保護ダイオードＤ１がオン状態（導通状態）となり、第１分圧抵抗器Ｒ１と保護ダイオードＤ１との接続ノード（第１ノードｎ１）の電位は、保護ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆと、スイッチング素子３（ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳとの和となる。過電流が生じた際のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳに比べて、順方向電圧Ｖｆは小さく、第１ノードｎ１の電位はほぼスイッチング素子３（ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳとなる。

尚、電圧検出回路２０による検出電圧（分圧電圧）は常時、駆動回路２に入力されているが、過電流判定部（コンパレータ２１）による判定は、判定対象のスイッチング素子３がオン状態に制御されている期間（駆動信号ＤＳが有効な期間）のみである。駆動信号ＤＳの信号レベル（論理レベル）は、駆動回路２において既知であるから、駆動回路２は、判定対象のスイッチング素子３がオン状態に制御されている期間のみ、過電流の判定を行う。また、本実施形態では、第１分圧抵抗器Ｒ１と第２分圧抵抗器Ｒ２とが直列に接続されて電圧検出回路２０が形成されている形態を例示しているが、この形態には限られない。スイッチング素子３の導通時の端子間電圧（Ｖ_ＣＥやＶ_ＤＳ）や駆動回路２の仕様（コンパレータ２１など過電流判定部の仕様）に応じて、第２分圧抵抗器Ｒ２に相当する抵抗器のみを備えて電圧検出回路２０が形成されていてもよい。

上述したように、直流電源１１に接続されて直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路１０を有するインバータ装置１００は、インバータ回路１０を構成する複数のスイッチング素子３のそれぞれに対応する駆動回路２と電圧検出回路２０とを備えている。駆動回路２は、スイッチング素子３を制御するスイッチング制御信号ＳＷの電力を増幅してスイッチング素子３の制御端子（ゲート端子Ｇ）へ伝達するように構成されている。電圧検出回路２０は、スイッチング素子３の正極側端子（ドレイン端子Ｄ）にカソードが接続される保護ダイオードＤ１を介してスイッチング素子３の正極側端子（ドレイン端子Ｄ）と負極側端子（ソース端子Ｓ）との間に接続され、スイッチング素子３の端子間電圧（ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳ）を検出するように構成されている。保護ダイオードＤ１のアノード端子と電圧検出回路２０とが接続される第１ノードｎ１は、対応する駆動回路２の正極（ＶＤ）に接続されている。第１ノードｎ１とは異なる側の電圧検出回路２０の端子である第２ノードｎ２は、対応する駆動回路２の負極（ＶＧ）に接続されている。さらに、詳細は図４、図１１、図１３等を参照して後述するが、スイッチング素子３及び保護ダイオードＤ１は、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが同じ温度となるように熱結合されて実装されている。１つの態様として、図４等に示すように、保護ダイオードＤ１は、スイッチング素子３と共にパワーモジュール３０として構成されている。

上述したように、インバータ制御装置１と駆動回路２とインバータ回路１０とは、それぞれ動作電圧が異なる。このため、多くの場合、インバータ制御装置１とインバータ回路１０とは異なる基板上に実装される。インバータ制御装置１とインバータ回路１０とをつなぐインターフェイス回路４０の一部である駆動回路２は、回路規模や動作電圧よりインバータ制御装置１と同じ基板上に実装されることが多い。従って、一般的には、図５の比較例のパワーモジュール３０Ｂに示すように、保護ダイオードＤ１は、インバータ回路１０とは別に実装されることが多い。つまり、スイッチング素子３及び保護ダイオードＤ１は、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが同じ温度となるように熱結合されてはいない。

スイッチング素子３や保護ダイオードＤ１などの半導体素子は温度特性を有することが知られており、温度によって電気的特性に差が生じる。例えば、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗Ｒｄｓは、図６に示すように正の温度係数を持つ温度特性を有する。一方、保護ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆは、図７に示すような負の係数を持つ温度特性を有する。本実施形態では、スイッチング素子３としてＭＯＳＦＥＴを例示しているが、図６に示すように正の温度係数を持つ素子であれば上述したようにＭＯＳＦＥＴに限らず、スイッチング素子３としてＩＧＢＴ等を採用してもよい。

スイッチング素子３の損失（多くの場合、発熱）は、素子電流に応じて大きくなる。このため、発熱によってスイッチング素子３は温度変動も大きくなる。一方、保護ダイオードＤ１に流れる電流はスイッチング素子３に比べて非常に小さく、保護ダイオードＤ１の温度は、基板が収納されたケース内などの雰囲気温度にほぼ連動する。このため、保護ダイオードＤ１の温度変動はスイッチング素子３に比べて小さい。上述したように、スイッチング素子３の端子間電圧（Ｖ_ＤＳやＶ_ＣＥなど）に基づいて過電流が生じているか否かを判定する場合には、端子間電圧（Ｖ_ＤＳ）の分圧電圧と基準電圧ｒｅｆとが比較される。しかし、温度に依存する端子間電圧（Ｖ_ＤＳ）の変動幅が大きいと過電流の判定精度に影響する。

ここで、図６及び図７の温度特性を参照すると、スイッチング素子３の温度特性と、保護ダイオードＤ１の温度特性とは、正負が逆の特性である。スイッチング素子３の温度と、保護ダイオードＤ１の温度が同じであれば、温度特性が相殺されて判定への影響を抑制することができる。しかし、多くの場合、スイッチング素子３と、保護ダイオードＤ１とは異なる場所に配置されている。例えば、スイッチング素子３は、インバータ回路１０を構成する６つのスイッチング素子３を集積したパワーモジュールとして構成される場合が多い。一方、保護ダイオードＤ１は、駆動回路２などと共に、制御基板などに実装されることが多い。大電流が流れるインバータ回路１０（パワーモジュール）は発熱量も大きく、温度が上昇し易いが、制御基板はインバータ回路１０に比べて発熱量は小さく、温度も上昇しにくい。保護ダイオードＤ１の温度は、制御基板が収納されるケース内の雰囲気温度にほぼ連動するので、パワーモジュールとして構成されたスイッチング素子３の温度と大きく異なることになる。

下記に示す式(1)は、素子温度（ジャンクション温度）がＴｊ＿ＭＯＳのときのスイッチング素子３のオン抵抗Ｒｄｓを示している。スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳは摂氏温度であり、式(1)は摂氏２５度におけるオン抵抗Ｒｄｓを基準として、絶対温度で規定される温度係数に基づいてオン抵抗Ｒｄｓが変動することを示している。

下記に示す式(2)は、保護ダイオードＤ１の素子温度（ジャンクション温度）がＴｊ＿ＤＩのときの保護ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆを示している。保護ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆは、保護ダイオードＤ１の素子温度Ｔｊ＿ＤＩに対して線形であるため、ここでは絶対零度（０［Ｋ］、−２７３［℃］）の順方向電圧（Ｖｆ_０）を基準として示している。

上述したように、保護ダイオードＤ１の素子温度Ｔｊ＿ＤＩは、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳに比べて変動しにくい。ここで、保護ダイオードＤ１の温度がほぼ一定であると仮定すると、下記式(3)に示すように、過電流検出の際のスイッチング素子３の許容電流Ｉ_ＬＩＭも大きな温度特性を有することになる。尚、式(3)において“ｒｅｆ”は、コンパレータ２１の基準電圧を示し、“Ｒ１，Ｒ２”は、第１分圧抵抗器Ｒ１及び第２分圧抵抗器Ｒ２の抵抗値を示している。

ここで、保護ダイオードＤ１をスイッチング素子３の近傍に実装し、保護ダイオードＤ１の素子温度Ｔｊ＿ＤＩが、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳに連動するようにすることで、温度特性を相殺することができる。つまり、許容電流Ｉ_ＬＩＭの温度特性を改善することができる。

本実施形態では、スイッチング素子３の温度と、保護ダイオードＤ１の温度が同じ温度となるように、両者を熱結合して実装している。即ち、図２に示すように、保護ダイオードＤ１がパワーモジュール３０の中に、スイッチング素子３と共に実装されている。ここで、図４及び図１１も参照して説明する。図４は、パワーモジュール３０の構成例を模式的に示す上面図であり、図１１は、パワーモジュール３０の構成例を模式的に示す断面図である。パワーモジュール３０は、インバータ回路１０を構成する６つのスイッチング素子３を有している。図４の上面図は６つのスイッチング素子３が同一の金属基板（ここではＤＢＣ（Direct Bonded Copper）基板３９）に実装されている形態を例示しており、図１１の断面図は１つスイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが実装されている実装用ランド３３における断面を例示している。尚、図４及び図１１では、フリーホイールダイオード３２は省略している（比較例のパワーモジュール３０Ｂを示す図５、及び後述する別実施形態の図１２も同様。）。

スイッチング素子３（スイッチング素子本体３１）の素子チップであるＭＯＳＦＥＴチップ３７（スイッチング素子チップ）は、保護ダイオードＤ１の素子チップであるダイオードチップ３８と共に、熱伝導率の高い銅を用いて形成された実装用ランド３３に実装されている。実装用ランド３３の側には、ＭＯＳＦＥＴチップ３７のドレイン端子Ｄと、ダイオードチップ３８のカソード端子が配置されており、実装用ランド３３を介してスイッチング素子３のドレイン端子Ｄと、保護ダイオードＤ１のカソード端子とが接続されている。実装用ランド３３とは反対側には、ＭＯＳＦＥＴチップ３７のソース端子Ｓ及びゲート端子Ｇ、ダイオードチップ３８のアノード端子が配置されている。ＭＯＳＦＥＴチップ３７及びダイオードチップ３８に設けられたチップ側ボンディングパッド３４と、ＤＢＣ基板３９に設けられた基板側ボンディングパッド３５とがボンディングワイヤーＢＷで接続される。基板側ボンディングパッド３５は、パワーモジュール３０の端子となる。ゲート端子Ｇ及びソース端子Ｓは、パワーモジュール３０とＭＯＳＦＥＴチップ３７とで同一であるが、パワーモジュール３０におけるドレイン端子は、保護ダイオードＤ１を介しているため、ＭＯＳＦＥＴチップ３７のドレイン端子Ｄとは異なり、符号Ｄ’で示している。

インバータ回路１０を構成する６つのスイッチング素子３のＭＯＳＦＥＴチップ３７は、それぞれ独立した実装用ランド３３に、それぞれのスイッチング素子３に対応する保護ダイオードＤ１のダイオードチップ３８と共に実装されている。上述したように、実装用ランド３３は、熱伝導率の高い銅製であり、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とは、互いに同じ温度となるように熱結合されて実装される。実装用ランド３３、又は、実装用ランド３３及びＤＢＣ基板３９は、熱伝動部材に相当する。また、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とは、同じ金属基板（ＤＢＣ基板３９）上に近接して実装されているということもできる。６つのスイッチング素子３及びそれぞれのスイッチング素子３に対応する６つの保護ダイオードＤ１が実装されたＤＢＣ基板３９はモジュールケース１０Ｃに格納される。

このように、互いに正負が逆の温度特性を有するスイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合するように実装することによって、温度特性による影響を相殺することができる。図８は、過電流検出の際のスイッチング素子３の許容電流Ｉ_ＬＩＭと、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳとの関係を示している。図８において一点鎖線で示す曲線は、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合していない場合の特性を示している（例えば図５の比較例に示す形態）。図８において実線で示す曲線は、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合しており、両者の温度が同一である場合の特性を例示している（図４を参照して上述した形態）。図８に示すように、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合し、両者の温度が同一の場合には、温度特性による影響が低減されていることが判る。

ところで、このように、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合し、両者の温度が同一と見なせる場合には、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定することができる。図９は、駆動回路２及びインバータ制御装置１が素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定する機能を備えている場合のインターフェイス回路４０を中心とした回路ブロック図を示している。駆動回路２には、分圧電圧をＡ／Ｄ（Analogue to Digital）変換してインバータ制御装置１に提供するＡ／Ｄコンバータ２２（A/D）が備えられている。ここでは、スイッチング素子３がオン状態であり、電流センサ１４による検出結果より、下段側スイッチング素子３Ｌに素子電流Ｉ_ＣＳが流れているとインバータ制御装置１が判定できる場合を考える。このとき、Ａ／Ｄコンバータ２２に入力される電圧Ｖａｄ（分圧電圧）は、下記式(4)で表される。

上述したスイッチング素子３のオン抵抗を示す式(1)、及び、保護ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆを示す式(2)より、式(4)は下記式(5)と表される。

ここで、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが完全に熱結合し、両者の温度が同一（Ｔｊ＿ＭＯＳ＝Ｔｊ＿ＤＩ、又は、Ｔｊ＿ＭＯＳ≒Ｔｊ＿ＤＩ）と考えると、式(5)は下記式(6)と表される。

式(6)において、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳ以外は既知の値である。従って、インバータ制御装置１が、電流センサ１４から取得した電流の値Ｉ_ＣＳを用いて式(6)を解くことによって、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定することができる。即ち、インバータ制御装置１は、スイッチング素子３の温度特性（式(6)の右辺第１項（Ｉ_ＣＳを除く））と、保護ダイオードＤ１の温度特性（式(6)の右辺第２項及び第３項）と、端子間電圧（式(6)の左辺；Ｖ_ＤＳ，Ｖ_ＣＥに対応する電圧）と、スイッチング素子３を流れる素子電流Ｉ_ＣＳとに基づいて、スイッチング素子３の温度を推定する。

このようにして、スイッチング素子３の温度を推定することができれば、インバータ制御装置１は、さらに推定したスイッチング素子３の温度に応じて過電流判定部の判定しきい値（コンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆ）を設定することができる。図１０は、駆動回路２及びインバータ制御装置１が素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定する機能を備えていると共に、推定したスイッチング素子３の温度に応じてコンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆを設定する機能を有する場合のインターフェイス回路４０を中心とした回路ブロック図を示している。図１０に示すように、駆動回路２には、推定したスイッチング素子３の温度に応じてインバータ制御装置１が演算した判定しきい値をＤ／Ａ（Digital to Analogue）変換してコンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆとして設定するＤ／Ａコンバータ２３（D/A）が備えられている。

このように、推定したスイッチング素子３の温度に応じてコンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆを設定することができると、温度特性による影響をさらに低減することができる。上述したように、図８は、過電流検出の際のスイッチング素子３の許容電流Ｉ_ＬＩＭと、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳとの関係を示している。図８において一点鎖線で示す曲線は、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合していない場合の特性を示している（例えば図５の比較例に示す形態）。図８において実線で示す曲線は、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合しており、両者の温度が同一である場合の特性を例示している（図４を参照して上述した形態）。さらに、図８において破線で示す曲線（直線）は、スイッチング素子３の温度を推定して過電流判定部の判定しきい値（コンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆ）を補償した場合の特性（例えば図１０に示す形態）を示している。推定したスイッチング素子３の温度に応じてコンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆを設定することができると、温度特性による影響をほぼ無くすことができる。

尚、上記においては、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合し、両者の温度が同一と見なせる場合に、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定する形態について説明した。しかし、両者の温度が同一と見なせなくても、スイッチング素子３の温度及び保護ダイオードＤ１の温度の対応関係が規定されていれば、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定することができる。また、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１との温度が同一と見なせなくても、インバータ制御装置１は、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定することができれば、推定したスイッチング素子３の温度に応じてコンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆを設定することができる。

図１１の断面図は、パワーモジュール３０の構成例を模式的に示しており、構成要素の境界部分における温度（Ｔ１〜Ｔ６）を示している。また、図１２は、パワーモジュール３０上のスイッチング素子３の模式的な熱回路図を示している。スイッチング素子３には損失が発生するため、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の表面から実装用ランド３３までの各境界における温度は異なる。しかし、保護ダイオードＤ１には損失がないため、ダイオードチップ３８の表面から実装用ランド３３までの各境界における温度は全て同じ温度と見なすことができる。即ち、ダイオードチップ３８の表面温度Ｔ６、ダイオードチップ３８と実装用のハンダ層３６との境界の温度Ｔ５、ハンダ層３６と実装用ランド３３との境界の温度Ｔ４は、全て“Ｔｊ＿ＤＩ”と見なすことができる。

また、実装用ランド３３が銅のように熱抵抗の小さい金属であり、スイッチング素子３（ＭＯＳＦＥＴチップ３７）と保護ダイオードＤ１（ダイオードチップ３８）とが近接して実装されているような場合には、ＭＯＳＦＥＴチップ３７を実装するハンダ層３６と実装用ランド３３との境界の温度Ｔ３も“Ｔｊ＿ＤＩ”と見なすことができる。上述したように、スイッチング素子３には損失が発生するため、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の表面から実装用ランド３３までの各境界における温度は異なる。ＭＯＳＦＥＴチップ３７と実装用のハンダ層３６との境界の温度Ｔ２は“Ｔｊ＿ＳＯＬ”であり、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の表面温度Ｔ１は“Ｔｊ＿ＭＯＳ”である。

ここで、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の熱回路は、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の熱抵抗（ＭＯＳＦＥＴチップ３７の表面からハンダ層３６との境界までの熱抵抗）をθ１［℃／Ｗ］、ハンダ層３６の熱抵抗をθ２［℃／Ｗ］、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の損失をＰｄ［Ｗ］として、図１２のように示され、下記式(7)の関係式が成り立つ。

ここで、インバータ制御装置１がインバータ回路１０を同期整流動作させており、スイッチング素子３（ＭＯＳＦＥＴ）のスイッチング速度が素子温度“Ｔｊ＿ＭＯＳ”に依存しないとすれば、損失Ｐｄは簡易的に以下の式(8)で表現することができる。尚、式(8)において、電流センサ１４により検出される電流（回転電機８０のステータコイル８を流れる電流）の実効値をＩｒｍｓ［Ａ］、直流リンク電圧ＶｄｃをＶｄｃ［Ｖ］、スイッチング周波数をｆｓｗ［Ｈｚ］、スイッチング速度から設計的に定まる定数をαとする。スイッチング制御信号ＳＷはインバータ制御装置１が生成しているので、スイッチング周波数ｆｓｗは、インバータ制御装置１が既知のパラメータである。

スイッチング素子３（ＭＯＳＦＥＴ）の損失には、定常損失とスイッチング損失とがある。式(8)の右辺第１項は定常損失を示し、式(8)の右辺第２項はスイッチング損失を示している。

式(1)、式(8)より、下記式(9)が導かれ、式(5)、式(7)より、下記式(10)が導かれる。

上記式(9)、式(10)より、下記式(11)が導かれる。

上述したように、θ１、θ２、αは設計的に定まる定数である。従って、電流実効値Ｉｒｍｓ、直流リンク電圧Ｖｄｃ、スイッチング周波数ｆｓｗが判ればスイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定することができる。

尚、上記においては、図４や図１１を参照して、実装用ランド３３を熱伝導部材とする形態を例示したが、図１３に例示するように、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の表面とダイオードチップ３８の表面とを熱伝導部材５１でつないでもよい。この場合は、ＤＢＣ基板３９よりも熱伝導率が低い材質の基板５９にパワーモジュール３０が実装されてもよい。また、実装用のランド５３も銅よりも熱伝導率の低い材質によって形成されていてもよい。

〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明したインバータ装置（１００）の概要について簡単に説明する。

直流電源（１１）に接続されて直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路（１０）を有するインバータ装置（１００）は、１つの態様として、
前記インバータ回路（１０）を構成する複数のスイッチング素子（３）のそれぞれに対応する駆動回路（２）と電圧検出回路（２０）とを備え、
前記駆動回路（２）は、前記スイッチング素子（３）を制御するスイッチング制御信号（ＳＷ）の電力を増幅して前記スイッチング素子（３）の制御端子（Ｇ）へ伝達するように構成され、
前記電圧検出回路（２０）は、前記スイッチング素子（３）の正極側端子（Ｄ）にカソード端子が接続されるダイオード（Ｄ１）を介して当該スイッチング素子（３）の前記正極側端子（Ｄ）と負極側端子（Ｓ）との間に接続され、当該スイッチング素子（３）の前記端子間電圧を検出するように構成され、
前記ダイオード（Ｄ１）のアノード端子と前記電圧検出回路（２０）とが接続される第１ノード（ｎ１）は、対応する前記駆動回路（２）の正極（ＶＤ）に接続され、
前記第１ノード（ｎ１）とは異なる側の前記電圧検出回路（２０）の端子である第２ノード（ｎ２）は、対応する前記駆動回路（２）の負極（ＶＧ）に接続され、
前記スイッチング素子（３）と前記ダイオード（Ｄ１）とが同じ温度となるように熱結合されて実装されている。

例えば、スイッチング素子（３）の一種であるＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は、正の温度係数を持つ温度特性を有し、ダイオード（Ｄ１）の順方向電圧は、負の係数を持つ温度特性を有する。上記のように、スイッチング素子（３）とダイオード（Ｄ１）とが同じ温度となると、両者の温度特性が相殺されて、過電流検出における温度変化に対する影響が抑制される。即ち、本構成によれば、スイッチング素子（３）の端子間電圧に基づいてスイッチング素子（３）の状態検出を行う場合に、スイッチング素子（３）の温度変動による影響を抑制して適切にスイッチング素子（３）の状態検出を行うことができる。

１つの態様として、前記スイッチング素子（３）と前記ダイオード（Ｄ１）とが熱伝導部材（３，５１）で接続されていると好適である。

スイッチング素子（３）とダイオード（Ｄ１）とが熱伝導部材（３，５１）で接続されていることによって適切にスイッチング素子（３）とダイオード（Ｄ１）とが同じ温度となるように熱結合することができる。

また、１つの態様として、前記スイッチング素子（３）と前記ダイオード（Ｄ１）とが同じ金属基板（３９）上に近接して実装されていると好適である。

金属基板（３９）は熱伝導率が高い。このため、スイッチング素子（３）とダイオード（Ｄ１）とを同じ金属基板（３９）上に実装することで、簡単な構成で適切にスイッチング素子（３）とダイオード（Ｄ１）とが同じ温度となるように熱結合することができる。

また、１つの態様として、インバータ装置（１００）は、前記スイッチング制御信号（ＳＷ）を生成するインバータ制御装置（１）を備え、前記インバータ制御装置（１）は、前記スイッチング素子（３）の温度特性と、前記ダイオード（Ｄ１）の温度特性と、前記端子間電圧と、前記スイッチング素子（３）を流れる電流（Ｉ_ＣＳ）とに基づいて、当該スイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）を推定すると好適である。

スイッチング素子（３）とダイオード（Ｄ１）とが同じ温度となるように熱結合されているため、スイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）と、ダイオード（Ｄ１）の温度（Ｔｊ＿ＤＩ）とを同一と見なすことができる。その結果、特性を示す関係式の変数を減じて、素子温度に関する変数を、スイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）に統一することができる。これにより、簡単な演算によってスイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）を推定することができる。

また、１つの態様として、前記駆動回路（２）は、前端子間電圧に基づいて前記スイッチング素子（３）に過電流が流れているか否かを判定する過電流判定部（２１）を備え、前記インバータ制御装置（１）は、推定した前記スイッチング素子（３）の温度に応じて前記過電流判定部（２１）の判定しきい値（ｒｅｆ）を設定すると好適である。

上述したように、スイッチング素子（３）とダイオード（Ｄ１）とが同じ温度となると、両者の温度特性が相殺されて、過電流検出における温度変化に対する影響が抑制される。さらに、スイッチング素子（３）の温度を推定することによって、過電流検出における判定しきい値（ｒｅｆ）を温度変化に応じた値に追従させることができる。これにより、過電流検出における温度変化に対する影響をさらに抑制することができる。

１ インバータ制御装置
２ 駆動回路
３ スイッチング素子
１０ インバータ回路
１１ 直流電源
２０ 電圧検出回路
２１ コンパレータ（過電流判定部）
１００ インバータ装置
Ｄ ドレイン端子（正極側端子）
Ｄ１ 保護ダイオード（ダイオード）
Ｇ ゲート端子（制御端子）
Ｉ_ＣＳ 素子電流（スイッチング素子を流れる電流）
Ｎ 負極
Ｐ 正極
Ｒ１ 第１分圧抵抗器
Ｒ２ 第２分圧抵抗器
Ｓ ソース端子（負極側端子）
ＳＷ スイッチング制御信号
Ｔｊ＿ＤＩ 保護ダイオードの素子温度（ダイオードの温度）
Ｔｊ＿ＭＯＳ スイッチング素子の素子温度（スイッチング素子の温度）
ＶＤ 駆動電源電圧（駆動回路の正極）
ＶＧ 駆動電源グラウンド（駆動回路の負極）
ｎ１ 第１ノード
ｎ２ 第２ノード
ｒｅｆ 基準電圧（判定しきい値）

Claims (5)

1. 直流電源に接続されて直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路を有するインバータ装置であって、
   前記インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子のそれぞれに対応する駆動回路と電圧検出回路とを備え、
   前記駆動回路は、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御信号の電力を増幅して前記スイッチング素子の制御端子へ伝達するように構成され、
   前記電圧検出回路は、前記スイッチング素子の正極側端子にカソード端子が接続されるダイオードを介して当該スイッチング素子の前記正極側端子と負極側端子との間に接続され、当該スイッチング素子の前記端子間電圧を検出するように構成され、
   前記ダイオードのアノード端子と前記電圧検出回路とが接続される第１ノードは、対応する前記駆動回路の正極に接続され、
   前記第１ノードとは異なる側の前記電圧検出回路の端子である第２ノードは、対応する前記駆動回路の負極に接続され、
   前記スイッチング素子と前記ダイオードとが同じ温度となるように熱結合されて実装されているインバータ装置。
2. 前記スイッチング素子と前記ダイオードとが熱伝導部材で接続されている請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記スイッチング素子と前記ダイオードとが同じ金属基板上に近接して実装されている請求項１又は２に記載のインバータ装置。
4. 前記スイッチング制御信号を生成するインバータ制御装置を備え、前記インバータ制御装置は、前記スイッチング素子の温度特性と、前記ダイオードの温度特性と、前記端子間電圧と、前記スイッチング素子を流れる電流とに基づいて、当該スイッチング素子の温度を推定する請求項１から３の何れか一項に記載のインバータ装置。
5. 前記駆動回路は、前記端子間電圧に基づいて前記スイッチング素子に過電流が流れているか否かを判定する過電流判定部を備え、
   前記インバータ制御装置は、推定した前記スイッチング素子の温度に応じて前記過電流判定部の判定しきい値を設定する、請求項４に記載のインバータ装置。
   

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