JP6782265B2 - 昇圧コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、昇圧コンバータに関する。

従来、特許文献１に見られるように、２つのリアクトルと、各リアクトルに対応して個別に設けられたスイッチと、各リアクトルに対応して個別に設けられたダイオードとを備える昇圧コンバータが知られている。各リアクトルの第１端には、昇圧コンバータの入力側が接続されている。各リアクトルの第２端には、スイッチが接続されている。各リアクトルの第２端と昇圧コンバータの出力側とは、ダイオードによって接続されている。

特許第４８４４６９６号公報

昇圧コンバータの各スイッチのうち、一方のスイッチである小定格スイッチの定格電流が、他方のスイッチである大定格スイッチの定格電流よりも小さくされている構成がある。この構成においては、過電流から小定格スイッチを適正に保護することが要求される。

本発明は、小定格スイッチを過電流から適正に保護できる昇圧コンバータを提供することを主たる目的とする。

本発明は、入力側に第１端が接続された複数のリアクトルと、前記各リアクトルに対応して個別に設けられ、前記リアクトルの第２端に接続されたスイッチと、前記各リアクトルに対応して個別に設けられるとともに前記リアクトルの第２端と出力側とを接続し、前記リアクトルから前記出力側へと向かう方向の電流の流通を許容してかつその方向とは逆方向の電流の流通を阻止する整流素子と、前記入力側から入力された直流電圧を昇圧して前記出力側から出力すべく、前記スイッチをスイッチング制御する制御装置と、を備える。前記各スイッチのうち、少なくとも１つであってかつ一部のスイッチである小定格スイッチの定格電流が、残りのスイッチである大定格スイッチの定格電流よりも小さくされている。前記制御装置は、前記小定格スイッチの過電流に対する保護度合いを前記大定格スイッチの過電流に対する保護度合いよりも大きくするように前記小定格スイッチ及び前記大定格スイッチをスイッチング制御する。

本発明によれば、定格電流が大定格スイッチよりも小さい小定格スイッチを過電流から適正に保護することができる。

ここで、前記小定格スイッチの過電流に対する保護度合いを前記大定格スイッチの過電流に対する保護度合いよりも大きくするように前記小定格スイッチ及び前記大定格スイッチをスイッチング制御する手法を具体化した構成としては、例えば次に説明する構成が挙げられる。前記制御装置は、前記小定格スイッチの１スイッチング周期を前記大定格スイッチの１スイッチング周期よりも短くする。

この構成によれば、小定格スイッチの電流制御の応答性を、大定格スイッチの電流制御の応答性よりも高めることができる。このため、定格電流が大定格スイッチよりも小さい小定格スイッチを過電流から適正に保護することができる。

また、前記小定格スイッチの過電流に対する保護度合いを前記大定格スイッチの過電流に対する保護度合いよりも大きくするように前記小定格スイッチ及び前記大定格スイッチをスイッチング制御する手法を具体化した構成としては、例えば次に説明する構成も挙げられる。昇圧コンバータは、前記各リアクトルのうち前記大定格スイッチに接続されたリアクトルである大定格側リアクトルに流れる電流を検出する大定格側検出部と、前記各リアクトルのうち前記小定格スイッチに接続されたリアクトルである小定格側リアクトルに流れる電流を検出する小定格側検出部と、を備え、前記制御装置は、前記大定格側検出部により検出された電流を大定格側指令電流に平均電流モード制御により制御すべく、前記大定格スイッチをスイッチング制御する大定格側制御部と、前記小定格側検出部により検出された電流を小定格側指令電流にピーク電流モード制御により制御すべく、前記小定格スイッチをスイッチング制御する小定格側制御部と、を有する。

ピーク電流モード制御では、小定格スイッチに流れる電流のピーク値を小定格側指令電流で制限できる。このため、平均電流モード制御によりスイッチング制御される大定格スイッチと比較して、小定格スイッチを過電流から適正に保護することができる。

また、前記小定格スイッチの過電流に対する保護度合いを前記大定格スイッチの過電流に対する保護度合いよりも大きくするように前記小定格スイッチ及び前記大定格スイッチをスイッチング制御する手法を具体化した構成としては、例えば次に説明する構成も挙げられる。前記制御装置は、前記大定格側検出部により検出された電流を大定格側指令電流にピーク電流モード制御により制御すべく、前記大定格スイッチをスイッチング制御する大定格側制御部と、前記小定格側検出部により検出された電流を小定格側指令電流にピーク電流モード制御により制御すべく、前記小定格スイッチをスイッチング制御する小定格側制御部と、を有し、前記小定格側指令電流が前記大定格側指令電流よりも小さく設定されている。

この構成によれば、小定格スイッチに流れる電流のピーク値を大定格スイッチに流れる電流のピーク値よりも小さくできる。これにより、小定格スイッチを過電流から適正に保護することができる。

第１実施形態に係る昇圧コンバータを示す図。 スイッチの電流電圧特性を示す図。 制御装置の処理を示すブロック図。 各スイッチのスイッチング制御を示すタイムチャート。 電流制御の応答性を示す図。 第２実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。 第３実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。 第４実施形態に係る昇圧コンバータを示す図。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る昇圧コンバータを具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。昇圧コンバータは、例えば車両に搭載されている。

図１に示すように、昇圧コンバータ１０は、第１〜第３リアクトル１１ａ〜１１ｃ、整流素子に相当する第１〜第３上アームスイッチＳ１Ｈ〜Ｓ３Ｈ、第１〜第３下アームスイッチＳ１Ｌ〜Ｓ３Ｌ、入力側コンデンサ１２、出力側コンデンサ１３及び制御装置３０を備えている。

本実施形態において、第１上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌは、ＳｉＣデバイスとしてのＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。このため、第１上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌにおいて、高電位側端子はドレインであり、低電位側端子はソースである。第１上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌには、ボディダイオードが逆並列に接続されている。また、第２，第３上，下アームスイッチＳ２Ｈ，Ｓ３Ｈ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌは、ＳｉデバイスとしてのＩＧＢＴである。このため、第２，第３上，下アームスイッチＳ２Ｈ，Ｓ３Ｈ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌ２において、高電位側端子はコレクタであり、低電位側端子はエミッタである。第２，第３上，下アームスイッチＳ２Ｈ，Ｓ３Ｈ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌには、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されている。

図２に、スイッチに流れる電流とスイッチの端子間電圧Ｖｏｎとの関係を示す。詳しくは、図２は、ＭＯＳＦＥＴのソース及びドレイン間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄとの電圧電流特性と、ＩＧＢＴのコレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅとコレクタ電流Ｉｃとの電圧電流特性とを示す。

図２に示すように、電流が所定電流Ｉαよりも小さい小電流領域においては、ドレイン電流Ｉｄに対するドレイン及びソース間電圧Ｖｄｓが、コレクタ電流Ｉｃに対するコレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅよりも低い。すなわち、小電流領域においては、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗がＩＧＢＴのオン抵抗よりも小さい。一方、電流が所定電流Ｉαよりも大きい大電流領域においては、コレクタ電流Ｉｃに対するコレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅがドレイン電流Ｉｄに対するドレイン及びソース間電圧Ｖｄｓよりも低い。すなわち、大電流領域においては、ＩＧＢＴのオン抵抗がＭＯＳＦＥＴのオン抵抗よりも小さい。

本実施形態では、第１上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌの定格電流である第１定格電流Ｉｒｃ１が、第２上，下アームスイッチＳ２Ｈ，Ｓ２Ｌの定格電流である第２定格電流Ｉｒｃ１、及び第３上，下アームスイッチＳ３Ｈ，Ｓ３Ｌの定格電流である第３定格電流Ｉｒｃ３よりも小さい。第２定格電流Ｉｒｃ１と第３定格電流Ｉｒｃ３とは同じ値である。本実施形態において、第１下アームスイッチＳ１Ｌが小定格スイッチに相当し、第２，第３下アームスイッチＳ２Ｌ，Ｓ３Ｌが大定格スイッチに相当する。

図１の説明に戻り、昇圧コンバータ１０の高電位側入力端子ＴＩＨには、直流電源２０の正極端子が接続されている。昇圧コンバータ１０の低電位側入力端子ＴＩＬには、直流電源２０の負極端子が接続されている。高電位側入力端子ＴＩＨと低電位側入力端子ＴＩＬとは、入力側コンデンサ１２により接続されている。

第１〜第３リアクトル１１ａ〜１１ｃの第１端には、高電位側入力端子ＴＩＨが接続されている。第１リアクトル１１ａの第２端には、第１上アームスイッチＳ１Ｈのソースと、第１下アームスイッチＳ１Ｌのドレインとが接続されている。第２リアクトル１１ｂの第２端には、第２上アームスイッチＳ２Ｈのソースと、第２下アームスイッチＳ２Ｌのドレインとが接続されている。第３リアクトル１１ｃの第２端には、第３上アームスイッチＳ３Ｈのソースと、第３下アームスイッチＳ３Ｌのドレインとが接続されている。

各上アームスイッチＳ１Ｈ〜Ｓ３Ｈのドレインには、昇圧コンバータ１０の高電位側出力端子ＴＯＨが接続されている。昇圧コンバータ１０の低電位側出力端子ＴＯＬには、各下アームスイッチＳ１Ｌ〜Ｓ３Ｌのソースが接続されている。高電位側出力端子ＴＯＨと低電位側出力端子ＴＯＬとは、出力側コンデンサ１３により接続されている。高電位側出力端子ＴＯＨには、給電対象機器２１の高電位側端子が接続され、低電位側出力端子ＴＯＬには、給電対象機器２１の低電位側端子が接続されている。給電対象機器には、例えば、蓄電池及び電気負荷が含まれる。

本実施形態では、第１リアクトル１１ａのインダクタンスＬａが、第２，第３リアクトル１１ｂ，１１ｃのインダクタンスＬｂ，Ｌｃよりも大きい。これは、各リアクトル１１ａ〜１１ｃ及び各上アームスイッチＳ１Ｈ〜Ｓ３Ｈを介して高電位側入力端子ＴＩＨ及び高電位側出力端子ＴＯＨの間を過電流が流れようとする場合において、第１上アームスイッチＳ１Ｈを過電流から保護するためである。

つまり、第１リアクトル１１ａのインダクタンスＬａが、第２，第３リアクトル１１ｂ，１１ｃのインダクタンスＬｂ，Ｌｃよりも大きいと、過電流が流れようとする場合において、第２，第３リアクトル１１ｂ，１１ｃよりも第１リアクトル１１ａに過電流が流れにくくなる。その結果、第２，第３上アームスイッチＳ２Ｈ，Ｓ３Ｈよりも定格電流の小さい第１上アームスイッチＳ１Ｈを過電流から保護することができる。

なお、過電流は、例えば、車両の車輪が空転した後、車輪が路面を掴むスリップグリップが生じる場合に流れる。また、第２リアクトル１１ｂのインダクタンスＬｂと第３リアクトル１１ｃのインダクタンスとは同じ値である。また、第１リアクトル１１ａが小定格側リアクトルに相当し、第２，第３リアクトル１１ｂ，１１ｃが大定格側リアクトルに相当する。

昇圧コンバータ１０は、第１〜第３電流センサ１４ａ〜１４ｃと、電圧センサ１５とを備えている。第１電流センサ１４ａは、第１リアクトル１１ａに流れる電流を第１リアクトル電流ＩＬ１として検出する。第２電流センサ１４ｂは、第２リアクトル１１ｂに流れる電流を第２リアクトル電流ＩＬ２として検出する。第３電流センサ１４ｃは、第３リアクトル１１ｃに流れる電流を第３リアクトル電流ＩＬ３として検出する。電圧センサ１５は、出力側コンデンサ１３の端子間電圧を昇圧コンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔとして検出する。本実施形態では、第１〜第３電流センサ１４ａ〜１４ｃの応答性が互いに同じことを想定している。第１〜第３電流センサ１４ａ〜１４ｃとしては、例えば、ホール素子を備えるものを用いることができる。また、本実施形態において、第１電流センサ１４ａが小定格側検出部に相当し、第２，第３電流センサ１４ｂ，１４ｃが大定格側検出部に相当する。各センサ１４ａ〜１４ｃ，１５の検出値は、制御装置３０に入力される。

制御装置３０は、各入力端子ＴＩＨ，ＴＩＬから入力される入力電圧を昇圧して各出力端子ＴＯＨ，ＴＯＬから出力すべく、各下アームスイッチＳ１Ｌ〜Ｓ３Ｌと、各上アームスイッチＳ１Ｈ〜Ｓ３Ｈとを交互にオンする。なお、各相において、上アームスイッチと下アームスイッチとが交互にオンされるのは、同期整流を実施するためである。同期整流を実施しない場合、各上アームスイッチＳ１Ｈ〜Ｓ３Ｈは常時オフされればよい。

本実施形態において、制御装置３０は、昇圧コンバータ１０に要求される出力電力である指令出力電力Ｗｏｕｔに基づいて、第１〜第３下アームスイッチＳ１Ｌ〜Ｓ３Ｌのうちどのスイッチを駆動するかを決定する。具体的には、制御装置３０は、指令出力電力Ｗｏｕｔが第１電力Ｗ１未満であると判定した場合、第１〜第３下アームスイッチＳ１Ｌ〜Ｓ３Ｌのうち第１下アームスイッチＳ１Ｌのみを駆動する。制御装置３０は、指令出力電力Ｗｏｕｔが第１電力Ｗ１以上であってかつ第２電力Ｗ２未満であると判定した場合、第１〜第３下アームスイッチＳ１Ｌ〜Ｓ３Ｌのうち第１，第２下アームスイッチＳ１Ｌ，Ｓ２Ｌのみを駆動する。制御装置３０は、指令出力電力Ｗｏｕｔが第２電力Ｗ２以上であると判定した場合、第１〜第３下アームスイッチＳ１Ｌ〜Ｓ３Ｌ全てを駆動する。以下では、第１〜第３下アームスイッチＳ１Ｌ〜Ｓ３Ｌ全てが駆動される場合を前提として説明する。

制御装置３０は、検出された第１，第２，第３リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２，ＩＬ３を第１，第２，第３指令電流Ｉｒｅｆ１，Ｉｒｅｆ２，Ｉｒｅｆ３に平均電流モード制御によりフィードバック制御する。制御装置３０は、指令出力電力Ｗｏｕｔ及び出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、昇圧コンバータ１０に要求される出力電流である合計指令電流Ｉｔｏｔａｌを算出する。制御装置３０は、各指令電流Ｉｒｅｆ１，Ｉｒｅｆ２，Ｉｒｅｆ３の和が合計指令電流Ｉｔｏｔａｌになるように、各指令電流Ｉｒｅｆ１，Ｉｒｅｆ２，Ｉｒｅｆ３を設定する。本実施形態では、第１指令電流Ｉｒｅｆ１が第２，第３指令電流Ｉｒｅｆ２，Ｉｒｅｆ３よりも小さく、第２指令電流Ｉｒｅｆ２と第３指令電流Ｉｒｅｆ３とが同じ値であるとする。各指令電流Ｉｒｅｆ１，Ｉｒｅｆ２，Ｉｒｅｆ３は、例えば、各定格電流Ｉｒｃ１，Ｉｒｃ２，Ｉｒｃ３よりも小さい。

図３に示すように、制御装置３０は、第１〜第３制御部３１〜３３を備えている。第１制御部が小定格側制御部に相当し、第２，第３制御部３２，３３が大定格側制御部に相当する。第１制御部３１は、平均電流モード制御により、第１リアクトル電流ＩＬ１を第１指令電流Ｉｒｅｆ１（小定格側指令電流に相当）に制御する。詳しくは、第１制御部３１は、第１電流偏差算出部３１ａ、第１フィードバック制御部３１ｂ、第１コンパレータ３１ｃ及び第１キャリア生成部３１ｄを備えている。第１電流偏差算出部３１ａは、第１指令電流Ｉｒｅｆ１から第１リアクトル電流ＩＬ１を減算することにより、第１電流偏差ΔＩ１を算出する。

第１フィードバック制御部３１ｂは、第１電流偏差ΔＩ１を０にフィードバック制御するための操作量として、第１時比率Ｄｕｔｙ１を算出する。本実施形態において、このフィードバック制御は、比例積分制御である。このため、第１時比率Ｄｕｔｙ１は、第１電流偏差ΔＩ１及び第１比例ゲインＫｐ１の乗算値と、第１電流偏差ΔＩ１の時間積分値及び第１積分ゲインＫｉ１の乗算値との加算値として算出される。本実施形態において、第１時比率Ｄｕｔｙ１は、０から１までの値を取り得る。

第１フィードバック制御部３１ｂにより算出された第１時比率Ｄｕｔｙ１は、第１コンパレータ３１ｃの非反転入力端子に入力される。第１コンパレータ３１ｃの反転入力端子には、第１キャリア生成部３１ｄの第１キャリア信号が入力される。本実施形態において、第１キャリア信号は、最小値が０であり、最大値が１である鋸波信号である。第１キャリア信号の１周期が第１上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌの１スイッチング周期である第１スイッチング周期Ｔｓｗ１となる。第１時比率Ｄｕｔｙ１が第１キャリア信号よりも大きい場合、第１コンパレータ３１ｃの出力信号である第１ゲート信号Ｇ１の論理がＨとなる。これにより、第１下アームスイッチＳ１Ｌがオンされ、第１上アームスイッチＳ１Ｈがオフされる。一方、第１時比率Ｄｕｔｙ１が第１キャリア信号よりも小さい場合、第１ゲート信号Ｇ１の論理がＬとなる。これにより、第１上アームスイッチＳ１Ｈが同期整流のためにオンされ、第１下アームスイッチＳ１Ｌがオフされる。

第２制御部３２は、平均電流モード制御により、第２リアクトル電流ＩＬ２を第２指令電流Ｉｒｅｆ２（大定格側指令電流に相当）に制御する。詳しくは、第２制御部３２は、第２電流偏差算出部３２ａ、第２フィードバック制御部３２ｂ、第２コンパレータ３２ｃ及び第２キャリア生成部３２ｄを備えている。第２電流偏差算出部３２ａは、第２指令電流Ｉｒｅｆ２から第２リアクトル電流ＩＬ２を減算することにより、第２電流偏差ΔＩ２を算出する。

第２フィードバック制御部３２ｂは、第２電流偏差ΔＩ２を０にフィードバック制御するための操作量として、第２時比率Ｄｕｔｙ２を算出する。本実施形態において、このフィードバック制御は、比例積分制御である。このため、第２時比率Ｄｕｔｙ２は、第２電流偏差ΔＩ２及び第２比例ゲインＫｐ２の乗算値と、第２電流偏差ΔＩ２の時間積分値及び第２積分ゲインＫｉ２の乗算値との加算値として算出される。本実施形態において、第２時比率Ｄｕｔｙ２は、０から１までの値を取り得る。

第２フィードバック制御部３２ｂにより算出された第２時比率Ｄｕｔｙ２は、第２コンパレータ３２ｃの非反転入力端子に入力される。第２コンパレータ３２ｃの反転入力端子には、第２キャリア生成部３２ｄの第２キャリア信号が入力される。本実施形態において、第２キャリア信号は、最小値が０であり、最大値が１である鋸波信号である。第２キャリア信号の１周期は、第１キャリア信号の１周期の２倍の周期であり、第２キャリア信号の１周期が第２上，下アームスイッチＳ２Ｈ，Ｓ２Ｌの１スイッチング周期である第２スイッチング周期Ｔｓｗ２（＝Ｔｓｗ１×２）となる。第２時比率Ｄｕｔｙ２が第２キャリア信号よりも大きい場合、第２コンパレータ３２ｃの出力信号である第２ゲート信号Ｇ２の論理がＨとなる。これにより、第２下アームスイッチＳ２Ｌがオンされ、第２上アームスイッチＳ２Ｈがオフされる。一方、第２時比率Ｄｕｔｙ２が第２キャリア信号よりも小さい場合、第２ゲート信号Ｇ２の論理がＬとなる。これにより、第２上アームスイッチＳ２Ｈが同期整流のためにオンされ、第２下アームスイッチＳ２Ｌがオフされる。

なお、大定格スイッチである第２，第３下アームスイッチＳ２Ｌ，Ｓ３Ｌの第２スイッチング周期Ｔｓｗ２は、小定格スイッチである第１下アームスイッチＳ１Ｌの第１スイッチング周期Ｔｓｗ１に、大定格スイッチの数「２」を乗算した値に設定されていると見ることもできる。

第３制御部３３は、平均電流モード制御により、第３リアクトル電流ＩＬ３を第３指令電流Ｉｒｅｆ３（大定格側指令電流に相当）に制御する。詳しくは、第３制御部３３は、第３電流偏差算出部３３ａ、第３フィードバック制御部３３ｂ、第３コンパレータ３３ｃ及び第３キャリア生成部３３ｄを備えている。第３電流偏差算出部３３ａは、第３指令電流Ｉｒｅｆ３から第３リアクトル電流ＩＬ３を減算することにより、第３電流偏差ΔＩ３を算出する。

第３フィードバック制御部３３ｂは、第３電流偏差ΔＩ３を０にフィードバック制御するための操作量として、第３時比率Ｄｕｔｙ３を算出する。本実施形態において、このフィードバック制御は、比例積分制御である。第２時比率Ｄｕｔｙ２は、第３電流偏差ΔＩ３及び第２比例ゲインＫｐ２の乗算値と、第３電流偏差ΔＩ３の時間積分値及び第２積分ゲインＫｉ２の乗算値との加算値として算出される。本実施形態において、第３時比率Ｄｕｔｙ３は、０から１までの値を取り得る。

第３フィードバック制御部３３ｂにより算出された第３時比率Ｄｕｔｙ３は、第３コンパレータ３３ｃの非反転入力端子に入力される。第３コンパレータ３３ｃの反転入力端子には、第３キャリア生成部３３ｄの第３キャリア信号が入力される。本実施形態において、第３キャリア信号は、最小値が０であり、最大値が１である鋸波信号である。第３キャリア信号の１周期は、第２キャリア信号の１周期と同じ周期であり、第３キャリア信号の１周期が第３上，下アームスイッチＳ３Ｈ，Ｓ３Ｌの１スイッチング周期である第２スイッチング周期Ｔｓｗ２となる。第３時比率Ｄｕｔｙ３が第３キャリア信号よりも大きい場合、第３コンパレータ３３ｃの出力信号である第３ゲート信号Ｇ３の論理がＨとなる。これにより、第３下アームスイッチＳ３Ｌがオンされ、第３上アームスイッチＳ３Ｈがオフされる。一方、第３時比率Ｄｕｔｙ３が第３キャリア信号よりも小さい場合、第３ゲート信号Ｇ３の論理がＬとなる。これにより、第３上アームスイッチＳ３Ｈが同期整流のためにオンされ、第３下アームスイッチＳ３Ｌがオフされる。

本実施形態では、第１制御部３１の平均電流モード制御による第１指令電流Ｉｒｅｆ１に対する第１リアクトル電流ＩＬ１の応答性を、第２，第３制御部３２，３３の平均電流モード制御による第２，第３指令電流Ｉｒｅｆ２，Ｉｒｅｆ３に対する第２，第３リアクトル電流ＩＬ２，ＩＬ３の応答性よりも高くしている。その一例として、本実施形態では、第１比例ゲインＫｐ１が第２比例ゲインＫｐ２よりも大きく設定され、第１積分ゲインＫｉ１が第２積分ゲインＫｉ２よりも大きく設定されている。ただし、第１制御部３１における応答性を第２，第３制御部３２，３３における応答性よりも高くするために、第１比例ゲインＫｐ１が第２比例ゲインＫｐ２よりも大きいとの条件、及び第１積分ゲインＫｉ１が第２積分ゲインＫｉ２よりも大きいとの条件の双方を満たすことは必須ではない。例えば、第１比例ゲインＫｐ１が第２比例ゲインＫｐ２よりも大きく、第１積分ゲインＫｉ１が第２積分ゲインＫｉ２以下であってもよい。

図４に、本実施形態の各下アームスイッチＳ１Ｌ〜Ｓ３Ｌのスイッチング態様を示す。なお、図４には、電流連続モードにおいて各時比率Ｄｕｔｙ１〜Ｄｕｔｙ３が０．５（５０％）となる場合を例示している。

図４（ａ）に示すように、第１下アームスイッチＳ１Ｌは、第１スイッチング周期Ｔｓｗ１でオンオフされる。図４（ｂ）に示すように、第２下アームスイッチＳ２Ｌは、第２スイッチング周期Ｔｓｗ２でオンオフされる。第１下アームスイッチＳ１Ｌのオン切替タイミングは、第２下アームスイッチＳ２Ｌのオン切替タイミングと同期している。

図４（ｃ）に示すように、第３下アームスイッチＳ３Ｌは、第２スイッチング周期Ｔｓｗ２でオンオフされる。第３下アームスイッチＳ３Ｌのオン切替タイミングと第２下アームスイッチＳ２Ｌのオン切替タイミングとは、第２スイッチング周期Ｔｓｗ２の１／２だけずれている。

図４（ａ）〜（ｃ）に示したスイッチング態様により、第２リアクトル電流ＩＬ２及び第３リアクトル電流ＩＬ３の合計電流の変動周期は、第１リアクトル電流ＩＬ１の変動周期と等しくなる。また、この合計電流に対する第１リアクトル電流ＩＬ１の位相が、合計電流の変動周期の１／２ずれる。これにより、昇圧コンバータ１０の出力電流のリップルを低減することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

定格電流の小さい第１下アームスイッチＳ１Ｌの第１スイッチング周期Ｔｓｗ１が、定格電流の大きい第２，第３下アームスイッチＳ２Ｌ，Ｓ３Ｌの第２スイッチング周期Ｔｓｗ２よりも短く設定されている。このため、第１下アームスイッチＳ１Ｌの電流制御の応答性を、第２，第３下アームスイッチＳ２Ｌ，Ｓ３Ｌの電流制御の応答性よりも高めることができる。これにより、定格電流が小さい第１下アームスイッチＳ１Ｌを過電流から適正に保護することができる。

なお、昇圧コンバータ１０において、第１上，下アームスイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌを有する相を１相目とし、第２上，下アームスイッチＳ２Ｈ，Ｓ２Ｌを有する相を２相目とし、第３上，下アームスイッチＳ３Ｈ，Ｓ３Ｌを有する相を３相目とする。１相目の電流制御の応答性のみを高くすることに代えて、全相の電流制御の応答性を高くする構成も考えられる。ただし、この場合、制御装置３０として処理能力の高いものを用いる必要があり、昇圧コンバータ１０のコストが増加してしまう。一方、制御装置３０として処理能力の高いものを用いることができないときには、制御装置３０の処理負荷がその許容値を超えてしまい、制御装置３０が電流制御を適正に実施できなくなる懸念がある。

第１制御部３１の平均電流モード制御による第１指令電流Ｉｒｅｆ１に対する第１リアクトル電流ＩＬ１の応答性が、第２，第３制御部３２，３３の平均電流モード制御による第２，第３指令電流Ｉｒｅｆ２，Ｉｒｅｆ３に対する第２，第３リアクトル電流ＩＬ２，ＩＬ３の応答性よりも高くされている。これにより、第１下アームスイッチＳ１Ｌを過電流からより適正に保護することができる。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、平均電流モード制御を行う第１制御部３１に代えて、ピーク電流モード制御を行う第１制御部４０が制御装置３０に備えられている。ピーク電流モード制御により、第１リアクトル電流ＩＬ１が第１指令電流Ｉｒｅｆ１に制御される。

また、第１電流センサ１４ａの電流の応答性が、第２，第３電流センサ１４ｂ，１４ｃの応答性よりも高い。本実施形態では、第１電流センサ１４ａとして、カレントトランスが用いられている。これにより、全ての各電流センサ１４ａ〜１４ｃがカレントランスとされる場合と比較して、昇圧コンバータ１０のコストを低減できる。なお、図５には、各リアクトルに実際に流れる電流が一点鎖線で示すようにステップ状に変化した場合において、第１電流センサ１４ａの検出値の推移を実線で示し、第２，第３電流センサ１４ｂ，１４ｃの検出値の推移を破線で示す。

図６に、第１制御部４０のブロック図を示す。第１制御部４０は、第１コンパレータ４０ａ、第１加算器４０ｂ及び第１ＲＳフリップフロップ４０ｃを備えている。第１コンパレータ４０ａの反転入力端子には、第１指令電流Ｉｒｅｆ１が入力される。第１加算器４０ｂは、第１リアクトル電流ＩＬ１及びスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの加算値を第１補償後電流として出力する。第１補償後電流は、第１コンパレータ４０ａの非反転入力端子に入力される。第１コンパレータ４０ａは、第１補償後電流が第１指令電流Ｉｒｅｆ１より小さい場合、論理Ｌの信号を出力する。一方、第１コンパレータ４０ａは、第１補償後電流が第１指令電流Ｉｒｅｆ１より大きい場合、論理Ｈの信号を出力する。

第１ＲＳフリップフロップ４０ｃのＲ端子には、第１コンパレータ４０ａの出力信号が入力される。第１ＲＳフリップフロップ４０ｃのＳ端子には、クロック信号が入力される。第１ＲＳフリップフロップ４０ｃの出力信号が、第１ゲート信号Ｇ１となる。なお、第１ＲＳフリップフロップ４０ｃのＳ端子に入力されるクロック信号の１周期は、第１スイッチング周期Ｔｓｗ１に設定されている。

ピーク電流モード制御では、第１下アームスイッチＳ１Ｌに流れる電流のピーク値を第１指令電流Ｉｒｅｆ１で制限できる。このため、平均電流モード制御によりスイッチング制御される第２，第３下アームスイッチＳ２Ｌ，Ｓ３Ｌと比較して、第１下アームスイッチＳ１Ｌを過電流から適正に保護することができる。また、第１電流センサ１４ａの応答性が第２，第３電流センサ１４ｂ，１４ｃの応答性よりも高いことも、過電流から適正に保護できることに寄与している。

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、平均電流モード制御を行う第２，第３制御部３２，３３に代えて、ピーク電流モード制御を行う第２，第３制御部５０，５１が制御装置３０に備えられている。ピーク電流モード制御により、第２，第３リアクトル電流ＩＬ２，ＩＬ３が第２，第３指令電流Ｉｒｅｆ２，Ｉｒｅｆ３に制御される。なお、制御装置３０は、図６の第１制御部４０を備えている。

図７に、第２，第３制御部５０，５１のブロック図を示す。

第２制御部５０は、第２コンパレータ５０ａ、第２加算器５０ｂ及び第２ＲＳフリップフロップ５０ｃを備えている。第２コンパレータ５０ａの反転入力端子には、第２指令電流Ｉｒｅｆ２が入力される。第２加算器５０ｂは、第２リアクトル電流ＩＬ２及びスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの加算値を第２補償後電流として出力する。第２補償後電流は、第２コンパレータ５０ａの非反転入力端子に入力される。

第２ＲＳフリップフロップ５０ｃのＲ端子には、第２コンパレータ５０ａの出力信号が入力される。第２ＲＳフリップフロップ５０ｃのＳ端子には、クロック信号が入力される。第２ＲＳフリップフロップ５０ｃの出力信号が、第２ゲート信号Ｇ２となる。なお、第２ＲＳフリップフロップ５０ｃのＳ端子に入力されるクロック信号の１周期は、第２スイッチング周期Ｔｓｗ２に設定されている。

第３制御部５１は、第３コンパレータ５１ａ、第３加算器５１ｂ及び第３ＲＳフリップフロップ５１ｃを備えている。第３コンパレータ５１ａの反転入力端子には、第３指令電流Ｉｒｅｆ３が入力される。第３加算器５１ｂは、第３リアクトル電流ＩＬ３及びスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの加算値を第３補償後電流として出力する。第３補償後電流は、第３コンパレータ５１ａの非反転入力端子に入力される。なお、第３指令電流Ｉｒｅｆ３と第２指令電流Ｉｒｅｆ２とは、例えば同じ値に設定されている。

第３ＲＳフリップフロップ５１ｃのＲ端子には、第３コンパレータ５１ａの出力信号が入力される。第３ＲＳフリップフロップ５１ｃのＳ端子には、クロック信号が入力される。第３ＲＳフリップフロップ５１ｃの出力信号が、第３ゲート信号Ｇ３となる。なお、第３ＲＳフリップフロップ５１ｃのＳ端子に入力されるクロック信号の１周期は、第２スイッチング周期Ｔｓｗ２に設定されている。また、このクロック信号の位相と、第２ＲＳフリップフロップ５０ｃのＳ端子に入力されるクロック信号の位相とは、第２スイッチング周期Ｔｓｗ２の１／２だけずれている。

本実施形態において、第１指令電流Ｉｒｅｆ１は、第２，第３指令電流Ｉｒｅｆ２，Ｉｒｅｆ３よりも小さく設定されている。このため、定格電流の小さい第１下アームスイッチＳ１Ｌに流れる電流のピーク値を、定格電流の大きい第２，第３下アームスイッチＳ２Ｌ，Ｓ３Ｌに流れる電流のピーク値よりも小さくできる。これにより、第１下アームスイッチＳ１Ｌを過電流から適正に保護することができる。

ちなみに、各指令電流は、例えば、検出された出力電圧Ｖｏｕｔを、昇圧コンバータ１０の指令出力電圧Ｖｏ＊にフィードバック制御するための操作量として算出される。この場合、第１指令電流Ｉｒｅｆ１を算出するためのフィードバック制御で用いられる比例，積分ゲイン等のフィードバックゲインを、第２，第３指令電流Ｉｒｅｆ２，Ｉｒｅｆ３を算出するためのフィードバック制御で用いられる比例，積分ゲイン等のフィードバックゲインよりも大きくしてもよい。

＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、リアクトル電流の検出手法を変更する。

図８に、本実施形態に係る昇圧コンバータ１０を示す。なお、図８において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

第１下アームスイッチＳ１Ｌは、自身に流れる電流と相関を有する微小電流を出力する第１センス端子Ｓｔ１を備えている。第１下アームスイッチＳ１Ｌがオンされている期間における第１センス端子Ｓｔ１の出力電流が、第１リアクトル１１ａに流れる電流として検出される。第１センス端子Ｓｔ１の出力電流は、制御装置３０に入力される。本実施形態において、第１センス端子Ｓｔ１が小定格側センス端子に相当する。

第２下アームスイッチＳ２Ｌは、自身に流れる電流と相関を有する微小電流を出力する第２センス端子Ｓｔ２を備えている。第２下アームスイッチＳ２Ｌがオンされている期間における第２センス端子Ｓｔ２の出力電流が、第２リアクトル１１ｂに流れる電流として検出される。第３下アームスイッチＳ３Ｌは、自身に流れる電流と相関を有する微小電流を出力する第３センス端子Ｓｔ３を備えている。第３下アームスイッチＳ３Ｌがオンされている期間における第３センス端子Ｓｔ３の出力電流が、第３リアクトル１１ｃに流れる電流として検出される。第２，第３センス端子Ｓｔ２，Ｓｔ３の出力電流は、制御装置３０に入力される。本実施形態において、第２，第３センス端子Ｓｔ２，Ｓｔ３が大定格側センス端子に相当する。

本実施形態では、各電流センサ１４ａ〜１４ｃの検出値に代えて、各センス端子Ｓｔ１〜Ｓｔ３の出力電流が図３に示す平均電流モード制御で用いられる。

ちなみに、図８に示す構成において、各電流センサ１４ａ〜１４ｃは必須ではない。各電流センサ１４ａ〜１４ｃが昇圧コンバータ１０に備えられないことにより、昇圧コンバータ１０の部品数を削減でき、昇圧コンバータ１０のコストを低減できる。

以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態の効果と同様の効果を得ることができる。

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・図３の各フィードバック制御部３１ｂ，３２ｂ，３３ｂにおいて、例えば、微分制御が含まれていてもよい。

・整流素子としては、各上アームスイッチＳ１Ｈ〜Ｓ３Ｈに限らず、例えばダイオードであってもよい。この場合、ダイオードのカソードが高電位側出力端子ＴＯＨ側に接続され、アノードがリアクトル側に接続される。

・図３において、第２フィードバック制御部３２ｂの比例ゲインと第３フィードバック制御部３３ｂの比例ゲインとが異なっていてもよい。また、第２フィードバック制御部３２ｂの積分ゲインと第３フィードバック制御部３３ｂの積分ゲインとが異なっていてもよい。

・第１スイッチング周期Ｔｓｗ１が第２スイッチング周期Ｔｓｗ２よりも短いことを条件として、Ｔｓｗ１≠Ｔｓｗ２／２としてもよい。

・リアクトル及び下アームスイッチの組の数としては、３つに限らず、２つであったり、４つ以上であったりしてもよい。

・下アームスイッチの組み合わせとしては、ＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴの組み合わせに限らず、他の組み合わせであってもよい。

１０…昇圧コンバータ、１１ａ〜１１ｃ…第１〜第３リアクトル、３０…制御装置、Ｓ１Ｌ〜Ｓ３Ｌ…第１〜第３下アームスイッチ、Ｓ１Ｈ〜Ｓ３Ｈ…第１〜第３上アームスイッチ。

Claims (10)

1. 入力側に第１端が接続された複数のリアクトル（１１ａ〜１１ｃ）と、
   前記各リアクトルに対応して個別に設けられ、前記リアクトルの第２端に接続されたスイッチ（Ｓ１Ｌ〜Ｓ３Ｌ）と、
   前記各リアクトルに対応して個別に設けられるとともに前記リアクトルの第２端と出力側とを接続し、前記リアクトルから前記出力側へと向かう方向の電流の流通を許容してかつその方向とは逆方向の電流の流通を阻止する整流素子（Ｓ１Ｈ〜Ｓ３Ｈ）と、
   前記入力側から入力された直流電圧を昇圧して前記出力側から出力すべく、前記スイッチをスイッチング制御する制御装置（３０）と、を備え、
   前記各スイッチのうち、少なくとも１つであってかつ一部のスイッチである小定格スイッチ（Ｓ１Ｌ）の定格電流が、残りのスイッチである大定格スイッチ（Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌ）の定格電流よりも小さくされており、
   前記制御装置は、前記小定格スイッチの過電流に対する保護度合いを前記大定格スイッチの過電流に対する保護度合いよりも大きくするように前記小定格スイッチ及び前記大定格スイッチをスイッチング制御する昇圧コンバータ（１０）。
2. 前記制御装置は、前記小定格スイッチの１スイッチング周期を前記大定格スイッチの１スイッチング周期よりも短くする請求項１に記載の昇圧コンバータ。
3. 前記小定格スイッチのスイッチング制御により前記出力側に流れる電流の変動周期と、前記大定格スイッチのスイッチング制御により前記出力側に流れる電流の変動周期とを等しくして、かつ、前記小定格スイッチのスイッチング制御により前記出力側に流れる電流と前記大定格スイッチのスイッチング制御により前記出力側に流れる電流との位相が前記変動周期の１／２ずれるように、前記制御装置は、前記大定格スイッチ及び前記小定格スイッチの双方をスイッチング制御する請求項２に記載の昇圧コンバータ。
4. 前記各リアクトルのうち前記大定格スイッチに接続されたリアクトルである大定格側リアクトル（１１ｂ，１１ｃ）に流れる電流を検出する大定格側検出部（１４ｂ，１４ｃ，Ｓｔ２，Ｓｔ３）と、
   前記各リアクトルのうち前記小定格スイッチに接続されたリアクトルである小定格側リアクトル（１１ａ）に流れる電流を検出する小定格側検出部（１４ａ，Ｓｔ１）と、を備え、
   前記制御装置は、
   前記大定格側検出部により検出された電流を大定格側指令電流に平均電流モード制御により制御すべく、前記大定格スイッチをスイッチング制御する大定格側制御部（３２，３３）と、
   前記小定格側検出部により検出された電流を小定格側指令電流にピーク電流モード制御により制御すべく、前記小定格スイッチをスイッチング制御する小定格側制御部（４０）と、を有する請求項１に記載の昇圧コンバータ。
5. 前記大定格側検出部は、前記大定格スイッチに流れる電流と相関を有する微小電流を出力する大定格側センス端子（Ｓｔ２，Ｓｔ３）を有し、前記大定格側センス端子の出力電流を前記大定格側リアクトルに流れる電流として検出し、
   前記小定格側検出部は、前記小定格スイッチに流れる電流と相関を有する微小電流を出力する小定格側センス端子（Ｓｔ１）を有し、前記小定格側センス端子の出力電流を前記小定格側リアクトルに流れる電流として検出する請求項４に記載の昇圧コンバータ。
6. 前記小定格側リアクトルに流れる電流の変化に対する前記小定格側検出部により検出された電流の応答性が、前記大定格側リアクトルに流れる電流の変化に対する前記大定格側検出部により検出された電流の応答性よりも高くされている請求項４又は５に記載の昇圧コンバータ。
7. 前記各リアクトルのうち前記大定格スイッチに接続されたリアクトルである大定格側リアクトル（１１ｂ，１１ｃ）に流れる電流を検出する大定格側検出部（１４ｂ，１４ｃ，Ｓｔ２，Ｓｔ３）と、
   前記各リアクトルのうち前記小定格スイッチに接続されたリアクトルである小定格側リアクトル（１１ａ）に流れる電流を検出する小定格側検出部（１４ａ，Ｓｔ１）と、を備え、
   前記制御装置は、
   前記大定格側検出部により検出された電流を大定格側指令電流にピーク電流モード制御により制御すべく、前記大定格スイッチをスイッチング制御する大定格側制御部（５０，５１）と、
   前記小定格側検出部により検出された電流を小定格側指令電流にピーク電流モード制御により制御すべく、前記小定格スイッチをスイッチング制御する小定格側制御部（４０）と、を有し、
   前記小定格側指令電流が前記大定格側指令電流よりも小さく設定されている請求項１に記載の昇圧コンバータ。
8. 前記小定格側制御部で用いられるフィードバック制御のフィードバックゲインが、前記大定格側制御部で用いられるフィードバック制御のフィードバックゲインよりも大きく設定されている請求項４〜７のいずれか１項に記載の昇圧コンバータ。
9. 前記各リアクトルのうち前記小定格スイッチに接続されたリアクトルである小定格側リアクトル（１１ａ）のインダクタンスが、前記各リアクトルのうち前記大定格スイッチに接続されたリアクトルである大定格側リアクトル（１１ｂ，１１ｃ）のインダクタンスよりも大きくされている請求項１〜８のいずれか１項に記載の昇圧コンバータ。
10. 前記小定格スイッチは、所定電流（Ｉα）よりも小さい小電流領域においてオン抵抗が前記大定格スイッチよりも小さくなり、
    前記大定格スイッチは、前記所定電流以上の大電流領域においてオン抵抗が前記小定格スイッチよりも小さくなる請求項１〜９のいずれか１項に記載の昇圧コンバータ。

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