JP5482358B2 - スイッチング電源回路の制御方法 - Google Patents

Description

本発明はスイッチング電源回路の制御方法に関し、特に力率改善回路に関する。

従来から、入力側の力率を改善する力率改善回路として、リアクトルとダイオードとスイッチング素子とからなる回路（いわゆる昇圧回路）が提案されている。より詳細に説明する。当該回路は直流電圧が印加される２つの入力端と、２つの出力端とを有している。リアクトルとダイオードとは、２つの入力端のうち高電位側の一方と２つの出力端の一方との間で、相互に直列に接続される。ダイオードは、リアクトルに対して出力端側で、そのアノードをリアクトルに向けて設けられる。スイッチング素子は、リアクトルとダイオードとの接続点と、入力端の他方及び出力端の他方とを接続するラインとの間に設けられる。

かかる回路において、スイッチング素子が導通しているときにはリアクトルとスイッチング素子とを介して入力端に電流が流れ、スイッチング素子が非導通であるときにはリアクトルとダイオードと出力端とを介して入力端に電流が流れる。これによって、入力電流の導通角度を広げ、以って入力側の力率を改善している。

また複数の当該回路を設けて、これらに属するスイッチング素子の導通タイミングを互いに異ならせる、いわゆるインターリーブ型の力率改善回路も提案されている。

なお本発明に関連する技術として特許文献１が開示されている。

特開平１０−１１１０２８号公報

しかしながら、かかるインターリーブ型の力率改善回路は、テレビ受像機など小電力（６００Ｗ程度）の電源回路に設けられている。一方、本願では、かかる力率改善回路を、例えば機械的な駆動力を発揮するための大電力（例えば２ｋＷ〜３ｋＷ程度）の電源回路に設けることを試みる。このような大電力の電源回路に力率改善回路を設けた場合、当該力率改善回路に流れる電流が大きい領域で効率が低下することが判明した。換言すれば、大電力の電源回路に力率改善回路を設けるからこそ、たとえインターリーブ型であっても電流の大きい領域で効率の低下を生じていた。

そこで、本発明は、電流が大きい領域でも効率を向上できるスイッチング電源回路の制御方法を提供することを目的とする。

本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第１の態様は、第１及び第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、第１及び第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）と、前記第１の入力端と前記第１の出力端との間を結ぶ第１の経路（ＬＨ１）と、前記第１の経路上に設けられた第１のリアクトル（Ｌ１）と、前記第１の経路上で、前記第１のリアクトルに対して前記第１の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第１のリアクトル側に向けて設けられる第１のダイオード（Ｄ１）と、前記第２の入力端と前記第２の出力端との間を結ぶ第３の経路（ＬＬ）と、前記第１のリアクトルと前記第１のダイオードとの間の点と、前記第３の経路との間に設けられた第１のスイッチング素子（Ｓ１）と、前記第１の入力端と前記第１の出力端との間を結び前記第１の経路とは異なる第２の経路（ＬＨ２）と、前記第２の経路上に設けられた第２のリアクトル（Ｌ２）と、前記第２の経路上で、前記第２のリアクトルに対して前記第１の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第２のリアクトル側に向けて設けられる第２のダイオード（Ｄ２）と、前記第２のリアクトルと前記第２のダイオードとの間の点と、前記第３の経路（ＬＬ）との間に設けられた第２のスイッチング素子（Ｓ２）とを備える、スイッチング電源回路の制御方法であって、第２のスイッチング素子を非導通に維持し、前記第１及び前記第２の出力端の間の電圧についての第１の直流電圧指令値に基づいて第１のスイッチング素子の導通／非導通を繰り返し切り替える第１工程と、前記第１及び前記第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）を流れる電流が所定値を超えたときに、前記第１の直流電圧指令値よりも大きい第２の直流電圧指令値に基づいて前記第１及び前記第２のスイッチング素子の導通／非導通を繰り返し切り替える第２工程とが実行される。

本発明にかかるスイッチング電源回路の前記第１工程及び前記第２工程に先立って、前記第２のスイッチング素子（Ｓ２）を非導通に維持し、前記第１の直流電圧指令値に基づいて第１のスイッチング素子（Ｓ１）の導通／非導通を繰り返し切り替え、前記電流と前記スイッチング電源回路の効率との間の第１の関係を求める第３工程と、前記第２の直流電圧指令値に基づいて第１及び第２のスイッチング素子の導通／非導通を繰り返し切り替え、前記電流と前記スイッチング電源回路の効率との間の第２の関係を求める第４工程とが更に実行され、前記所定値として、前記第１関係と前記第２関係のいずれにおいても同じ前記効率を与える前記電流が採用される。

本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第１の態様によれば、第１工程及び第２工程における直流電圧指令値を互いに同一の値とする制御方法に比して、第２工程における効率のピークをより大電流側に設定することができる。

本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかるスイッチング電源回路の制御方法であって、最も効率が高くなるように、第１工程および第２工程を選択できる。

スイッチング電源回路の概念的な構成の一例を示す図である。 各スイッチング素子の導通／非導通と、各リアクトルを流れる電流と、各リアクトルを流れる電流の和の一例を示す模式的な図である。 本スイッチング電源回路の制御方法の一例を示すフローチャートである。 電流に対する効率の関係の一例を示す模式的な図である。 電流に対する効率の関係の一例を示す模式的な図である。

＜スイッチング電源回路＞
図１に例示するように、スイッチング電源回路は入力端Ｐ１，Ｐ２と出力端Ｐ３，Ｐ４と複数のリアクトルＬ１，Ｌ２と複数のダイオードＤ１，Ｄ２と複数のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２とを備えている。

入力端Ｐ１，Ｐ２の間には直流電圧が印加される。例えば入力端Ｐ１，Ｐ２には不図示のダイオード整流回路が接続される。ダイオード整流回路は不図示の交流電源からの交流電圧を整流し、整流後の直流電圧を入力端Ｐ１，Ｐ２の間に印加する。ここでは入力端Ｐ２に印加される電位は入力端Ｐ１に印加される電位よりも低い。なお、入力端Ｐ１，Ｐ２にダイオード整流回路が接続されることは必須要件ではない。入力端Ｐ１，Ｐ２の間に直流電圧を印加する任意の構成が入力端Ｐ１，Ｐ２に接続されていればよい。

リアクトルＬ１は入力端Ｐ１と出力端Ｐ３とを結ぶ経路ＬＨ１上に設けられている。リアクトルＬ２は入力端Ｐ１と出力端Ｐ３とを結ぶ経路ＬＨ２上に設けられている。

ダイオードＤ１は経路ＬＨ１上において出力端Ｐ３側でリアクトルＬ１と直列に接続されている。ダイオードＤ１はそのアノードをリアクトルＬ１に向けて設けられる。ダイオードＤ２は経路ＬＨ２上において出力端Ｐ３側でリアクトルＬ２と直列に接続されている。ダイオードＤ２はそのアノードをリアクトルＬ２に向けて設けられる。

スイッチング素子Ｓ１は、リアクトルＬ１とダイオードＤ１との間の点と、入力端Ｐ２および出力端Ｐ４を結ぶ経路ＬＬとの間に設けられる。スイッチング素子Ｓ２は、リアクトルＬ２とダイオードＤ２との間の点と、経路ＬＬとの間に設けられる。なお図１の例示では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がＭＯＳ(Metal Oxide Semiconductor)電界効果トランジスタとして示されているが、これに限らない。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又はバイポーラトランジスタ等であってよい。

出力端Ｐ３，Ｐ４の間には平滑コンデンサＣ１が設けられている。平滑コンデンサＣ１は入力端Ｐ１，Ｐ２からリアクトルＬ１，Ｌ２、ダイオードＤ１，Ｄ２及びスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を介して印加される直流電圧を平滑する。

このようなスイッチング電源回路において、いずれも経路ＬＨ１に接続されるリアクトルＬ１、ダイオードＤ１及びスイッチング素子Ｓ１は回路１を構成し、いずれも経路ＬＨ２に接続されるリアクトルＬ２、ダイオードＤ２及びスイッチング素子Ｓ２は回路２を構成する。回路１，２は後述するように昇圧回路として機能するとともに入力側の力率を改善する力率改善回路として機能する。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の導通／非導通はそれぞれ制御部６によって制御される。なお、以下で説明するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の制御について、特別な記載が無い限りその主体は制御部６である。

またここでは、制御部６はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部６はこれに限らず、制御部６によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

出力端Ｐ３，Ｐ４には例えばインバータ３が接続される。インバータ３はその出力側で例えばモータ４と接続される。インバータ３は出力端Ｐ３，Ｐ４を介して入力される直流電圧を交流電圧に変換して、これをモータ４へと与える。これにより、モータ４が駆動される。モータ４は例えば空気調和機に設けられる圧縮機またはファン等の機械的装置を駆動する。かかる機械的装置へと電源を与える本スイッチング電源回路は大電力（例えば２ｋＷ〜３ｋＷ）の用途で用いられる。

＜回路１の単独運転＞
本スイッチング電源回路においてスイッチング素子Ｓ２を非導通とし、回路１を単独で動作させることができる。

回路１においてスイッチング素子Ｓ１が導通していれば、入力端Ｐ１から入力端Ｐ２へとリアクトルＬ１及びスイッチング素子Ｓ１を経由して電流が流れる。かかる電流はリアクトルＬ１のインダクタンスと入力端Ｐ１，Ｐ２の間の直流電圧とによって定まる傾斜に応じて増大する（図２において電流ＩＬ１を参照）。かかる電流によってリアクトルＬ１には電磁エネルギーが蓄積される。

そしてスイッチング素子Ｓ１が導通から非導通へと切り替わると、入力端Ｐ１から入力端Ｐ２へとリアクトルＬ１、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１を経由して電流が流れる（図１参照）。このとき、リアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギーによる電圧（誘導起電圧）が入力端Ｐ１，Ｐ２の間の直流電圧に加算されて、その合計が平滑コンデンサＣ１に印加される。よって、入力端Ｐ１，Ｐ２の間の直流電圧を昇圧して平滑コンデンサＣ１に印加できる。

かかる電流はリアクトルＬ１のインダクタンス及び平滑コンデンサＣ１の静電容量等に基づく傾斜で低減する（図２において電流ＩＬ１を参照）。そして、かかる電流、即ち電流ＩＬ１が零になったときに、再びスイッチング素子Ｓ１を導通させる。その後は上述した動作を繰り返す。かかる動作により電流ＩＬ１は鋸歯状の形状に沿って変化する。このようにリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１が零に至った以後にスイッチング素子Ｓ１を導通させるモードは、いわゆる臨界電流モードと呼ばれる。

以上のように回路１は、入力端Ｐ１，Ｐ２の間の電圧を昇圧して出力端Ｐ３，Ｐ４の間に印加するスイッチング電源回路として機能することができる。また平滑コンデンサＣ１へと電流が流れない期間（スイッチング素子Ｓ１が導通する期間）であっても、スイッチング素子Ｓ１を介して入力端Ｐ１，Ｐ２には電流が流れる。よって、入力端Ｐ１，Ｐ２を流れる電流の導通角度を広げることができる。換言すれば回路１は力率改善回路として機能することができる。

かかる回路１についてのスイッチングを実現すべく、例えば図１において、不図示の検知回路によってリアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１が検知されて、検知された電流ＩＬ１が制御部６に入力される。制御部６は例えば電流ＩＬ１のゼロクロスを検知し、当該ゼロクロスを検知した時点からスイッチング素子Ｓ１へとスイッチ信号を出力する。そして、制御部６は任意の直流電圧指令値（出力端Ｐ３，Ｐ４の間の電圧についての指令値）に基づいて決定される期間が経過したことを以って当該スイッチ信号の出力を停止する。なお、かかる期間を決定すべく、出力端Ｐ３，Ｐ４の間の直流電圧を検出し、検出された検出された直流電圧が制御部６に入力されてもよい。制御部６はかかる直流電圧と直流電圧指令値との偏差に基づいて、スイッチ信号を出力する期間を決定する。

なお、回路２の単独運転についても同様であるが、ここでは回路１の単独運転を例に挙げて説明する。

＜回路１，２の協働運転＞
本スイッチング電源回路においては回路１，２を協働して運転させることができる。かかる運転はインターリーブとも呼ばれる。

回路１における動作は上述した動作と同一であるので、詳細な説明は省略する。

図２にはスイッチング素子Ｓ２の導通／非導通の状態、及びリアクトルＬ２を流れる電流ＩＬ２も示されている。スイッチング素子Ｓ２は、スイッチング素子Ｓ１が導通した時点から所定期間経過したときに導通する。かかる所定期間は、スイッチング素子Ｓ１が導通してから再び導通するまでの期間（以下、周期とも呼ぶ）Ｔより短い期間である。図２の例示では、所定期間として期間Ｔの半分を採用しており、以下では所定期間として期間Ｔの半分を採用した場合について説明する。

スイッチング素子Ｓ２がスイッチング素子Ｓ１から半周期遅れて動作することにより、回路２においては回路１に対して半周期遅れて動作が行われる。よって、リアクトルＬ２を流れる電流ＩＬ２はリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１に対して半周期遅れる（図２の電流ＩＬ２を参照）。

例えば回路１のみを単独で動作させる場合には、入力端Ｐ１，Ｐ２を流れる電流ＩはリアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１と等しい。一方、回路１，２を協働して動作させる場合には、電流Ｉは電流ＩＬ１，ＩＬ２の和と等しい。かかる和によって、電流ＩＬ１の値が低い部分（いわゆる谷）は電流ＩＬ２の値が高い部分（いわゆる山）によって埋められる。同様に、電流ＩＬ２の谷は電流ＩＬ１の山によって埋められる。よって、電流Ｉの変動成分（いわゆる高調波成分）を低くすることができる（図２の電流Ｉを参照）。なお、電流ＩＬ１，ＩＬ２の周期のずれは半周期に限らないが、半周期であれば最も高調波成分を低減できる。また電流ＩＬ１の谷を電流ＩＬ２の山が埋めるので、電流ＩＬ１の平均値を高めることもできる。換言すれば、回路１を単独で動作させる場合と同じ平均値を達成するために、電流Ｉの最大値を低減することができる。

かかる回路１，２についてのスイッチングを実現すべく、制御部６は例えば電流ＩＬ１のゼロクロスを検知し、当該ゼロクロスを検知した時点からスイッチング素子Ｓ１へとスイッチ信号を出力する。そして、制御部６は任意の直流電圧指令値に基づいて決定される期間が経過したことを以って当該スイッチ信号の出力を停止する。またこれと並行して、制御部６は電流ＩＬ１のゼロクロスを検知した時点から所定期間（例えば半周期）経過した時点からスイッチング素子Ｓ２へとスイッチ信号を出力し、任意の直流電圧指令値に基づいて決定される期間が経過したことを以って当該スイッチ信号の出力を停止する。なお、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２へとスイッチ信号を出力する期間は、制御部６によって、直流電圧指令値と検出された出力端Ｐ３，Ｐ４の間の直流電圧との偏差に基づいて決定されればよい。

以上のように、本スイッチング電源回路によれば、回路１を単独で動作させることができ、また回路１，２を協働して動作させることができる。なお、制御部６は回路１の単独運転と回路１，２の協働運転とを切り替える機能も有する。

＜スイッチング電源回路の制御方法＞
本スイッチング電源回路では、負荷の変動に応じて回路１の単独運転と回路１，２の協働運転を切り替える。具体的には、電流Ｉが予め定められた所定値よりも小さいときには回路１を単独運転させ、電流Ｉ（或いは電流Ｉの平均）が所定値よりも大きいときには回路１，２を協働運転させる。なお電流Ｉは例えば次のように検知される。すなわち、例えば図１において、不図示の検知回路によって電流ＩＬ２が検知され、検知された電流ＩＬ２が制御部６に入力される。制御部６は検知された電流ＩＬ１，ＩＬ２を加算して電流Ｉを算出する。なお、これに限らず入力端Ｐ１，Ｐ２を流れる電流Ｉを不図示の検知回路で検知してもよく、また負荷の状態、又は出力端Ｐ３，Ｐ４を流れる電流及び出力端Ｐ３，Ｐ４の間の電圧に基づいて入力端Ｐ１，Ｐ２を流れる電流Ｉを推定してもよい。

かかる制御方法の一例が図３に例示されている。なお、図３のフローチャートは所定の期間ごとに繰り返し実行される。ステップＳＴ１にて、制御部６は電流Ｉ（或いは電流Ｉの平均）が所定値を超えているかどうかを判断する。ステップＳＴ１にて否定的な判断がなされたときには、ステップＳＴ２にて、制御部６は直流電圧指令値Ａを採用して回路１を単独で動作させる。ステップＳＴ１にて肯定的な判断がなされたときには、ステップＳＴ３にて、制御部６は直流電圧指令値Ｂを採用して回路１，２を協働で動作させる。本実施の形態では、回路１，２の協働運転において採用される直流電圧指令値Ｂは、回路１の単独運転において採用する直流電圧指令値Ａよりも大きい。

かかる制御により、以下で説明する効果を招来する。

図４に例示するように、直流電圧指令値Ａ（例えば３３０Ｖ（例えば定格値））に基づく回路１の単独運転において、電流Ｉを変化させた場合、電流Ｉに対する本スイッチング電源回路の効率の関係は上に凸のグラフで表される（図４中の実線を参照）。なお、図４においては、回路１の単独運転を「１相」として表し、回路１，２の協働運転を「２相」として表している。これは後述する図５でも同様である。

なお上述した関係を示すグラフは、スイッチング素子Ｓ２を非導通に維持し、直流電圧指令値Ａに基づいてスイッチング素子Ｓ１の導通／非導通を繰り返し切り替え、負荷の出力（例えばモータ４へと与える電圧及びその周波数）を変更することで、予め実験により求められる。

電流Ｉに対する効率の関係が上に凸のグラフで表されるので、効率が最大値を採るときの電流Ｉ（図４の所定値Ｉ１）が１つ存在する。なお図４の例示では、所定値Ｉ１は電流Ｉの比較的小さい範囲に属している。

また図４に例示するように、直流電圧指令値Ｂ（例えば３８０Ｖ）に基づく回路１，２の協働運転において、電流Ｉを変化させた場合、電流Ｉに対する本スイッチング電源回路の効率の関係も上に凸のグラフで表される（図４中の鎖線を参照）。なおこの関係は、直流電圧指令値Ｂに基づいてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の導通／非導通を繰り返し切り替え、負荷の出力（例えばモータ４へと与える電圧及びその周波数）を変更することで、予め実験により求められる。

電流Ｉに対する効率の関係が上に凸のグラフで表されるので、効率が最大値を採るときの電流Ｉ（図４の所定値Ｉ２）が１つ存在する。また図４の例示では所定値Ｉ２は電流Ｉの比較的大きい範囲に属する。

さて、所定値Ｉ１，Ｉ２は直流電圧指令値によっても変動する。以下に詳述する。

回路１の単独運転において、直流電圧指令値Ａを小さくすれば所定値Ｉ１はより小さい値を採る。換言すれば、効率の最大値が電流Ｉの小さい側に移動する。同様に直流電圧指令値Ａを大きくすれば所定値Ｉ１はより大きい値を採る。換言すれば、効率の最大値が電流Ｉの大きい側に移動する。なお、直流電圧指令値Ａにおける効率の最大値が、他の直流電圧指令値における効率の最大値よりも大きければ、直流電圧指令値Ａの値を変更することによって、効率の最大値は低下する。

同様に、回路１，２の協働運転において、直流電圧指令値Ｂを小さくすれば所定値Ｉ２はより小さい値を採り、直流電圧指令値Ｂを小さくすれば所定値Ｉ２はより大きい値を採る。また、直流電圧指令値Ｂにおける効率の最大値が、他の直流電圧指令値における効率の最大値よりも大きければ、直流電圧指令値Ｂの値を変更することによって、効率の最大値は低下する。

上述した内容に鑑みて、本願との比較のために、次の２通りの制御について考慮する。第１の制御においては、直流電圧指令値Ｃ（例えば３５０Ｖ）に基づいて回路１のみを単独で動作させる。第２の制御においては、直流電圧指令値Ａよりも大きく、直流電圧指令値Ｂよりも小さい直流電圧指令値Ｄに基づいて、回路１の単独運転及び回路１，２の協働運転を実行する。

まず第１の制御において、高い効率を実現する電流Ｉの範囲について考慮する。効率の最大値を採る電流Ｉの値を所定値Ｉ１，Ｉ２の略中央となるように、直流電圧指令値Ｃを設定することで、高い効率を実現する電流Ｉの範囲を増大させることを試みる。しかしながら、直流電圧指令値Ａを直流電圧指令値Ｃにすることで効率の最大値を所定値Ｉ１，Ｉ２の間に位置させることができたとしても、その両側の効率は大きく低下する。よって、高い効率を実現する電流Ｉの範囲を広げることは難しい（図４中の破線の参照）。

次に第２の制御においては、図５に例示するように、直流電圧指令値Ｄに基づく回路１の単独運転において、効率の最大値を採る電流Ｉの値たる所定値Ｉ１’は所定値Ｉ１よりも大きい。これは直流電圧指令値Ｄが直流電圧指令値Ａよりも大きいからである。また図５の例示では、所定値Ｉ１’における効率の最大値は図４に例示する所定値Ｉ１における効率の最大値よりも低い。

一方、直流電圧指令値Ｄに基づく回路１，２の協働運転において、効率の最大値を採る電流Ｉの値たる所定値Ｉ２’は所定値Ｉ２よりも小さい。これは直流電圧指令値Ｄが直流電圧指令値Ｂよりも小さいからである。また図５の例示では所定値Ｉ２’における効率の最大値は図４に例示する所定値Ｉ２における効率の最大値よりも低い。

したがって、たとえ電流Ｉ（或いはその平均）が比較的小さい範囲で回路１を単独で動作させ、電流Ｉ（或いはその平均）が比較的大きい範囲で回路１，２を協働して動作させたとしても、それぞれ直流電圧指令値Ａ，Ｂに基づいて回路１の単独運転及び回路１，２の協働運転を実行する場合と比して、高い効率を実現できる電流Ｉの範囲が小さい。これは、図４の例示において効率Ｅ１以上である電流Ｉの最小値Ｉｍｉｎと最大値Ｉｍａｘとの間の範囲と、図５の例示において効率Ｅ１以上である電流Ｉの最小値Ｉｍｉｎ’と最大値Ｉｍａｘ’との間の範囲とにおいて表現されている。

ここで、回路１の単独運転と、回路１，２の協働運転において共通の直流電圧指令値を採用しつつも、かかる直流電圧指令値を変更することで高い効率を実現できる電流Ｉの範囲を広げることを試みる。例えば回路１の単独運転において、効率の最大値を最も高くすべく、直流電圧指令値Ａを採用した場合、直流電圧指令値Ａに基づく回路１，２の協働運転において、効率の最大値を採る電流Ｉの値たる所定値Ｉ２’はさらに小さい値を採る。よって、高い効率を実現できる電流Ｉの範囲を広げることは難しい。また例えば回路１，２の協働運転において、効率の最大値を最も高くすべく、直流電圧指令値Ｂを採用した場合、直流電圧指令値Ｂに基づく回路１の単独運転において、効率の最大値を採る電流Ｉの値たる所定値Ｉ１’はさらに大きい値を採る。よって、高い効率を実現できる電流Ｉの範囲を広げることは難しい。

一方、本実施の形態によれば、回路１の単独運転における直流電圧指令値Ａと、回路１，２の協働運転における直流電圧指令値Ｂとをそれぞれ異なる値に設定している。よって、回路１の単独運転における効率と、回路１，２の協働運転における効率とを、それぞれ異なる直流電圧指令値に基づいて調整することができる。さらには、直流電圧指令値Ｂとして直流電圧指令値Ａよりも大きい値を採用することで、例えば第１の制御および第２の制御に比して、高い効率を実現できる電流Ｉの範囲を広げることができる。これにより、運転範囲を広げることができる（最大能力を向上することができる）。また効率を向上できるので、換言すれば、消費電力を低減することができる。

またリアクトルＬ１，Ｌ２、ダイオードＤ１，Ｄ２及びスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のデバイス特性を変えることなく効率を調整できるので、効率を最適化するに際して各デバイスを変える必要がない。よってコストを抑制できる。

なお、図５を参照して、電流Ｉ（或いはその平均）が所定値Ｉｒｅｆを超えたときに、直流電圧指令値を増大させて、回路１の単独運転から回路１，２の協働運転へと切り替えてもよい。所定値Ｉｒｅｆは、回路１の単独運転における電流と効率との第１関係と、回路１，２の協働運転における電流と効率との第２関係とのいずれにおいても同じ効率を与える。換言すれば所定値Ｉｒｅｆは第１関係及び第２関係の交点における電流値である。

これによって、最も効率が高くなるように、回路１の単独運転と回路１，２の協働運転とを選択することができる。

なお、本実施の形態では、回路１，２について説明したが、これに限らない。同様の構成を有する３つ以上の回路を設け、電流Ｉ（或いはその平均）を基準として、直流電圧指令値とともに動作させる回路の数を切り替えてもよい。

Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ リアクトル
ＬＨ１，ＬＨ２，ＬＬ 電源線
Ｓ１，Ｓ２ スイッチング素子

Claims (2)

1. 第１及び第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、
   第１及び第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）と、
   前記第１の入力端と前記第１の出力端との間を結ぶ第１の経路（ＬＨ１）と、
   前記第１の経路上に設けられた第１のリアクトル（Ｌ１）と、
   前記第１の経路上で、前記第１のリアクトルに対して前記第１の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第１のリアクトル側に向けて設けられる第１のダイオード（Ｄ１）と、
   前記第２の入力端と前記第２の出力端との間を結ぶ第３の経路（ＬＬ）と、
   前記第１のリアクトルと前記第１のダイオードとの間の点と、前記第３の経路との間に設けられた第１のスイッチング素子（Ｓ１）と、
   前記第１の入力端と前記第１の出力端との間を結び前記第１の経路とは異なる第２の経路（ＬＨ２）と、
   前記第２の経路上に設けられた第２のリアクトル（Ｌ２）と、
   前記第２の経路上で、前記第２のリアクトルに対して前記第１の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第２のリアクトル側に向けて設けられる第２のダイオード（Ｄ２）と、
   前記第２のリアクトルと前記第２のダイオードとの間の点と、前記第３の経路（ＬＬ）との間に設けられた第２のスイッチング素子（Ｓ２）と
   を備える、スイッチング電源回路の制御方法であって、
   第２のスイッチング素子を非導通に維持し、前記第１及び前記第２の出力端の間の電圧についての第１の直流電圧指令値に基づいて第１のスイッチング素子の導通／非導通を繰り返し切り替える第１工程と、
   前記第１及び前記第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）を流れる電流が所定値を超えたときに、前記第１の直流電圧指令値よりも大きい第２の直流電圧指令値に基づいて前記第１及び前記第２のスイッチング素子の導通／非導通を繰り返し切り替える第２工程と
   が実行される、スイッチング電源回路の制御方法。
2. 前記第１工程及び前記第２工程に先立って、
   前記第２のスイッチング素子（Ｓ２）を非導通に維持し、前記第１の直流電圧指令値に基づいて第１のスイッチング素子（Ｓ１）の導通／非導通を繰り返し切り替え、前記電流と前記スイッチング電源回路の効率との間の第１の関係を求める第３工程と、
   前記第２の直流電圧指令値に基づいて第１及び第２のスイッチング素子の導通／非導通を繰り返し切り替え、前記電流と前記スイッチング電源回路の効率との間の第２の関係を求める第４工程と
   が更に実行され、
   前記所定値として、前記第１関係と前記第２関係のいずれにおいても同じ前記効率を与える前記電流が採用される、請求項１記載のスイッチング電源回路の制御方法。

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