CN105612684A - 直流电源装置、电动机驱动装置、空调机以及冰箱 - Google Patents

直流电源装置、电动机驱动装置、空调机以及冰箱 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种直流电源装置，该直流电源装置具有：切换部（7），其由第一开关元件（4a）和第二开关元件（4b）构成；以及控制部（8），其对第一开关元件（4a）和第二开关元件（4b）的动作进行控制，其中，切换部（7）具有：导通占空比为第一值的第一模式；以及导通占空比为大于第一值的第二值的第二模式，控制部（8）在使切换部（7）从第一模式转移到第二模式的情况下，对切换部（7）进行控制以使得导通占空比成为第二值为止的时间为一定时间以上，在导通占空比成为第二值之后，进行控制以延长切换部（7）的动作周期。

Description

直流电源装置、电动机驱动装置、空调机以及冰箱
技术领域
本发明涉及直流电源装置、电动机驱动装置、空调机以及冰箱。
背景技术
示出了如下技术：与商用三相电源连接，将整流后的直流电压与基准值进行比较，使第一开关元件和第二开关元件动作或停止，由此来使200V和400V标准化(例如专利文献1)。此外，示出了如下技术：通过使第一开关元件和第二开关元件同时导通/断开，或者通过使同时导通的期间、仅一方导通的期间、同时导通的期间和仅另一方导通的期间连续，而在电抗器中蓄积能量，来进行升压(例如专利文献2)。
此外，示出了如下技术：对于商用单相电源，通过对串联连接的2个开关元件交替进行开关，对全波整流和倍压整流进行控制，能够控制成较宽的输出电压(例如专利文献3)。
并且，公开了如下技术：将由按各相插入的开关元件和电抗器构成的升压斩波部与多相电源的星形结线的中性点连接，使开关元件进行动作，由此来抑制谐波(例如专利文献4)。
此外，公开了：在电力转换装置中，为了抑制流向电容器的冲击电流(浪涌电流rushcurrent)，对晶闸管的导通角(firingangle)进行控制的技术(例如专利文献5)和随着时间的经过延长开关元件的导通时间的技术(例如专利文献6)。
专利文献1：日本特开2008-12586号公报
专利文献2：日本特开2009-50109号公报
专利文献3：日本特开2000-278955号公报
专利文献4：日本特开平6-253540号公报
专利文献5：日本特开2007-288968号公报
专利文献6：日本特开2010-213473号公报
发明内容
在专利文献1～4所记载的电力转换装置中，能够获得高于电源电压的输出电压，不过该输出电压都是通过由开关元件进行动作来获得的。然而，没有记载开关元件开始动作而产生冲击电流的抑制方法。
在专利文献5、6中公开了以下方法：通过晶闸管的导通角控制来限制初始充电电流或者通过随着时间的经过来延长开关元件的导通时间，由此抑制流向电容器的冲击电流。然而，专利文献5、6所记载的技术为流向电容器的初始充电的冲击电流的抑制方法，存在以下问题：无法抑制全波整流动作切换到倍压动作时、瞬间停电后恢复时等的冲击电流。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于获得一种能够抑制在开关元件的动作开始时产生冲击电流的直流电源装置。
为了解决上述问题、实现目的，本发明具有：切换部，其具有第一开关元件和第二开关元件，并具有：上述第一开关元件及上述第二开关元件的导通占空比为第一值的第一模式，上述第一开关元件及上述第二开关元件的导通占空比为大于上述第一值的第二值的第二模式；以及切换控制部，其在使上述切换部从上述第一模式转移到上述第二模式的情况下，对上述第一开关元件和上述第二开关元件进行控制以使得导通占空比成为上述第二值为止的时间为一定时间以上，在导通占空比成为上述第二值之后，进行控制以延长上述第一开关元件和上述第二开关元件的动作周期。
本发明涉及的直流电源装置、电动机驱动装置、空调机和冰箱能够起到抑制在开关元件的动作开始时产生冲击电流的效果。
附图说明
图1是表示实施方式1的直流电源装置的结构示例的电路框图。
图2是表示实施方式1的直流电源装置中的开关控制状态的一个示例的图。
图3是表示实施方式1的直流电源装置中的各动作模式的图。
图4是表示在升压模式下开始动作的前后的直流电压的一个示例的图。
图5是表示全波整流模式转移到升压模式时的导通占空比和直流电压的变化的一个示例的图。
图6是表示示出在起动时使导通占空比逐渐增加的动作的模拟结果的动作波形的一个示例的图。
图7是表示示出在起动时使开关频率变化的情况下的模拟结果的动作波形的一个示例的图。
图8是对图7的虚线部进行放大后的波形图。
图9是对使开关频率下降的情况进行了示意化的图。
图10是表示实施方式1的变形例的直流电源装置的结构示例的图。
图11是表示实施方式1的变形例的直流电源装置的结构示例的图。
图12是表示实施方式2的电动机驱动装置的结构示例的电路框图。
图13是表示实施方式3的空调机的结构示例的电路框图。
符号说明
1交流电源
2整流电路
3电抗器
4a、4c第一开关元件
4b、4d第二开关元件
5a第一防逆流元件
5b第二防逆流元件
5c、5d防逆流元件
6a、6d第一电容器
6b、6c第二电容器
7、7a切换部
8、8a控制部
9电源电压检测部
10直流电压检测部
11负载
30逆变器
31电动机
32电流检测器
33驱动控制部
41压缩机
42四通阀
43室外热交换器
44膨胀阀
45室内热交换器
46制冷剂配管
47压缩机构
50直流电源
51、53电容器
52电源电压检测器
100、100a、100b直流电源装置
具体实施方式
以下，根据附图详细说明本发明涉及的直流电源装置、电动机驱动装置、空调机以及冰箱。另外，本发明不限于该实施方式。
实施方式1
图1是表示本发明涉及的直流电源装置100的实施方式1的结构示例的电路框图。本实施方式的直流电源装置100为交流直流电力转换装置，将从交流电源1供给的三相交流转换为直流并供给到负载11。负载11只要是以直流进行电力消耗的负载，则可以为任何种类。这里，作为负载11，例如设想了对在应用制冷循环的设备中使用的压缩机的电动机进行驱动的逆变器负载等。作为应用制冷循环的设备，例如存在空调机、制冷机、洗涤干燥机、冰箱、除湿器、热泵式热水器、陈列柜等。负载11不限于应用制冷循环的设备的负载，也可以是吸尘器、风扇电动机或换气扇、干手器、电磁感应加热烹调器等中的负载。
直流电源装置100包括：对三相交流进行整流的整流电路(整流器)2；与整流电路2的输出侧连接的电抗器3；在连向负载11的输出端子间串联连接的第一电容器6a和第二电容器6b；有选择地对上述第一电容器6a和第二电容器6b中的一方或双方进行充电的切换部7；对切换部7进行控制的控制部(切换控制部)8；对三相交流的电压进行检测的电源电压检测部9；以及检测向负载11输出的直流电压的直流电压检测部10。第一电容器6a和第二电容器6b构成对电荷进行蓄积的电荷蓄积部。另外，虽然在图1所示的示例中示出了将电抗器3与整流电路2的输出侧连接的示例，但是也可以为连接于整流电路2的输入侧的结构。
整流电路2为将6个整流二极管进行全桥连接而成的三相全波整流电路。在图1所示的示例中，电源电压检测部9表示对从交流电源1供给的三相交流中的二相(这里，设为r相、s相)的线间电压进行检测的示例。
切换部7具有：对第二电容器6b的充电、不充电进行切换的第一开关元件4a；对第一电容器6b的充电、不充电进行切换的第二开关元件4b；防止第一电容器6a的充电电荷向第一开关元件4a逆流的第一防逆流元件5a；以及防止第二电容器6b的充电电荷向第二开关元件4b逆流的第二防逆流元件5b。
由第一开关元件4a和第二开关元件4b构成的串联电路的中点与由第一电容器6a和第二电容器6b构成的串联电路的中点200连接。第一电容器6a通过连接点201与第一开关元件4a的集电极连接，在第一开关元件4a的集电极和连接点201之间，朝向连接点201正向地连接有第一防逆流元件5a。第二电容器6b通过连接点202与第二开关元件4b的发射极连接，在第二开关元件4b的发射极和连接点202之间，朝向第二开关元件4b的发射极正向地连接有第二防逆流元件5b。
第一电容器6a和第二电容器6b的电容相同。此外，作为第一开关元件4a和第二开关元件4b，例如使用功率晶体管、功率MOSFET(MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)等半导体元件。
控制部8通过对第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通和断开进行控制(开关控制)，来对供给到负载11的直流电压进行控制。以下，参照图1～图3，对由该控制部8进行的第一开关元件4a和第二开关元件4b的开关控制进行说明。
图2是表示本实施方式的直流电源装置100中的开关控制状态的一个示例的图。另外，在图2中，为了对图进行简化，省略了各结构要素的符号。
图2的状态A表示第一开关元件4a和第二开关元件4b双方都被控制成断开(由控制部8控制成断开)的状态。在该状态下，对第一电容器6a和第二电容器6b进行充电。
图2的状态B表示第一开关元件4a被控制成导通(由控制部8控制成导通)，且第二开关元件4b被控制成断开的状态。在该状态下，仅对第二电容器6b进行充电。
图2的状态C表示第二开关元件4b被控制成导通，第一开关元件4a被控制成断开的状态。在该状态下，仅对第一电容器6a进行充电。
图2的状态D表示2个开关元件4a、4b双方都被控制成导通的短路状态。在该状态下，不对第一电容器6a和第二电容器6b双方进行充电。
在本实施方式中，通过对图2所示的各状态进行切换，控制供给到负载11的直流电压，同时抑制从交流电源1流出的电流急剧增大而成的冲击电流。
图3是表示本实施方式的直流电源装置100中的各动作模式的图。如图3所示，本实施方式的直流电源装置100具有使第一开关元件4a和第二开关元件4b为一直断开的控制状态的全波整流模式(第一模式)和对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制的升压模式(第二模式)作为动作模式。
作为升压模式，存在升压模式a、升压模式b、升压模式c这3种模式。在升压模式a下，第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比都为50％。在升压模式b下，第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比都小于50％。在升压模式c下，第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比大于50％。
在全波整流模式下，使第一开关元件4a和第二开关元件4b为一直断开的控制状态(图1的状态A)。因此，由整流电路2进行了全波整流而得到的电压为直流电源装置100的输出电压。
在升压模式a下，第一开关元件4a的导通定时和第二开关元件4b的断开定时几乎同时，第一开关元件4a的断开定时和第二开关元件4b的导通定时几乎同时。因此，在升压模式a下，图2所示的状态B和状态C轮流出现。此时的输出电压为全波整流模式下的输出电压的大致2倍。这样，升压模式a是输出电压为全波整流模式的大致2倍的倍压模式。
在升压模式b下，设置有第一开关元件4a和第二开关元件4b的一方导通的期间以及第一开关元件4a和第二开关元件4b都断开的同时断开期间。在升压模式b下，周期性反复进行图2所示的状态B→状态A→状态C→状态A的状态转换，此时的输出电压为全波整流模式时的输出电压与升压模式a(倍压模式)时的输出电压的中间电压。
在升压模式c下，设置有第一开关元件4a和第二开关元件4b的一方导通的期间和第一开关元件4a和第二开关元件4b都导通的同时导通期间。在升压模式c下，周期性反复进行图2所示的状态D→状态C→状态D→状态B的状态转换。在第一开关元件4a和第二开关元件4b都导通的期间(这里为状态D的期间)，能量蓄积在电抗器3中。此时的输出电压为升压模式a(倍压模式)时的输出电压以上的电压。
这样，在本实施方式中，通过使第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比变化，能够对供给到负载11的直流电压进行控制。
这里，在想要使用通过升压模式a供给的输出电压来作为输出电压的情况下，将以升压模式a(倍压模式)开始动作定义为开关动作的起动。起动前，设为一直断开的控制状态的全波整流模式，当为了以升压模式a进行动作而使开关动作起动时，从交流电源1流出冲击电流(浪涌电流)。
对冲击电流(浪涌电流)流动的结构进行说明。由直流电压检测部10检测出的电压，在起动前为全波整流模式的直流电压(例如，当将交流电源1的线间电压有效值设为Vs时，在直流电压检测部10中为)。在从该状态起动开关动作并开始升压模式a的动作后，由直流电压检测部10检测出的电压为倍压状态的直流电压(在直流电压检测部10中为)，直流电压为起动前的直流电压的2倍。
图4是表示以升压模式a开始动作的前后的直流电压的一个示例的图。图4的起动时刻表示开关元件从断开到导通的时刻、即升压模式a的动作开始的时刻。如图4所示，直流电压从起动时刻起急剧上升，收敛为倍压状态的电压。由于将第一电容器6a和第二电容器6b串联连接，所以在起动前，电容器6a和电容器6b分别分担图4所示的V1电压的1/2。在起动后，第一电容器6a和第二电容器6b交替地开始充电，向第一电容器6a充入V1，向第二电容器6b充入V1的总计V1×2(＝V2)的电压。所以，此时的V1/2到V1的充电造成冲击电流流过。
为了抑制上述的冲击电流，考虑有逐渐对第一电容器6a和第二电容器6b进行充电，或增大充电时的电流路径的阻抗来使冲击电流下降。然而，当增大阻抗时，损耗因所追加的阻抗而増加。在本实施方式中，为了不增加损耗地抑制冲击电流，将开关元件控制成逐渐对第一电容器6a和第二电容器6b进行充电。
在逐渐对第一电容器6a和第二电容器6b进行充电的情况下，如图5所示，考虑有逐渐使导通占空比为50％的方法。图5是表示全波整流模式转移到升压模式a时的导通占空比和直流电压的变化的一个示例的图。如图5所示，使导通占空比(例如，以使导通占空比的时间变化率为一定值以下的方式)逐渐増加。即，使导通占空比的状态从0％起变成50％的期间的时间(以下，称作导通占空比的上升时间(图5的T1))延长(使其为一定时间以上)。另外，虽然在图5的示例中，将导通占空比的斜率(导通占空比的时间变化率)控制为固定而呈线形増加，但是，导通占空比的増加的方法不限于该示例。例如，可以为如将导通占空比的上升时间分为两部分，在前半和后半改变斜率这样的増加方法，也可以为如仅导通占空比的上升时间(T1)的开始时刻、结束时刻使斜率平缓，且增大中央的斜率这样的S形曲线。
另外，起动时刻表示全波整流模式到升压模式a的转移时刻，但是在使导通占空比逐渐増加的情况下表示从全波整流模式向升压模式a转移的开始时刻、即导通占空比的上升时间的开始时刻。
虽然为了抑制输入电流的峰值，使导通占空比逐渐增加至50％即可，但是在该方法中，用于峰值抑制的自由度较低。这里所指的峰值抑制的自由度不仅是指抑制瞬时性的峰值，还指即使峰值在多个周期范围内持续的情况下也不仅是峰值，还减少产生峰值的周期等、根据峰值的出现形式来进行抑制的结果的动作的自由度。在本实施方式中，在开关控制的起动时，不仅使导通占空比逐渐增加至50％，还使开关频率也变化。由此，能够提高峰值抑制的自由度。
另外，当在开关元件导通/断开的动作中，将1次的导通期间和与该导通期间连续的1次的断开期间的组合设为1个周期(动作周期)时，1个周期为图3所示的箭头之间。将该1个周期设为Tr(秒)，将Tr的倒数定义为开关频率。在本实施方式中，也与导通占空比一起对该开关频率进行控制，由此抑制冲击电流。
图6是表示：示出在起动时使导通占空比逐渐增加的动作的模拟结果的动作波形的一个示例的图。图6为如图5所示以进行使导通占空比逐渐增加至50％的开关控制的条件实施了模拟的情况下的模拟结果。图6(a)为输入电流(从交流电源1流入整流器2的输入电流)，图6(b)为直流电压，图6(c)为输入电力(从交流电源1供给的输入电力)，图6(d)为开关元件4a和4b的导通/断开信号，图6(e)为表示开关频率的三角波信号，图6(f)为导通占空比。
在图6中，开关频率为电源周期的3倍，在起动的前后不改变开关频率。在利用该方法进行起动的情况下，随着导通占空比増加，输入电流的峰值也増加。直流电压(b)上升到倍压电平后，输入电流的峰值下降。由此可知，在上升至倍压电平为止的期间内，来自交流电源1的冲击电流増加，由此输入电流的峰值增加。
图7是表示作为在起动时使开关频率发生变化的情况下的模拟结果而得到的动作波形的一个示例的图。图7表示：自起动后与图6的情况同样使导通占空比从0％增加至50％，另外，在导通占空比成为50％后，使开关频率阶段性下降的情况下的模拟结果的动作波形图。图7的(a)～(f)表示的项目与图6相同。
图8是对图7的虚线部进行放大后的波形图。在图8中所示的箭头的定时使开关频率降低。即，如图8所示，在导通占空比成为50％之后，以5个阶段使开关频率降低。即，阶段性地延长动作周期。另外，在该模拟中，从图8的左方起第一个箭头处为10kHz→8kHz，然后按照8kHz→5kHz、5kHz→3kHz、3kHz→1kHz、1kHz→电源周期的3倍这样的变化，无疑不会因变化的幅度的不同而损害效果，其仅是一个示例而已。
在开关频率较高的情况下，虽然每单位时间的充电量(例如，1秒钟的充电量)与开关频率较低的情况没有区别，但是1次的充电时间缩短。这与交替地进行充电的循环数量増加的意思相同。因此，与延长时间的导通占空比的变化不同，通过使充电循环数量等效地增加来逐渐进行充电，所以如图7、8的模拟结果所示，能够抑制冲击电流。
图9是对使开关频率下降的情况进行了示意化的图。如图9所示，在从全波整流模式转移到升压模式a的情况下，在转移开始时，首先使导通占空比从0％增加至50％。然后，阶段性地降低开关频率。
虽然如图7和图8所示，在使开关频率下降的情况下，输入电流稍微增大，并产生冲击电流，但并不是如图6所示大幅度增大。由此可知，与不使开关频率下降的图6的示例相比，能够抑制冲击电流。并且，如果开关频率较图7的示例为高频，则利用使导通占空比逐渐增加而进行的冲击电流的抑制的效果大于图7的示例，能够抑制输入电流的峰值。这样，在改变导通占空比后，通过使开关频率下降，能够抑制输入电流的冲击电流。
此外，根据图7，在使开关频率下降时，输入电力不是恒定值，而是不断増加。因此，图7的模拟表示即使在输入电力増加的定时也能够抑制冲击电流，并揭示了即使在负载増加中也能够抑制冲击电流。此外，虽然在图7和图8中以5个阶段使开关频率变化，但是使开关频率变化的阶段数不限于5。通过使变化的次数増加，冲击电流的抑制效果提高。此外，不是使开关频率逐步变化，而是使开关频率本身线性变化并生成三角波，由此冲击电流能够无限接近零。例如，通过按三角波的每1个周期以能够开关频率的最小单位发生变化，而能够使开关频率线性变化。使开关频率下降的方法不限于这些示例，可以为在线性变化后逐步变化等，任何方法皆可。
在本实施方式中，从全波整流模式向升压模式a转移时，在使导通占空比变化后使开关频率下降。所以，与仅是使导通占空比变化的情况相比，能够进一步抑制冲击电流。此外，在本实施方式中，与不使开关频率下降的情况相比，通过使开关频率下降，能够抑制开关元件的损耗。因此，能够抑制开关元件的损耗的増加，并能够抑制起动时的冲击电流。此外，无疑具有以下的同等效果：即使在瞬间停电等装置停止后，再次起动的情况下，如果使用本实施方式的结构和动作，也能够抑制再次起动时的冲击电流。
在稳定状态即所谓使开关元件长时间动作的状态下，开关频率较低时能够减低开关元件4a和开关元件4b的开关损耗，此外，还能够减低由开关带来的噪声。在本实施方式中，由于在使导通占空比变化后使开关频率下降，所以能够减低开关损耗，并能提供高效的直流电源装置。
稳定状态下的开关频率优选为1kHz以下。然而，在使用宽禁带半导体作为开关元件的情况下，即使开关频率不为1kHz以下，也不会丧失本实施方式的效果。
此外，在从全波整流模式向升压模式b或升压模式c转移的情况下，也同样在使导通占空比变化后使开关频率下降，由此能够抑制冲击电流。
综上所述，本实施方式的直流电源装置能够维持由低速开关带来的低损耗开关的同时，升压至电源电压的2倍的直流电压，并且能够抑制开始开关元件的动作的起动时的冲击电流。
接着，对本实施方式的直流电源装置的变形例进行说明。图10是表示图1所示的直流电源装置100的变形例的直流电源装置100a的结构示例的图。对于具有与图1相同功能的结构要素标记与图1相同的符号，并省略重复的说明。图1所示的是从交流电源1向直流电源装置100输入三相交流，但图10所示的是从直流电源50向直流电源装置100a输入直流电压。直流电源装置100a与图1的直流电源装置100同样具有：电抗器3、第一电容器6a、第二电容器6b、切换部7、控制部8和直流电压检测部10。直流电源装置100a还具有：电容器51，其蓄积直流电源50的电力；以及电源电压检测器52，其对从直流电源50供给的直流电力的直流电压进行检测。
直流电源50为太阳光发电用的PV(PhotoVoltaic：光伏)面板或蓄电池、搭载于电动汽车或插入式混合动力汽车的蓄电池等，此外，还可以是未来实现了利用直流的输电和配电的情况下的系统电源。
在图1中，示出了输入三相交流的示例，但是，所输入的电力可以不是三相交流，即使在如图10所示从直流电源50输入直流电压的情况下，也与图1的直流电源装置100同样能够抑制冲击电流。图1的整流器2的输出侧为直流电压，图1的整流器2的输出侧与图10的来自直流电源50的输入相同。因此，上述的由图1的结构示例中的控制部8和切换部7进行的起动时的冲击电流抑制控制在图10的直流电源装置100a中也无疑能够适用。
图11是表示另一个变形例的直流电源装置100b的结构示例的图。图11所示的直流电源装置100b具有：整流电路2、电抗器3、具有第一开关元件4c和第二开关元件4d以及防逆流元件5c、5d的切换部7a、与第一开关元件4c串联连接的第一电容器6d、与第二开关元件4d串联连接的第二电容器6c、对切换部7a进行控制的控制部8a、电源电压检测部9、直流电压检测部10、以及与切换部7a并联连接并由来自切换部7a的输出进行充电且使输出电压稳定化的电容器53。
第一电容器6c和第二电容器6d的电容相同。此外，作为第一开关元件4c和第二开关元件4d，与第一开关元件4a和第二开关元件4b同样，能够使用功率晶体管、功率MOSFET、IGBT等半导体元件。
对直流电源装置100b的动作进行说明。当使第二开关元件4d断开且使第一开关元件4c导通时，第一电容器6d被充电，当使第一开关元件4c断开且使第二开关元件4d导通时，第二电容器6c被充电。因此，通过使第一开关元件4c和第二开关元件4d交替地导通，能够对第一电容器6d和第二电容器6c进行充电。控制部8a在从电源电压即直流电源50供给的直流电压为峰值电压的相位角度附近使第一开关元件4c或第二开关元件4d导通，由此对第一电容器6d、第二电容器6c进行充电。另外，这时能够通过第二防逆流元件5d来防止来自电容器53的逆流。通过在电源电压为峰值电压的相位角度附近进行充电，如果将直流电源50的峰值电压设为V1，则通过使第一开关元件4c和第二开关元件4d导通，成为与图4的全波整流相同的状态。
此外，当使第一开关元件4c和第二开关元件4d断开时，电荷从第一电容器6d和第二电容器6c被放电。此外，当使第一开关元件4c和第二开关元件4d断开时，第一电容器6d与第二电容器6c经由防逆流元件5c串联连接。其结果是，对电容器53施加将第一电容器6d的电压和第二电容器6c的电压相加所得的电压、即与图4的倍压整流V2相同的电压。
一般公知电荷从较高的电位移动到较低的电位。所以，在直流电源装置100b中，通过二极管5d防止了逆流。此外，如果使第一开关元件4c和第二开关元件4d同时导通，则能够实现短路状态、即与图2的D的状态相同的状态。
在图1中示出了对开关元件进行串联连接的结构，但是如图11所述，将开关元件和电容器串联连接之后再并联连接，换言之在对开关元件进行并联连接的结构中，也能够进行与图1的结构相同的动作。此外，在图11所示的直流电源装置100b中，如果将使第一开关元件4c和第二开关元件4d都断开的模式设为第一模式，则使第二开关元件4d导通且使第一开关元件4c断开的状态和使第二开关元件4d断开且使第一开关元件4c导通的状态交替轮流出现的第二模式的导通占空比较长。因此，在向导通占空比变长的模式转移的情况下，控制部8a进行控制以使得导通占空比变化、然后使开关频率下降，由此能够与图1的结构示例的情况同样地获得上述本实施方式的效果。
实施方式2
图12是表示本发明的实施方式2的电动机驱动装置的结构示例的电路框图。在图12中，对于进行与图1所示的电路结构相同的动作的结构要素标注与实施方式1相同的符号并适当省略其说明。图12所示的电动机驱动装置具有实施方式1的直流电源装置100。图1的负载11与图12的逆变器30和电动机31对应。逆变器30与由第一电容器6a和第二电容器6b构成的串联电路的两端连接。向逆变器30输入直流电压。
本实施方式的电动机驱动装置除了实施方式1的直流电源装置100以外，还具有电流检测器32(32a、32b)和驱动控制部33。电流检测器32对流过电动机31的电流进行检测。驱动控制部33基于由电流检测器32检测出的电流和由直流电压检测部10检测的直流电压，对逆变器30进行控制。
电动机31由逆变器30驱动控制。因此，电动机31的驱动动作范围根据输入到逆变器30的直流电压而发生变化。特别是，在电动机31为在转子中使用永久磁铁的电动机的情况下，该直流电流也对在转子中使用的永久磁铁的磁铁特性造成影响。
适用例如使用磁力较强的稀土类磁铁作为永久磁铁的永久磁铁电动机。由于稀土类磁铁的磁力较强，所以以较少的电流产生转矩。所以，稀土类磁铁适用于在需要节能的设备中使用的电动机31。然而，由于稀土类磁铁的材料是被称作稀土类元素的稀有金属，所以不易得到。在不使用稀土类磁铁而是使用磁力弱于稀土类磁铁的铁氧体等磁铁的永久磁铁电动机中，如果为相同的电流，则与使用稀土类磁铁的情况相比，输出转矩变小。所以，在使用磁力较弱的铁氧体等磁铁的永久磁铁电动机中，使电流増加了磁铁磁力的下降量来补偿转矩，或者因输出转矩与电流×绕组的匝数成比例，所以增加匝数来不增加电流地补偿输出转矩。如果使电流增加，则电动机31的铜损或逆变器30中的导通损耗増加。
为了避免损耗増加，在不使电流増加，而是增加匝数的情况下，与电动机31的转速相应的感应电压増加。由于逆变器30需要高于感应电压的直流电压，所以在使匝数増加的情况下，需要使直流电压上升。
因此，在本实施方式中，在电动机驱动装置中，作为向对电动机31进行驱动的逆变器30供给电力的电力转换装置，使用在实施方式1中所述的直流电源装置100。由此，能够向逆变器30供给全波整流状态、倍压整流状态等多种直流电压。所以，在使用不使用稀土类磁铁而増加匝数的电动机作为电动机31的情况下，能够供给适于电动机31的直流电压。因此，能够以不使不使用稀土类磁铁的电动机31的损耗増加的方式对电动机31进行驱动。
此外，通过使用实施方式1的直流电源装置100，与电动机31的动作状态(负载量)相应地对电动机31施加适当的电压，所以能够实现高效的驱动动作。具体而言，驱动控制部33基于由电流检测器32检测出的电流来掌握电动机31的动作状态，基于动作状态来对控制部8指示电压。控制部8对切换部7的模式(全波整流模式、升压模式a、升压模式b、升压模式c)进行选择以得到该指示的电压，在所选择出的模式下使切换部7动作。
特别是，在使用铁氧体磁铁等的磁力小于稀土类磁铁的磁铁的电动机31中，与动作状态相应地施加适当的电压，由此能够抑制损耗的増加并实现高效的驱动动作。因此，优选直流电源装置100作为对铁氧体磁铁等的永久磁铁电动机进行驱动的逆变器用的直流电源装置。
并且，通过将被称作超级结构造的MOSFET的MOSFET用于本实施方式的直流电源装置的元件(第一开关元件4a、第二开关元件4b、第一防逆流元件5a、第二防逆流元件5b、构成整流电路2的整流元件)、逆变器30的开关元件中的1个以上中，能够实现进一步的低损耗化，并能够提供高效的直流电源装置。另外，超级结构造是指具有深于普通的MOSFET的P层的构造，公知有通过使较深的P层与n层较宽地接触，虽然是低导通电阻但具有较高的电压耐力。
此外，本实施方式的直流电源装置的元件、逆变器30的开关元件中的1个以上，由GaN(氮化镓)或SiC(碳化硅)、金刚石等宽禁带半导体构成，也能够提供更低损耗的直流电源装置。并且，因使用宽禁带半导体而使耐电压性升高，容许电流密度也升高，所以能够实现MOSFET的小型化，能够实现组装了这些元件的半导体模块的小型化。由于耐热性较高，所以也能够实现散热器的散热片的小型化。并且，宽禁带半导体的耐力高于现有的硅(Si)半导体，优先对高电压化起作用，所以能构成低损耗且电压较高的直流电源装置或逆变器30，更进一步地发挥宽禁带半导体的特性。
如上所述，在本实施方式中，示出了将实施方式1的直流电源装置100应用于电动机驱动装置的示例。在本实施方式的电动机驱动装置中，能够与电动机31的结构(永久磁铁的种类，匝数等)和动作状态相应地适当控制向对电动机31进行驱动控制的逆变器30供给的电压。由此，在对使用铁氧体磁铁等的磁力小于稀土类磁铁的磁铁的电动机31进行驱动控制的情况下，也能够抑制损耗并实现高效的驱动动作。此外，如实施方式1中所述，能够抑制冲击电流。
实施方式3
图13是表示本发明的实施方式3的空调机的结构示例的电路框图。本实施方式的空调机具有实施方式2中所述的电动机驱动装置。本实施方式的空调机具有：内置有实施方式2的电动机31的压缩机41、四通阀42、室外热交换器43、膨胀阀44、室内热交换器45经由制冷剂配管46而组装成的制冷循环，并构成分离式空调机。
在压缩机41内部设置有对制冷剂进行压缩的压缩机构47和使其动作的电动机31，构成有通过使制冷剂从压缩机41在热交换器43和热交换器45之间循环而进行制冷和制暖等的制冷循环。图13所示的电路框图不仅适用于空调机，也能够适用于冰箱、制冷机等具有制冷循环的设备。
在通过制冷循环进行制冷、加热的空调机中，在室内温度接近于由使用者设定的设定温度后成为稳定状态，逆变器30进行动作使得搭载于压缩机41的电动机31以低速旋转。因此，由于在空调机中长时间持续低速旋转，所以低速运转时的效率改善对节能化有较大贡献。因此，为了减少电流而采用了使用稀土类磁铁或匝数被増加的磁力较弱的永久磁铁的电动机作为电动机31时，有助于节能。
本实施方式的空调机如实施方式2中所述，即使不使用作为稀有金属的稀土类磁铁，也能够高效地对匝数被増加且使用磁力较弱的永久磁铁的电动机31进行驱动控制。所以，在采用了匝数被増加且使用磁力较弱的永久磁铁的电动机31的情况下也能够实现节能。
特别是，当在如冰箱这样24小时一直运转的设备中应用实施方式2的电动机驱动装置时，低速旋转中的低电流状态下的运转较长，所以通过匝数被増加且使用铁氧体磁铁等的电动机31，能够实现低成本且节能化。
综上所述，本发明涉及的直流电源装置能够在适用于以直流进行电力消耗的负载的、电源装置中应用。特别是，能够用作需要直流电源装置的逆变器的电源装置，除了应用于对永久磁铁电动机进行驱动的逆变器来实现节能以外，还能够不使用含有稀有金属的稀土类磁铁来构成廉价且节能性较高的电动机驱动装置，由此除了能够应用于空调机和制冷机、洗涤干燥机以外还能够应用于冰箱、除湿器、热泵式热水器、陈列柜、吸尘器等所有家用电器，也能够应用于风扇电动机或换气扇、干手器、电磁感应加热烹调器等。

Claims (15)

1.一种直流电源装置，其特征在于，包括：
切换部，其具有第一开关元件和第二开关元件，并具有：所述第一开关元件及所述第二开关元件的导通占空比为第一值的第一模式，所述第一开关元件及所述第二开关元件的导通占空比为大于所述第一值的第二值的第二模式；以及
切换控制部，其在使所述切换部从所述第一模式转移到所述第二模式的情况下，对所述第一开关元件和所述第二开关元件进行控制以使得导通占空比成为所述第二值为止的时间为一定时间以上，在导通占空比成为所述第二值之后，进行控制以延长所述第一开关元件和所述第二开关元件的动作周期。
2.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，包括：
电荷蓄积部，其由第一电容器和第二电容器构成，
所述切换部具有防逆流元件，其抑制来自所述电荷蓄积部的电荷的逆流，
所述第一开关元件和所述第二开关元件之间的中点与所述第一电容器和所述第二电容器之间的中点连接。
3.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，包括：
电荷蓄积部，其由第一电容器和第二电容器构成，
所述切换部具有防逆流元件，其抑制来自所述电荷蓄积部的电荷的逆流，
所述第一开关元件和所述第二电容器之间的中点与所述第一电容器和所述第二开关元件之间的中点经由二极管连接。
4.根据权利要求2或3所述的直流电源装置，其特征在于：
所述防逆流元件由宽禁带半导体形成。
5.根据权利要求4所述的直流电源装置，其特征在于：
所述宽禁带半导体为碳化硅、氮化镓类材料或金刚石。
6.根据权利要求1至3中的任一项所述的直流电源装置，其特征在于：
将所述第一值设为0%，将所述第二值设为50%。
7.根据权利要求1至6中的任一项所述的直流电源装置，其特征在于：
所述第一开关元件和所述第二开关元件中的至少1个由宽禁带半导体形成。
8.根据权利要求1至7中的任一项所述的直流电源装置，其特征在于，包括：
整流电路，其与交流电源连接，
构成所述整流电路的整流元件由宽禁带半导体形成。
9.一种电动机驱动装置，其对电动机进行驱动，其特征在于，包括：
权利要求1至8中的任一项所述的直流电源装置；
逆变器，其使用从所述直流电源装置供给的直流电流，对所述电动机进行控制；
电流检测部，其对在所述电动机中流过的电流进行检测；以及
驱动控制部，其基于由所述电流检测部检测出的电流，对所述逆变器进行控制。
10.根据权利要求9所述的电动机驱动装置，其特征在于：
所述驱动控制部基于所述电动机的负载量来确定向所述逆变器供给的直流电流的电压，向所述直流电源装置指示所确定的所述电压，
所述直流电源装置基于来自所述驱动控制部的指示，对向所述逆变器供给的直流电流的电压进行控制。
11.根据权利要求9或10所述的电动机驱动装置，其特征在于：
所述电动机具有由稀土类元素以外构成的永久磁铁。
12.根据权利要求9至11中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于：
构成所述逆变器的开关元件由宽禁带半导体形成。
13.根据权利要求12所述的电动机驱动装置，其特征在于：
所述宽禁带半导体为碳化硅、氮化镓类材料或金刚石。
14.一种空调机，其特征在于，包括：
权利要求9至13中的任一项所述的电动机驱动装置；以及
压缩机，其具有由所述电动机驱动装置驱动的电动机。
15.一种冰箱，其特征在于，包括：
权利要求9至13中的任一项所述的电动机驱动装置；以及
压缩机，其具有由所述电动机驱动装置驱动的电动机。
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