JP6009559B2 - 作業機械及びその制御方法 - Google Patents

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Description

本発明は、蓄電装置の充放電を制御する作業機械及びその制御方法に関する。
ハイブリッド型ショベル等のハイブリッド型作業機械には、電気負荷を駆動するための電源装置として、蓄電装置が設けられる。蓄電装置は、電力を蓄積しておくための蓄電部と昇降圧コンバータとを含んでいる。昇降圧コンバータは、蓄電部からの電力を電気負荷に供給し、あるいは発電機等の電気負荷からの電力を蓄電部に供給するためのＤＣバスの電圧（ＤＣバス電圧）を制御する。
ＤＣバスを流れる電流量は外乱の影響を受ける。外乱とは、例えば、電気負荷の影響でＤＣバス電圧が変動することである。外乱があるとＤＣバス電圧が変動し、したがってＤＣバスを流れる電流量が変動する。通常、ＤＣバス電圧が目標電圧となるように制御が行なわれ、電流がＤＣバスから電気負荷に流れるように、或いは、電気負荷（発電機）の発電による電流がＤＣバスを介して蓄電部に流れるように制御する。
外乱はＤＣバス電圧に対してノイズとして作用するので、外乱の影響を除去することが望ましい。ここで、ハイブリッド型ショベルの電気系におけるノイズの影響によるＣＰＵの誤動を防止する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１０−２００４５７号公報
ショベル、ホイルローダ等の作業機械は、前後進だけでなく種々の作業を実行できるように構成されている。したがって、そのサイズの増大は、周辺物体との接触を回避するための様々な制限が加わることから、作業性の低下をもたらし得る。特に、ショベル等の旋回機能を備える作業機械における旋回体のサイズの増大は、作業性の著しい低下をもたらし得る。
その一方、蓄電装置、ＤＣバス等の電気機器は、ハイブリッド型の作業機械を実現するために近年新たに追加された機器であり、従来の油圧駆動型の作業機械には搭載されてない。
そのため、新たに追加される機器のサイズは、できるだけ小さいものであることが望ましく、ＤＣバスを構成するコンデンサのサイズもできるだけ小さいものであることが望ましい。
しかしながら、コンデンサのサイズを小さくすると、そのコンデンサの容量も小さくなるため、ＤＣバスの電圧が変動し易くなる。この場合、昇降圧コンバータの制御性が悪ければ、ＤＣバスの電圧値が上限値を超えてしまい、電圧異常を引き起こし、ひいては、作業の中断や遅延を引き起こすおそれがある。
本発明は上述の問題点に鑑みなされたものであり、昇降圧コンバータの制御性を高めることのできる作業機械及びその制御方法を提供することを目的とする。
本発明の一実施態様によれば、蓄電器の充放電電圧を制御して、電動機へ電力を供給する作業機械であって、前記蓄電器を充放電制御する電圧変換回路と、前記電圧変換回路の制御ループに組み込まれた外乱推定器とを有し、前記外乱推定器は、外乱の影響を受ける電流量を外乱補正指令値として算出し、該外乱補正指令値を前記制御ループに対して与えることを特徴とする作業機械が提供される。
また、本発明の一実施態様によれば、蓄電器の充放電電圧を制御して、電動機へ電力を供給する作業機械の制御方法であって、電圧変換回路が前記蓄電器を充放電制御するステップと、前記電圧変換回路の制御ループに組み込まれた外乱推定器が、外乱の影響を受ける電流量を外乱補正指令値として算出し、該外乱補正指令値を前記制御ループに対して与えるステップとを有する、作業機械の制御方法が提供される。
本発明によれば、外乱推定器で算出した外乱成分に基づいて生成した外乱補正指令値を昇降圧コンバータの電圧指令値に与えて、昇降圧コンバータへの外乱の影響を排除し、昇降圧コンバータの制御性を高めることができる。
本発明の第１実施形態による充放電制御装置のブロック図である。 外乱オブザーバの効果を説明する図である。 本発明の第２実施形態による充放電制御装置のブロック図である。 ハイブリッド型ショベルの側面図である。 ハイブリッド型ショベルの駆動系の構成を示すブロック図である。 蓄電系の回路図である。
次に、実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１は本発明の第１実施形態による充放電制御装置のブロック図である。充放電制御装置２００は、蓄電器としてのキャパシタ４００からＤＣバス５００に流れる電流を制御してＤＣバス５００の電圧を制御する装置である。
充放電制御装置２００は、昇降圧コンバータ３００（以下、コンバータ３００と称する。）と、コンバータ３００に与える操作指令を生成する操作指令生成部６００とを有する。
コンバータ３００は、キャパシタ４００の充放電電圧を電圧変換する電圧変換回路である。コンバータ３００は、ＤＣ電圧を変換するためのスイッチング回路であり、スイッチング素子である昇圧用ＩＧＢＴ３０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ３０２Ｂを有している。昇圧用ＩＧＢＴ３０２Ａと降圧用ＩＧＢＴ３０２Ｂとの間にリアクトル３０１の一端が接続され、リアクトル３０１の他端は蓄電器であるキャパシタ４００の電極に接続される。リアクトル３０１は、昇圧用ＩＧＢＴ３０２Ａのオン／オフに伴って生じる誘導起電力をＤＣバス５００に供給するために設けられている。
昇圧用ＩＧＢＴ３０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ３０２Ｂは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）をゲート部に組み込んだバイポーラトランジスタで構成され、大電力の高速スイッチングが可能な半導体素子（スイッチング素子）である。昇圧用ＩＧＢＴ３０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ３０２Ｂは、操作指令生成部６００により、ゲート端子にＰＷＭ電圧が印加されることによって駆動される。昇圧用ＩＧＢＴ３０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ３０２Ｂには、整流素子であるダイオード３０２ａ及び３０２ｂがそれぞれ並列接続される。なお、コンバータ３００が生成する電流ｉは電流計３０３により検出される。
コンバータ３００の出力端子はＤＣバス５００の入力端子に接続され、コンバータ３００で生成した電流ｉがＤＣバス５００に流れる。これにより、ＤＣバス５００に電圧（ＤＣバス電圧）が発生する。ＤＣバス５００にはＤＣバス電圧ＶＤＣを検出する電圧計５１０が設けられている。ＤＣバス５００には電動モータ（電動機）等の負荷が接続されており、ＤＣバス５００から供給される電流により負荷は駆動される。コンバータ３００は、ＤＣバス５００の電圧が一定電圧になるようにキャパシタ４００を充放電制御する。図１ではＤＣバス５００に接続される電動モータ等を負荷５２０として表している。そして、負荷５２０としての電動モータの力行時にＤＣバス５００から電動モータに供給される電力、電動モータの回生時に電動モータからＤＣバス５００へ供給される電力等が、コンバータ３００による充放電制御に対する外乱となる。
キャパシタ４００は、起電力（電圧）Ｖと、内部抵抗Ｒｃａｐと、静電容量Ｃｃａｐとを有している。また、キャパシタ４００の端子間に電圧計４１０が接続され、キャパシタ電圧Ｖｃａｐを電圧計４１０により検出することができる。
キャパシタ４００は多数のキャパシタセルが接続されて構成されており、各セル群の電圧を均等化するための均等化回路がキャパシタ４００の内部に設けられている。この均等化回路が行なう均等化制御は、キャパシタ４００にとって負荷となる。キャパシタ４００に対する負荷は、均等化制御のみではなく他の要因による負荷がある。なお、図１では、キャパシタ４００に対する負荷を、キャパシタ４００の電極間に接続された負荷４２０として表している。
ここで、コンバータ３００の出力端子である正極端子と負極端子との間に、平滑用のコンデンサ３０４が接続される。コンデンサ３０４は、ＤＣバス電圧を平滑化するための蓄電素子である。この平滑用コンデンサ３０４によって、ＤＣバス５００の電圧は予め定められた電圧に維持される。
このように、充放電制御装置２００は、ＤＣバス５００に蓄電部としてのコンデンサ３０４を備えることで、負荷５２０の回生時に負荷５２０からＤＣバス５００へ電力が供給されても、ＤＣバス５００の電圧を平滑化することができる。その結果、ＤＣバス５００の電圧上昇を抑制することができる。
ところが、コンデンサ３０４を小型化するとその容量が小さくなってしまう。この場合、充放電制御装置２００は、負荷５２０の回生時に負荷５２０からＤＣバス５００へ供給される電力の影響を受け易くなる。つまり、負荷５２０が外乱となってしまい、負荷５２０の状態に応じてＤＣバス５００の電圧が変動してしまう。このため、本実施形態では、充放電制御装置２００に操作指令生成部６００を設け、外乱の影響を低減できるようにする。
操作指令生成部６００は、コンバータ３００に操作指令を供給してコンバータ３００を駆動させるために設けられる。具体的には、操作指令生成部６００が出力する操作指令は、昇圧用ＩＧＢＴ３０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ３０２Ｂのゲート端子に印加するＰＷＭ電圧である。このＰＷＭ電圧がゲート端子に印加されることで、昇圧用ＩＧＢＴ３０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ３０２Ｂは駆動され、電流ｉが流れる。
操作指令生成部６００は、ＰＩ制御器６１０とコンバータ制御器６２０とを含む。ＰＩ制御器６１０は、入力された目標ＤＣバス電圧に基づいて一次操作指令を生成し、コンバータ制御器６２０に供給する。一次操作指令はコンバータ３００に印加するＤＣ電圧のデューティを表す指令値である。
コンバータ制御器６２０は、ＰＩ制御器６１０から供給される一次操作指令（デューティ指令）に基づいて最終的な操作指令を生成し、コンバータ３００に供給する。コンバータ３００は操作指令に基づいてキャパシタ電流ｉを生成し、ＤＣバス５００に供給する。これによりＤＣバス５００のＤＣバス電圧ＶＤＣが発生する。このＤＣバス電圧ＶＤＣはＰＩ制御器６１０に入力される目標ＤＣバス電圧ＶＤＣＴにフィードバックされる。すなわち、目標ＤＣバス電圧ＶＤＣＴから、ＤＣバス５００で検出されたＤＣバス電圧ＶＤＣが減算され、これがＰＩ制御器６１０に入力される。
以上のように、目標ＤＣバス電圧ＶＤＣＴが、ＰＩ制御器６１０からコンバータ制御器６２０を通って操作指令とてしてコンバータ３００に供給され、ＤＣバス５００のＤＣバス電圧ＶＤＣが目標ＤＣバス電圧ＶＤＣＴに戻るという制御ループが形成されている。
本実施形態では、以上の構成に対して外乱補償器６３０が付加される。外乱補償器６３０は、ＰＩ制御器６１０から出力される一次操作指令を補正するための外乱補正指令値を生成し出力する。外乱補正指令値は、ＤＣバス電圧ＶＤＣを生成する際に外乱の影響による電圧を補正するための指令値であり、ＰＩ制御器６１０から出力される一次操作指令に加算されることで、一次操作指令が補正される。この補正された一次操作指令がコンバータ制御器６２０に入力される。
外乱補償器６３０は、外乱の影響による電流変化を推定演算により求める。外乱の影響とは、キャパシタ４００に対する負荷４２０に起因したキャパシタ電流ｉの変化と、ＤＣバス５００に対する負荷５２０に起因したキャパシタ電流ｉの変化を含んでいる。外乱補償器６３０で行なわれる推定演算について以下に説明する。なお、外乱補償器６３０は、外乱の推定演算を行なう外乱推定器に相当する。
まず、キャパシタ４００が放電する際（ＤＣバス電圧ＶＤＣを昇圧する際）の、外乱の推定演算について説明する。
コンバータ３００の出力電圧を昇圧する際に、昇圧用ＩＧＢＴ３０２Ａの一回のスイッチングで変化する電流ｉの増分は、以下の式（１）で求められる。
Figure 0006009559
 ここで、ｆはスイッチング周波数［Ｈｚ］、Ｌはリアクトル［Ｈ］、ＶＤＣはＤＣバス電圧［Ｖ］、Ｖｃａｐはキャパシタ電圧［Ｖ］、dutyは一次操作指令［％］を表している。スイッチング周波数ｆ［Ｈｚ］及びリアクトルＬ［Ｈ］は既知の値である。また、ＤＣバス電圧ＶＤＣ［Ｖ］は電圧計５１０の検出値であり、キャパシタ電圧Ｖｃａｐ［Ｖ］も電圧計４１０の検出値である。
ＤＣバス電圧ＶＤＣの外乱成分（振動成分）をＡとすると、電圧計５１０で検出したＤＣバス電圧ＶＤＣは、ＶＤＣ＝ＶＤＣＲ＋Ａである。ＶＤＣＲはＤＣバス電圧の目標電圧値であり、理想電圧値である。また、キャパシタ電圧Ｖｃａｐの外乱成分（振動成分）をＢとすると、電圧計４１０で検出したキャパシタ電圧Ｖｃａｐは、Ｖｃａｐ＝Ｖｃａｐｉ＋Ｂである。Ｖｃａｐｉは、電流ｉが流れたときの理想電圧値である。
したがって、式（１）は以下のように式（２）で表される。
Figure 0006009559
 そして、式（２）が式（１）となるようなdutyを算出すると、以下の式（３）が求められる。
Figure 0006009559
 式（３）の右辺の第２項目が外乱によるキャパシタ電流ｉの変化分に相当する。そこで、式（３）の右辺の第２項目を外乱補正指令値として算出し、求めた外乱補正指令値を、ＰＩ制御器６１０から出力される一次操作指令に加算することで、一次操作指令を補正する。
キャパシタ４００を充電する際（ＤＣバス電圧ＶＤＣを降圧する際）の、外乱の推定演算は、上述の推定演算と同様に以下の式（４）〜（６）により行なうことができる。
コンバータ３００の出力電圧を降圧する際に、降圧用ＩＧＢＴ３０２Ｂの一回のスイッチングで変化する電流ｉの減分は、以下の式（４）で求められる。
Figure 0006009559
 ＤＣバス電圧ＶＤＣの外乱成分（振動成分）をＡとし、キャパシタ電圧Ｖｃａｐの外乱成分（振動成分）をＢとすると、式（４）は以下のように式（５）で表される。
Figure 0006009559
 そして、式（５）が式（４）となるようなdutyを算出すると、以下の式（６）が求められる。
Figure 0006009559
 式（６）の右辺の第２項目が外乱による変化分に相当する。そこで、式（６）の右辺の第２項目を外乱補正指令値として算出し、算出した外乱補正指令値を、ＰＩ制御器６１０から出力される一次操作指令に加算することで、一次操作指令を補正する。
以上のように、外乱補償器６３０は、キャパシタ電圧Ｖｃａｐと、ＤＣバス電圧ＶＤＣと一次操作指令とから、外乱補正指令値を推定演算により算出する。したがって、外乱補償器６３０は、キャパシタ電流ｉに対する外乱を推定演算で求めているのであり、いわゆる外乱オブザーバとして機能する。
以上のように算出した、外乱補正指令値により一次操作指令を補正することで、予め外乱を考慮した補正後の一次操作指令を生成する。すなわち、キャパシタ電圧ＶｃａｐとＤＣバス電圧ＶＤＣの外乱成分とから、キャパシタ電流ｉの発振を抑えるような外乱補正指令値を算出し、これを一次操作指令に加えて補正後の一次操作指令とする。したがって、外乱による制御発振（電流ｉの発振）が抑制されるため、コンバータ３００の制御性が向上する。また、制御における異常の発生が防止される。さらに、コンバータ３００に対して過大な負荷がかからないので、コンバータ３００の劣化が抑制され、寿命を縮めることが無くなる。
また、外乱補償器６３０により算出した外乱補正指令値を一次操作指令に加えるだけの制御によって外乱の影響を抑制するので、既存のフィードバック制御におけるフィードバックループを変更する必要がなく、複雑な制御を行なわずに外乱による影響を除去することができる。
図２は、外乱オブザーバによる効果を説明する図である。具体的には、図２上段が外乱の一例としての負荷５２０（電動モータ）の出力の時間的推移を示し、図２中段がＤＣバス電圧ＶＤＣの時間的推移を示し、図２下段がキャパシタ電流ｉの時間的推移を示す。また、実線で示す推移は、外乱オブザーバとしての外乱補償器６３０を用いた場合の推移を示し、点線で示す推移は、外乱補償器６３０を用いない場合の推移を示す。
図２に示すように、外乱補償器６３０を用いた場合には、電動モータの出力（回生電力）がステップ状に増加したときのキャパシタ電流の立ち上がりは、外乱補償器６３０を用いない場合のキャパシタ電流の立ち上がりよりも速い。なお、ここでは、キャパシタ電流は、ＤＣバス５００からキャパシタ４００に流れる電流である。その結果、外乱補償器６３０を用いた場合のＤＣバス電圧の変動は、外乱補償器６３０を用いない場合に比べて小さく、外乱補償器６３０を用いない場合のように上限値を超えることはない。また、外乱補償器６３０を用いた場合のＤＣバス電圧の変動は、外乱補償器６３０を用いない場合に比べて、変動が生じた後の目標ＤＣバス電圧への復帰も早い。
以上の構成により、外乱補償器６３０は、コンバータ３００への外乱の影響を抑制或いは排除することによって、コンバータ３００の制御性を向上させることができる。
次に、本発明の第２実施形態による充放電制御装置２００Ａについて説明する。
上述の第１実施形態における操作指令生成部６００では、入力された目標ＤＣバス電圧ＶＤＣＴに基づいてＰＩ制御器６１０が一次操作指令を生成し、これを外乱補償器６３０からの外乱補正指令値で補正して、コンバータ制御器６２０に供給する。すなわち、目標ＤＣバス電圧ＶＤＣＴが、ＰＩ制御器６１０からコンバータ制御器６２０を通って操作指令（電圧値）とてしてコンバータ３００に供給され、ＤＣバス５００のＤＣバス電圧ＶＤＣが目標ＤＣバス電圧ＶＤＣＴにフィードバックされるという制御ループ（電圧ループと称する）が形成されている。
本発明の第２実施形態では、目標ＤＣバス電圧ＶＤＣＴから一次操作指令（電流指令）を生成し、この電流指令をキャパシタ電流Ｉｃａｐで補正し、補正後の電流指令から二次操作指令（電圧値）を生成し、この二次操作指令をさらに外乱補償値で補正してからコンバータ制御器６２０に供給する。
図３は本発明の第２実施形態による充放電制御装置２００Ａのブロック図である。図３において、図１に示す構成部品と同等な部品には同じ符号を付し、その説明は省略する。充放電制御装置２００Ａは、上述の充放電制御装置２００と同様に、蓄電器としてのキャパシタ４００からＤＣバス５００に流れる電流を制御してＤＣバス５００の電圧を制御する装置である。
本実施形態では、キャパシタ４００からコンバータ３００に流れる電流（キャパシタ電流Ｉｃａｐ）を検出する電流計４３０が、キャパシタ４００とコンバータ３００のリアクトル３０１との間に設けられる。後述のように、電流計４３０で検出したキャパシタ電流Ｉｃａｐにより電流指令を補正する。
本実施形態による操作指令生成部６００Ａは、コンバータ３００に操作指令を供給してコンバータ３００を駆動させるために設けられる。具体的には、操作指令生成部６００Ａが出力する操作指令は、昇圧用ＩＧＢＴ３０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ３０２Ｂのゲート端子に印加するＰＷＭ電圧である。このＰＷＭ電圧がゲート端子に印加されることで、昇圧用ＩＧＢＴ３０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ３０２Ｂは駆動され、電流ｉが流れる。
操作指令生成部６００Ａは、ＰＩ制御器６１０Ａと、コンバータ制御器６２０と、外乱補償器６３０と、制御器６４０とを含む。ＰＩ制御器６１０Ａは、入力された目標ＤＣバス電圧に基づいて電流指令を生成し出力する。ＰＩ制御器６１０Ａから出力された電流指令から、電流計４３０で検出したキャパシタ電流Ｉｃａｐが減算され、電流補正が行なわれる。電流補正が行なわれた電流指令は、制御器６４０に供給される。制御器６４０は、電流補正された電流指令から二次操作指令を生成し出力する。
本実施形態では、制御器６４０から出力された二次操作指令に対して、外乱補償器６３０からの外乱補償値が加算されることで、二次操作指令が補正される。この補正された二次操作指令がコンバータ制御器６２０に入力される。
以上のように、本実施形態では、第１実施形態における制御ループ（電圧ループ）に対して、電流計４３０で検出したキャパシタ電流Ｉｃａｐを電流指令にフィードバックする制御ループ（電流ループ）が加えられたものである。
上述の第１及び第２実施形態による充放電制御装置２００、２００Ａは、例えばショベルの蓄電装置に適用することができる。
図４は本発明による充放電制御装置が適用可能なショベルの一例であるハイブリッド型ショベルの側面図である。
図４に示すハイブリッド型ショベルの下部走行体１には、旋回機構２を介して上部旋回体３が搭載されている。上部旋回体３には、ブーム４が取り付けられている。ブーム４の先端に、アーム５が取り付けられ、アーム５の先端にバケット６が取り付けられている。ブーム４、アーム５及びバケット６は、ブームシリンダ７、アームシリンダ８、及びバケットシリンダ９によりそれぞれ油圧駆動される。上部旋回体３には、キャビン１０が設けられ、且つエンジン等の動力源が搭載される。
図５は、図４に示すハイブリッド型ショベルの駆動系の構成を示すブロック図である。図５において、機械的動力系は二重線、高圧油圧ラインは太実線、パイロットラインは破線、電気駆動・制御系は細実線でそれぞれ示されている。
機械式駆動部としてのエンジン１１と、アシスト駆動部としての電動発電機１２は、変速機１３の２つの入力軸にそれぞれ接続されている。変速機１３の出力軸には、油圧ポンプとしてメインポンプ１４及びパイロットポンプ１５が接続されている。メインポンプ１４には、高圧油圧ライン１６を介してコントロールバルブ１７が接続されている。
コントロールバルブ１７は、ハイブリッド型ショベルにおける油圧系の制御を行う制御装置である。下部走行体１用の油圧モータ１Ａ（右用）及び１Ｂ（左用）、ブームシリンダ７、アームシリンダ８、及びバケットシリンダ９は、高圧油圧ラインを介してコントロールバルブ１７に接続される。
電動発電機１２には、インバータ１８Ａを介して、蓄電器を含む蓄電系１２０が接続される。また、パイロットポンプ１５には、パイロットライン２５を介して操作装置２６が接続される。操作装置２６は、レバー２６Ａ、レバー２６Ｂ、ペダル２６Ｃを含む。レバー２６Ａ、レバー２６Ｂ、及びペダル２６Ｃは、油圧ライン２７及び２８を介して、コントロールバルブ１７及び圧力センサ２９にそれぞれ接続される。圧力センサ２９は、電気系の駆動制御を行うコントローラ３０に接続されている。
図４に示すハイブリッド型ショベルには、旋回機構２を電動にした電動式旋回装置が搭載されている。すなわち、旋回機構２を駆動するために旋回用電動機２１が設けられている。電動作業要素としての旋回用電動機２１は、インバータ２０を介して蓄電系１２０に接続されている。旋回用電動機２１の回転軸２１Ａには、レゾルバ２２、メカニカルブレーキ２３、及び旋回変速機２４が接続される。旋回用電動機２１と、インバータ２０と、レゾルバ２２と、メカニカルブレーキ２３と、旋回変速機２４とで負荷駆動系が構成される。また、旋回機構２と、旋回機構２を駆動するための旋回用電動機２１と、旋回用電動機２１に電力を供給するインバータ２０と、インバータの駆動を制御するコントローラ３０とで、電動式旋回装置が構成される。
コントローラ３０は、ハイブリッド型ショベルの駆動制御を行う主制御部としての制御装置である。コントローラ３０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）及び内部メモリを含む演算処理装置で構成され、ＣＰＵが内部メモリに格納された駆動制御用のプログラムを実行することにより実現される装置である。
コントローラ３０は、圧力センサ２９から供給される信号を速度指令に変換し、旋回用電動機２１の駆動制御を行う。圧力センサ２９から供給される信号は、旋回機構２を旋回させるために操作装置２６を操作した場合の操作量を表す信号に相当する。
コントローラ３０は、電動発電機１２の運転制御（電動（アシスト）運転又は発電運転の切り替え）を行うとともに、昇降圧制御部としての昇降圧コンバータ１００（図６参照）を駆動制御することによるキャパシタ１９の充放電制御を行う。コントローラ３０は、キャパシタ１９の充電状態、電動発電機１２の運転状態（電動（アシスト）運転又は発電運転）、及び旋回用電動機２１の運転状態（力行運転又は回生運転）に基づいて、昇降圧コンバータ１００の昇圧動作と降圧動作の切替制御を行い、これによりキャパシタ１９の充放電制御を行う。また、コントローラ３０は、蓄電器電圧検出部によって検出される蓄電器電圧値に基づいて、蓄電器（キャパシタ）の充電率ＳＯＣを算出する。
図６は、蓄電系１２０の回路図である。蓄電系１２０は、蓄電器としてのキャパシタ１９と、昇降圧コンバータ１００とＤＣバス１１０とを含む。ＤＣバス１１０は、キャパシタ１９、電動発電機１２、及び旋回用電動機２１の間での電力の授受を制御する。キャパシタ１９には、キャパシタ電圧値を検出するためのキャパシタ電圧検出部１１２と、キャパシタ電流値を検出するためのキャパシタ電流検出部１１３が設けられている。キャパシタ電圧検出部１１２とキャパシタ電流検出部１１３によって検出されるキャパシタ電圧値とキャパシタ電流値は、コントローラ３０に供給される。
昇降圧コンバータ１００は、電動発電機１２、及び旋回用電動機２１の運転状態に応じて、ＤＣバス電圧値を一定の範囲内に収まるように昇圧動作と降圧動作を切り替える制御を行う。ＤＣバス１１０は、インバータ１８Ａ、及び２０と昇降圧コンバータ１００との間に配設されており、キャパシタ１９、電動発電機１２、及び旋回用電動機２１の間での電力の授受を行う。
昇降圧コンバータ１００の昇圧動作と降圧動作の切替制御は、ＤＣバス電圧検出部１１１によって検出されるＤＣバス電圧値、キャパシタ電圧検出部１１２によって検出されるキャパシタ電圧値、及びキャパシタ電流検出部１１３によって検出されるキャパシタ電流値に基づいて行われる。
以上のような構成において、アシストモータである電動発電機１２が発電した電力は、インバータ１８Ａを介して蓄電系１２０のＤＣバス１１０に供給され、昇降圧コンバータ１００を介してキャパシタ１９に供給される。旋回用電動機２１が回生運転して生成した回生電力は、インバータ２０を介して蓄電系１２０のＤＣバス１１０に供給され、昇降圧コンバータ１００を介してキャパシタ１９に供給される。
昇降圧コンバータ１００は、リアクトル１０１、昇圧用ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）１０２Ａ、降圧用ＩＧＢＴ１０２Ｂ、キャパシタ１９を接続するための電源接続端子１０４、及び、インバータ１８Ａ、２０を接続するための出力端子１０６を備える。昇降圧コンバータ１００の出力端子１０６とインバータ１８Ａ、２０との間は、ＤＣバス１１０によって接続される。
リアクトル１０１の一端は昇圧用ＩＧＢＴ１０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ１０２Ｂの中間点に接続され、他端は電源接続端子１０４に接続される。リアクトル１０１は、昇圧用ＩＧＢＴ１０２Ａのオン／オフに伴って生じる誘導起電力をＤＣバス１１０に供給するために設けられている。
昇圧用ＩＧＢＴ１０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ１０２Ｂは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）をゲート部に組み込んだバイポーラトランジスタで構成され、大電力の高速スイッチングが可能な半導体素子（スイッチング素子）である。昇圧用ＩＧＢＴ１０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ１０２Ｂは、コントローラ３０により、ゲート端子にＰＷＭ電圧が印加されることによって駆動される。昇圧用ＩＧＢＴ１０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ１０２Ｂには、整流素子であるダイオード１０２ａ及び１０２ｂが並列接続される。
キャパシタ１９は、昇降圧コンバータ１００を介してＤＣバス１１０との間で電力の授受が行えるように、充放電可能な蓄電器であればよい。なお、図６には、蓄電器としてキャパシタ１９を示すが、キャパシタ１９の代わりに、リチウムイオン電池等の充放電可能な二次電池、リチウムイオンキャパシタ、又は、電力の授受が可能なその他の形態の電源を用いてもよい。
電源接続端子１０４及び出力端子１０６は、キャパシタ１９及びインバータ１８Ａ，２０が接続可能な端子であればよい。一対の電源接続端子１０４の間には、キャパシタ電圧を検出するキャパシタ電圧検出部１１２が接続される。一対の出力端子１０６の間には、ＤＣバス電圧を検出するＤＣバス電圧検出部１１１が接続される。
キャパシタ電圧検出部１１２は、キャパシタ１９の電圧値Ｖｃａｐを検出する。ＤＣバス電圧検出部１１１は、ＤＣバス１１０の電圧値ＶＤＣを検出する。平滑用のコンデンサ１０７は、出力端子１０６の正極端子と負極端子との間に挿入され、ＤＣバス電圧を平滑化するための蓄電素子である。この平滑用のコンデンサ１０７によって、ＤＣバス１１０の電圧は予め定められた電圧に維持されている。
キャパシタ電流検出部１１３は、キャパシタ１９の正極端子（Ｐ端子）側においてキャパシタ１９に流れる電流の値を検出する検出手段であり、電流検出用の抵抗器を含む。すなわち、キャパシタ電流検出部１１３は、キャパシタ１９の正極端子に流れる電流値Ｉ１を検出する。一方、キャパシタ電流検出部１１６は、キャパシタの負極端子（Ｎ端子）側においてキャパシタ１９に流れる電流の値を検出する検出手段であり、電流検出用の抵抗器を含む。すなわち、キャパシタ電流検出部１１６は、キャパシタ１９の負極端子に流れる電流値Ｉ２を検出する。
昇降圧コンバータ１００において、ＤＣバス１１０を昇圧する際には、昇圧用ＩＧＢＴ１０２Ａのゲート端子にＰＷＭ電圧が印加され、降圧用ＩＧＢＴ１０２Ｂに並列に接続されたダイオード１０２ｂを介して、昇圧用ＩＧＢＴ１０２Ａのオン／オフに伴ってリアクトル１０１に発生する誘導起電力がＤＣバス１１０に供給される。これにより、ＤＣバス１１０が昇圧される。
ＤＣバス１１０を降圧する際には、降圧用ＩＧＢＴ１０２Ｂのゲート端子にＰＷＭ電圧が印加され、降圧用ＩＧＢＴ１０２Ｂ、インバータ１８Ａ、２０を介して供給される回生電力がＤＣバス１１０からキャパシタ１９に供給される。これにより、ＤＣバス１１０に蓄積された電力がキャパシタ１９に充電され、ＤＣバス１１０が降圧される。
本実施形態では、キャパシタ１９の正極端子を昇降圧コンバータ１００の電源接続端子１０４に接続する電源ライン１１４に、当該電源ライン１１４を遮断することのできる遮断器としてリレー１３０−１が設けられる。リレー１３０−１は、電源ライン１１４へのキャパシタ電圧検出部１１２の接続点１１５とキャパシタ１９の正極端子の間に配置されている。リレー１３０−１はコントローラ３０からの信号により作動し、キャパシタ１９からの電源ライン１１４を遮断することで、キャパシタ１９を昇降圧コンバータ１００から切り離すことができる。
また、キャパシタ１９の負極端子を昇降圧コンバータ１００の電源接続端子１０４に接続する電源ライン１１７に、当該電源ライン１１７を遮断することのできる遮断器としてリレー１３０−２が設けられる。リレー１３０−２は、電源ライン１１７へのキャパシタ電圧検出部１１２の接続点１１８とキャパシタ１９の負極端子の間に配置されている。リレー１３０−２はコントローラ３０からの信号により作動し、キャパシタ１９からの電源ライン１１７を遮断することで、キャパシタ１９を昇降圧コンバータ１００から切り離すことができる。なお、リレー１３０−１とリレー１３０−２を一つのリレーとして正極端子側の電源ライン１１４と負極端子側の電源ライン１１７の両方を同時に遮断してキャパシタを切り離すこととしてもよい。
以上のような構成の蓄電系１２０において、図１又は図３に示す充放電制御装置２００又は２００Ａの操作指令生成部６００又は６００Ａが、コントローラ３０と昇圧用ＩＧＢＴ１０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ１０２Ｂとの間に設けられる。操作指令生成部６００又は６００Ａと昇降圧コンバータ１００とで、充放電制御装置２００又は２００Ａが構成される。
コントローラ３０は、目標ＤＣバス電圧を操作指令生成部６００又は６００Ａに入力する。また、ＤＣバス電圧検出部１１１が検出したＤＣバス電圧ＶＤＣと、キャパシタ電圧検出部１１２が検出したキャパシタ電圧Ｖｃａｐとが、操作指令生成部６００又は６００Ａに供給される。操作指令生成部６００又は６００Ａは、目標ＤＣバス電圧とＤＣバス電圧ＶＤＣとキャパシタ電圧Ｖｃａｐとに基づいて外乱補正した操作指令（ＰＷＭ電圧）を生成し、昇降圧コンバータ１００の昇圧用ＩＧＢＴ１０２Ａ及び降圧用ＩＧＢＴ１０２Ｂのゲート端子に印加する。すなわち、外乱成分が考慮された操作指令が昇降圧コンバータ１００に供給され、昇降圧コンバータ１００の電流発振が抑制される。
また、本願は、２０１２年６月４日に出願した日本国特許出願２０１２−１２７１７４号に基づく優先権を主張するものでありその日本国特許出願の全内容を本願に参照により援用する。
１ 下部走行体
１Ａ、１Ｂ 油圧モータ
２ 旋回機構
３ 上部旋回体
４ ブーム
５ アーム
６ バケット
７ ブームシリンダ
８ アームシリンダ
９ バケットシリンダ
１０ キャビン
１１ エンジン
１２ 電動発電機
１３ 変速機
１４ メインポンプ
１５ パイロットポンプ
１６ 高圧油圧ライン
１７ コントロールバルブ
１８Ａ、２０ インバータ
１９ キャパシタ
２１ 旋回用電動機
２２ レゾルバ
２３ メカニカルブレーキ
２４ 旋回変速機
２５ パイロットライン
２６ 操作装置
２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃ レバー
２７ 油圧ライン
２８ 油圧ライン
２９ 圧力センサ
３０ コントローラ
１００ 昇降圧コンバータ
１１０ ＤＣバス
１１１ ＤＣバス電圧検出部
１１２ キャパシタ電圧検出部
１１３、１１６ キャパシタ電流検出部
１１４、１１７ 電源ライン
１１５、１１８ 接続点
１２０ 蓄電系
１３０−１、１３０−２ リレー
２００、２００Ａ 充放電制御装置
３００ 昇降圧コンバータ
４００ キャパシタ
４１０ 電圧計
４２０ 負荷
４３０ 電流計
５００ ＤＣバス
５１０ 電圧計
５２０ 負荷
６００、６００Ａ 操作指令生成部
６１０、６１０Ａ ＰＩ制御器
６２０ コンバータ制御器
６３０ 外乱補償器
６４０ 制御器

Claims (4)

  1. 蓄電器の充放電電圧を制御して、電動機へ電力を供給する作業機械であって、
    前記蓄電器を充放電制御する電圧変換回路と、
    前記電圧変換回路の制御ループに組み込まれた外乱推定器と
    を有し、
    前記外乱推定器は、ＤＣバス電圧値の検出値及び目標値、蓄電器電圧値の検出値及び目標値、並びに操作指令値に基づいて外乱補正指令値を算出し、該外乱補正指令値を前記操作指令値に加算することを特徴とする作業機械。
  2. 前記外乱補正指令値は、外乱による電流の変化量に相当する操作指令値であり、
    前記電流は、前記電圧変換回路を流れる電流であり、
    前記外乱推定器は、前記外乱補正指令値を、前記変化量を打ち消す値となるように算出する、
    請求項１に記載の作業機械。
  3. 蓄電器の充放電電圧を制御して、電動機へ電力を供給する作業機械の制御方法であって、
    電圧変換回路が前記蓄電器を充放電制御するステップと、
    前記電圧変換回路の制御ループに組み込まれた外乱推定器が、ＤＣバス電圧値の検出値及び目標値、蓄電器電圧値の検出値及び目標値、並びに操作指令値に基づいて外乱補正指令値を算出し、該外乱補正指令値を前記操作指令値に加算するステップと、を有する、
    作業機械の制御方法。
  4. 前記外乱補正指令値は、外乱による電流の変化量に相当する操作指令値であり、
    前記電流は、前記電圧変換回路を流れる電流であり、
    前記外乱推定器は、前記外乱補正指令値を、前記変化量を打ち消す値となるように算出する、
    請求項３に記載の作業機械の制御方法。
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