JP2019103284A - チョッパ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】チョッパ装置において、「電流連続動作」と「電流不連続動作」の切り替えが起こっても、「動作切替点」において平均ＤＣＬ電流が大きく変化しないように制御し、出力電圧変動を小さくして供給する電力品質を改善する。【解決手段】電流連続動作判定部６４０は、通流率指令が最小ＯＮパルス通流率以下であれば電流連続動作と判定し、通流率が最小ＯＮパルス通流率よりも大きければ電流不連続動作と判定する。通流率演算部７１０は、電圧指令値と入力電圧検出値に基づいて通流率を演算する。電流連続動作判定部６４０の判定結果と通流率に基づいて、電流不連続動作と電流連続動作の切り替え時の出力電圧変動を抑制するように、通流率指令値補償制御を行う。【選択図】図２

Description

本発明は、電圧制御を行うチョッパ装置に係り、通流率が非常に小さい極軽負荷領域と通常運転領域の切替動作に関する。

直流電圧を低い直流電圧に変換する電力変換装置として、降圧チョッパ装置が知られている。図１に基づき一般的な降圧チョッパ装置の主回路構成を説明する。直流電源１００に入力コンデンサ２００が接続され、直列接続されたスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が入力コンデンサ２００に並列接続される。

使用されるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は様々なものが考えられるが、以下ではＩＧＢＴを例にして説明する。ＩＧＢＴ以外の半導体スイッチング素子でもＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型素子であれば良い。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２には、各々に還流ダイオードＤ１、Ｄ２が逆並列に接続されている。

また、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、還流ダイオードＤ１、Ｄ２の中間接続点に直流リアクトルＤＣＬの一端が接続されている。また、直流リアクトルＤＣＬの他端には、出力コンデンサ３００が直列接続される。出力コンデンサ３００には負荷４００が並列接続される。直流リアクトルＤＣＬに流れる電流極性は直流電源１００→負荷４００を正方向とする。

降圧チョッパ装置は下記の［モード１］〜［モード５］の５つの動作モードが考えられる。

［モード１］
スイッチング素子Ｓ１がＯＮ、スイッチング素子Ｓ２がＯＦＦの時、図８に示すように、入力コンデンサ２００→スイッチング素子Ｓ１→直流リアクトルＤＣＬ→出力コンデンサ３００→入力コンデンサ２００の経路で電流が流れ、出力コンデンサ３００を充電する。この時、直流リアクトルＤＣＬには正の電流が流れ、磁気エネルギーが蓄積される。

［モード２］
スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦの時、図９に示すように、直流リアクトルＤＣＬに蓄えられたエネルギーにより、直流リアクトルＤＣＬ→出力コンデンサ３００→還流ダイオードＤ２→直流リアクトルＤＣＬの経路で電流が流れ、出力コンデンサ３００を充電する。この時、直流リアクトルＤＣＬには正の電流が流れ、磁気エネルギーが放出される。電流は還流ダイオードＤ２を流れるため、スイッチング素子Ｓ２のＯＮ、ＯＦＦは動作に影響しない。

［モード３］
スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦ、スイッチング素子Ｓ２がＯＮの時、図１０に示すように、出力コンデンサ３００→直流リアクトルＤＣＬ→スイッチング素子Ｓ２→出力コンデンサ３００の経路で電流が流れ、出力コンデンサ３００を放電する。この時、直流リアクトルＤＣＬには負の電流が流れ、磁気エネルギーが蓄積される。

［モード４］
スイッチング素子Ｓ２がＯＦＦの時、図１１に示すように、直流リアクトルＤＣＬに蓄えられたエネルギーにより直流リアクトルＤＣＬ→還流ダイオードＤ１→入力コンデンサ２００→出力コンデンサ３００の経路で電流が流れ、出力コンデンサ３００を放電する。この時、直流リアクトルＤＣＬには負の電流が流れ、磁気エネルギーが放出される。電流は還流ダイオードＤ１を流れるため、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ、ＯＦＦは動作に影響しない。

［モード５］
スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がともにＯＦＦで、直流リアクトルＤＣＬに蓄えられたエネルギーが完全放出されたとき、直流リアクトルＤＣＬには電流が流れず、エネルギーの移動が無い。全てのデバイスで導通損失が発生しないため、損失が発生しない。

図１２に示すように、直流リアクトルＤＣＬに流れる平均電流が十分大きい場合には［モード１］と［モード２］を繰り返す。

負荷が軽く、直流リアクトルＤＣＬに流れる平均電流がゼロ近傍となると、図１３に示すように、直流リアクトルＤＣＬに流れる電流が逆流する［モード３］、［モード４］の状態が生じる。［モード１］→［モード２］または［モード１］→［モード２］→［モード３］→［モード４］の遷移を「電流連続動作」と呼ぶ。

ここで、負荷が軽い場合は［モード５］を利用することにより各デバイスでの導通損失が低減できるため、［モード１］→［モード２］→［モード３］→［モード４］と遷移させる代わりに、図１４に示すように、［モード１］→［モード２］→［モード５］と遷移させることにより損失低減が可能となる。この遷移を「電流不連続動作」と呼ぶ。

特開２００９−２９６７６３号公報

「電流不連続動作」で直流リアクトルＤＣＬに流れる平均電流をゼロ近傍とするにはスイッチング素子Ｓ１を非常に短い時間のみＯＮとし、その後、長時間ＯＦＦとする必要がある。

一方、スイッチング素子にはＯＮできる最小時間（最小ＯＮパルス時間）が決まっており、その時間より短くすることができない。そのため、スイッチング周波数一定のＰＷＭ制御を行った場合、「電流不連続動作」では最小ＯＮパルス時間よりＯＮ時間が短い通流率のＰＷＭ動作ができない。以下では、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ時間が最小ＯＮパルス時間となる通流率を「最小ＯＮパルス通流率」と呼ぶこととする。

その結果、平均ＤＣＬ電流の下限値が存在し、それ以下の電流となる極軽負荷領域では使用できない。

近年、電気自動車の駆動用電力変換装置等で高パワー密度化設計（つまり最小の外形寸法で最大の電力出力となる設計）が求められている。このためには、以下の（１），（２）が求められている。
（１）電力変換装置の損失最小化による冷却器の小型化。
（２）受動部品の小型化。

（１）の実現のためには「電流不連続動作」による損失低減が有効である。（２）の実現のために直流リアクトルＤＣＬのインダクタンス値の低減が有効である。

直流リアクトルＤＣＬのインダクタンス値を低減すると、インダクタンス値が大きい場合に比べて、電流リップルが大きくなり、「最小ＯＮパルス通流率」における平均ＤＣＬ電流値が大きくなる。つまり、出力できる電流範囲が狭くなるという問題がある。

これを解決する手法として、スイッチングをスキップする方法が特許文献１に開示されている。しかし、スイッチングをスキップするとＤＣＬ電流が大きく乱れる。この電流リップルを除去するために電流検出部にローパスフィルタ（例えば図１５の６６０）を設けているが、スイッチングをスキップすると電流リップル周期が変動する。これを除去するローパスフィルタの設計は困難である。

また、別な手段として、「最小ＯＮパルス通流率」以下の通流率となった場合に「電流不連続動作」から「電流連続動作」に、「最小ＯＮパルス通流率」よりも大きな通流率となった場合に「電流連続動作」から「電流不連続動作」に、切り替える制御も考えられる。図１６に示すように、「電流連続動作」と「電流不連続動作」の切替点を“動作切替点”と呼ぶこととする。

この場合、同一通流率では「電流不連続動作」時の方が「電流連続動作」時より平均ＤＣＬ電流が大きくなる。なぜなら、「電流連続動作」時にはＤＣＬ電流は正負両方向に流れ、平均ＤＣＬ電流は正方向の電流と負方向の電流の合計となり小さな値になるが、「電流不連続動作」時はＤＣＬ電流は常に正方向に流れるためである。そのため、図１７に示すように、「動作切替点」において平均ＤＣＬ電流が大きく変化することとなる。

この状態では出力コンデンサ３００に流れ込む電流または流れ出す電流が大きくなり、出力電圧が大きく変動して、供給する電力の品質が低下する。

上記は降圧チョッパ装置について述べたが、直流電圧を高い直流電圧に変換する昇圧チョッパ装置についても同様の問題がある。

以上示したようなことから、チョッパ装置において、「電流連続動作」と「電流不連続動作」の切り替えが起こっても、「動作切替点」において平均ＤＣＬ電流が大きく変化しないように制御し、結果として出力電圧変動を小さくして供給する電力品質を改善することが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、制御回路部内で生成される通流率指令に基づいてスイッチング素子のゲート信号を生成し、前記通流率指令に基づいて電流不連続動作と電流連続動作を切り替えるチョッパ装置であって、前記通流率指令が最小ＯＮパルス通流率以下であれば電流連続動作と判定し、前記通流率指令が前記最小ＯＮパルス通流率よりも大きければ電流不連続動作と判定する電流連続動作判定部と、電圧指令値と入力電圧検出値に基づいて通流率を演算する通流率演算部と、を備え、前記電流連続動作判定部の判定結果と前記通流率に基づいて、前記電流不連続動作と前記電流連続動作の切り替え時の出力電圧変動を抑制するように、通流率指令補償制御を行うことを特徴とする。

また、その一態様として、前記チョッパ装置は降圧チョッパ装置であって、前記通流率指令補償制御は、前記電流不連続動作から前記電流連続動作に切り替える時には、前記制御回路部内の電流制御部の積分項に補償量として前記通流率を加算し、前記電流連続動作から前記電流不連続動作に切り替える時には、前記制御回路部内の電流制御部の積分項から前記通流率を減算することを特徴とする。

また、他の態様として、前記チョッパ装置は降圧チョッパ装置であって、前記通流率指令補償制御は、前記電流連続動作時に、前記通流率指令に補償量として前記通流率を加算することを特徴とする。

また、その一態様として、前記通流率は「電圧指令値／入力電圧検出値」であることを特徴とする。

また、他の態様として、前記チョッパ装置は昇圧チョッパ装置であって、前記通流率指令補償制御は、前記電流不連続動作から前記電流連続動作に切り替える時には、前記制御回路部内の電流制御部の積分項に補償量として前記通流率を加算し、前記電流連続動作から前記電流不連続動作に切り替える時には、前記制御回路部内の電流制御部の積分項から前記通流率を減算することを特徴とする。

また、他の態様として、前記チョッパ装置は昇圧チョッパ装置であって、前記通流率指令補償制御は、前記電流連続動作時に、前記通流率指令に補償量として前記通流率を加算することを特徴とする。

また、その一態様として、前記通流率は、「１−（入力電圧検出値）／（電圧指令値）」であることを特徴とする。

本発明によれば、チョッパ装置において、「電流連続動作」と「電流不連続動作」の切り替えが起こっても、「動作切替点」において平均ＤＣＬ電流が大きく変化しないように制御し、結果として出力電圧変動を小さくして供給する電力品質を改善することが可能となる。

降圧チョッパ装置の主回路構成図。 実施形態１の降圧チョッパ装置の制御構成図。 実施形態１，２における「電流連続動作」→「電流不連続動作」変化時の電流波形を示すタイムチャート。 実施形態２の降圧チョッパ装置の制御構成図。 昇圧チョッパ装置の主回路構成図。 実施形態３の昇圧チョッパ装置の制御構成図。 実施形態４の昇圧チョッパ装置の制御構成図。 ［モード１］の電流経路を示す図。 ［モード２］の電流経路を示す図。 ［モード３］の電流経路を示す図。 ［モード４］の電流経路を示す図。 負荷が大きい時の電流波形を示すタイムチャート。 軽負荷時の電流波形（「電流連続動作」）を示すタイムチャート。 軽負荷時の電流波形（「電流不連続動作」）を示すタイムチャート。 一般的な降圧チョッパ装置の制御構成図。 負荷による「電流連続動作」と「電流不連続動作」の切り替えを示すタイムチャート。 従来技術における「電流連続動作」→「電流不連続動作」変化時の電流波形をタイムチャート。

以下、本願発明におけるチョッパ装置の実施形態１〜４を図１〜図７に基づいて詳述する。

［実施形態１］
図１に基づき本実施形態１の降圧チョッパ装置の主回路構成を説明する。直流電源１００に入力コンデンサ２００が接続され、直列接続されたスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が入力コンデンサ２００に並列接続される。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２には、各々に還流ダイオードＤ１、Ｄ２が逆並列に接続されている。

また、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、還流ダイオードＤ１、Ｄ２の中間接続点に直流リアクトルＤＣＬの一端が接続されている。また、直流リアクトルＤＣＬの他端には、出力コンデンサ３００が直列接続されている。出力コンデンサ３００には、負荷４００が並列接続される。

直流リアクトルＤＣＬの出力側にＤＣＬ電流検出器５１０を接続し、ＤＣＬ電流検出値を検出する。直流リアクトルＤＣＬに流れる電流極性は直流電源１００→負荷４００を正方向とする。

入力コンデンサ２００，出力コンデンサ３００にそれぞれ入力電圧検出器５２０、出力電圧検出器５３０を並列接続し、各々の電圧（入力電圧検出値、出力電圧検出値）を検出する。

制御部６００は、ＤＣＬ電流検出値、入力電圧検出値、出力電圧検出値に基づいて、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号Ｇ１、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号Ｇ２を出力する。

図２に基づき本実施形態１の降圧チョッパ装置の制御構成を説明する。制御部６００は、電圧制御部６１０と、電流制御部６２０と、パルス幅変調部６３０と、電流連続動作判定部６４０と、ゲート信号生成部６５０と、通流率演算部７１０と、を備える。なお、出力電圧検出値、ＤＣＬ電流検出値、入力電圧検出値はローパスフィルタ６６０で高調波が除去される。

まず、電圧制御部６１０（ＡＶＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）は、出力電圧検出器５３０で検出された出力電圧検出値と電圧指令値との差分を入力し、出力電圧検出値が電圧指令値となるように制御する。電圧制御部６１０は、例えば、ＰＩ補償器により構成され、出力はＤＣＬ電流指令値となる。

電流制御部６２０（ＡＣＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）は、ＤＣＬ電流検出器５１０で検出されるＤＣＬ電流検出値と電圧制御部６１０の出力であるＤＣＬ電流指令値の差分を入力し、ＤＣＬ電流検出値がＤＣＬ電流指令値となるように制御する。

電流制御部６２０はＰＩ補償器８００により構成される。ＰＩ補償器８００では、乗算器８１０，８２０において、ＤＣＬ電流指令値に比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉがそれぞれ乗算される。加算器８３０により、積分ゲインＫｉが乗算された乗算器８２０の出力に、積分項の前回値が加算される。加算器８４０において、乗算器８１０の出力と加算器８３０の出力が加算される。

電流制御部６２０の出力（ＰＩ補償器８００の出力）は通流率指令となる。電流制御部６２０の出力である通流率指令はパルス幅変調部６３０および電流連続動作判定部６４０に出力される。

パルス幅変調部６３０（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）は内部で生成する三角波キャリア信号と通流率指令とを比較してＰＷＭ波形を生成する。

パルス幅変調部６３０で生成されたＰＷＭ波形はゲート信号生成部６５０に出力され、スイッチング素子Ｓ１へのゲート信号Ｇ１とスイッチング素子Ｓ２へのゲート信号Ｇ２が生成される。

電流連続動作判定部６４０では通流率指令が「最小ＯＮパルス通流率」以下であれば「電流連続動作」と判定してＨｉｇｈ信号を出力し、通流率指令が「最小ＯＮパルス通流率」よりも大きければ「電流不連続動作」と判定してＬｏｗ信号を出力する。ここで、（最小ＯＮパルス通流率）＝（スイッチング素子の最小ＯＮパルス時間）／（スイッチング周期）とする。

電流連続動作判定部６４０の判定結果は、ゲート信号生成部６５０に出力される。ゲート信号生成部６５０では、以下のように動作する。
・電流連続動作判定部６４０の出力がＨｉｇｈの時（「電流連続動作」の時）は、ＰＷＭ波形がＨｉｇｈの時、ゲート信号Ｇ１をＯＮ、ゲート信号Ｇ２をＯＦＦ、ＰＷＭ波形がＬｏｗの時、ゲート信号Ｇ１をＯＦＦ、ゲート信号Ｇ２をＯＮにする。
・電流連続動作判定部６４０の出力がＬｏｗの時（「電流不連続動作」の時）は、ＰＷＭ波形がＨｉｇｈの時、ゲート信号Ｇ１をＯＮ、Ｌｏｗの時、ゲート信号Ｇ１をＯＦＦとし、ゲート信号Ｇ２はＰＷＭ波形に関わらず常にＯＦＦを出力する。

これにより、「電流連続動作」時に［モード１］→［モード２］→［モード３］→［モード４］と遷移し、「電流不連続動作」時に［モード１］→［モード２］→［モード５］と遷移するスイッチングパターンを生成できる。

また、電流連続動作判定部６４０の判定結果は電流制御部６２０内の立上りエッジ検出部７４０および立下りエッジ検出部７５０にも出力される。立上りエッジ検出部７４０は電流連続動作判定部６４０の出力の立上りエッジを検出し、立上りの１ステップ時間のみＨｉｇｈ信号を出力し、他の期間はＬｏｗ信号を出力する。同様に、立下りエッジ検出部７５０は電流連続動作判定部６４０の出力の立下りエッジを検出し、立下りの１ステップ時間のみＨｉｇｈ信号を出力し、他の期間はＬｏｗ信号を出力する。

電圧指定値と入力電圧検出値は、通流率演算部７１０に入力される。通流率演算部７１０では補償のための通流率を演算し出力する。通流率演算部７１０の出力は電流連続動作時における降圧チョッパ装置の通流率である（電圧指令値）／（入力電圧検出値）とする。通流率演算部７１０の出力は第一切替部７２０に出力される。

第一切替部７２０には、上記の通流率演算部７１０の出力、および、「０」、および、立上りエッジ検出部７４０の出力が入力される。第一切替部７２０の出力は立上りエッジ検出部７４０の出力により切り替えられる。

立上りエッジ検出部７４０の出力がＨｉｇｈのとき、第一切替部７２０の出力は通流率演算部７１０の出力となり、立上りエッジ検出部７４０の出力がＬｏｗのとき、第一切替部７２０の出力は「０」となる。

第二切替部７３０には、通流率演算部７１０の出力の符号反転値、および、第一切替部７２０の出力、および、立下りエッジ検出部７５０の出力が入力される。第二切替部７３０の出力は立下りエッジ検出部７５０の出力により切り替えられる。

立下りエッジ検出部７５０の出力がＨｉｇｈのとき、第二切替部７３０の出力は、通流率演算部７１０の出力の符号反転値となり、立下りエッジ検出部７５０の出力がＬｏｗのとき、第二切替部７３０の出力は第一切替部７２０の出力となる。第二切替部７３０の出力は加算器８５０により、電流制御部６２０のＰＩ補償器の積分項に加算される。

その結果、電流連続動作判定部６４０の判定結果がＬｏｗ→Ｈｉｇｈ（「電流不連続動作」→「電流連続動作」）と変化するとき、電流制御部６２０の積分項に通流率を加算する。判定結果がＨｉｇｈ→Ｌｏｗ（「電流連続動作」→「電流不連続動作」）と変化するとき、電流制御部６２０の積分項から通流率を減算する。

これにより、「電流不連続動作」，「電流連続動作」の動作モードの差による通流率の変化を吸収し電圧変動を抑制する。

「電流連続動作」→「電流不連続動作」と変化するときの通流率、電流の様子を図３に示す。図３と図１７を比べると平均ＤＣＬ電流の変動が抑制できているのが分かる。

以上示したように、本実施形態１によれば、負荷が大きい場合には「電流不連続動作」とし、導通損失を低減して損失低減を図ることができる。一方、負荷が小さく、通流率が最小ＯＮパルス幅以下の領域においては、「電流連続動作」とすることによって、指令電圧に追従が可能である。

また、「電流不連続動作」と「電流連続動作」の切替点においては、通流率の補償を行うことにより、平均ＤＣＬ電流が大きく変化しないように制御し、電圧変動を小さくして供給する電圧品質を改善することができる。

［実施形態２］
本実施形態２の主回路構成は実施形態１と同一である。図４に基づき本実施形態２の降圧チョッパ装置の制御構成を説明する。

制御部６００は、電圧制御部６１０と、パルス幅変調部６３０と、電流連続動作判定部６４０と、ゲート信号生成部６５０と、通流率演算部７１０と、第三切替部７６０と、を備える。ここで、出力電圧検出値、入力電圧検出値はローパスフィルタ６６０で高調波が除去される。

まず、電圧制御部６１０（ＡＶＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）は、出力電圧検出器５３０で検出される出力電圧検出値と電圧指令値との差分を入力し、出力電圧検出値が電圧指令値となるように制御する。電圧制御部６１０は例えばＰＩ補償器により構成される。電圧制御部６１０の出力は通流率指令となる。電圧制御部６１０の出力である通流率指令はパルス幅変調部６３０および電流連続動作判定部６４０に出力される。

パルス幅変調部６３０（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）は内部で生成する三角波キャリア信号と通流率指令とを比較してＰＷＭ波形を生成する。

パルス幅変調部６３０で生成されたＰＷＭ波形はゲート信号生成部６５０に出力され、スイッチング素子Ｓ１へのゲート信号Ｇ１とスイッチング素子Ｓ２へのゲート信号Ｇ２が生成される。

電圧制御部６１０の出力である通流率指令は電流連続動作判定部６４０に出力される。電流連続動作判定部６４０では通流率指令が「最小ＯＮパルス通流率」以下であれば「電流連続動作」と判定してＨｉｇｈ信号を出力する。通流率指令が「最小ＯＮパルス通流率」より大きければ「電流不連続動作」と判定してＬｏｗ信号を出力する。ここで（最小ＯＮパルス通流率）＝（スイッチング素子の最小ＯＮパルス時間）／（スイッチング周期）とする。

電流連続動作判定部６４０の判定結果はゲート信号生成部６５０に入力される。ゲート信号生成部６５０の動作は実施形態１と同様である。

電圧指定値と入力電圧検出値は通流率演算部７１０に入力される。通流率演算部７１０は、実施形態１と同様に補償のための通流率を演算し、第三切替部７６０に出力する。

第三切替部７６０には、上記の通流率演算部７１０の出力、および、「０」、および、電流連続動作判定部６４０の出力が入力される。第三切替部７６０の出力は電流連続動作判定部６４０の出力により切り替えられる。

電流連続動作判定部６４０の出力がＨｉｇｈのとき、第三切替部７６０の出力は通流率演算部７１０の出力となり、電流連続動作判定部６４０の出力がＬｏｗのとき、第三切替部７６０の出力は「０」となる。第三切替部７６０の出力は電圧制御部６１０の出力である通流率指令に加算される。

その結果、電流連続動作判定部６４０の出力がＨｉｇｈのとき（「電流連続動作」のとき）電圧制御部６１０の出力（通流率指令）に通流率を加算する。電流連続動作判定部６４０の出力がＬｏｗのとき（「電流不連続動作」のとき）は加算を行わない。

これにより、「電流不連続動作」，「電流連続動作」の動作モードの差による通流率の変化を吸収し電圧変動を抑制することはできる。「電流不連続動作」→「電流連続動作」と変化するときの通流率、電流の様子は実施形態１と同様に図３のようになる。その結果、本実施形態２は、実施形態１と同様の作用効果を奏する。

［実施形態３］
図５に基づき本実施形態３の昇圧チョッパ装置の主回路構成を説明する。直流電源１００に入力コンデンサ２００が直列接続される。入力コンデンサ２００の一端には、直流リアクトルＤＣＬの一端が接続される。

スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が直列接続されており、各々に還流ダイオードＤ１、Ｄ２が逆並列に接続される。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、還流ダイオードＤ１、Ｄ２の中間接続点に直流リアクトルＤＣＬの他端が接続される。

直列接続されたスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２には、出力コンデンサ３００、負荷４００が並列接続される。

直流リアクトルＤＣＬの入力部にＤＣＬ電流検出器５１０を接続し、ＤＣＬ電流検出値を検出する。直流リアクトルＤＣＬに流れる電流極性は直流電源１００→負荷４００を正方向とする。

入力コンデンサ２００、出力コンデンサ３００にそれぞれ入力電圧検出器５２０、出力電圧検出器５３０を接続し、各々の電圧（入力電圧検出値，出力電圧検出値）を検出する。制御部６００は、ＤＣＬ電流検出値、入力電圧検出値、出力電圧検出値に基づいて、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号Ｇ１、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号Ｇ２を出力する。

図６に基づき本実施形態３の昇圧チョッパ装置の制御構成を説明する。制御部６００は、電圧制御部６１０と、電流制御部６２０と、パルス幅変調部６３０と、電流連続動作判定部６４０と、ゲート信号生成部６５０と、通流率演算部７１０と、を備える。ここで、出力電圧検出値、ＤＣＬ電流検出値、入力電圧検出値はローパスフィルタ６６０で高調波が除去される。

まず、電圧制御部６１０（ＡＶＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）は、出力電圧検出器５３０で検出される出力電圧検出値と電圧指令値との差分を入力し、出力電圧検出値が電圧指令値となるように制御する。電圧制御部６１０は例えばＰＩ補償器により構成される。電圧制御部６１０の出力はＤＣＬ電流指令値となる。

ＤＣＬ電流検出器５１０で検出されるＤＣＬ電流検出値と電圧制御部６１０の出力であるＤＣＬ電流指令値の差分を電流制御部６２０（ＡＣＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）に入力し、ＤＣＬ電流検出値がＤＣＬ電流指令値となるように制御する。

電流制御部６２０はＰＩ補償器により構成される。ＰＩ補償器８００では、乗算器８１０，８２０において、ＤＣＬ電流指令値に比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉがそれぞれ乗算される。加算器８３０により、積分ゲインＫｉが乗算された乗算器８２０の出力に、積分項の前回値が加算される。加算器８４０において、乗算器８１０の出力と加算器８３０の出力が加算される。電流制御部６２０（ＰＩ補償器８００）の出力は通流率指令となる。

電流制御部６２０の出力である通流率指令はパルス幅変調部６３０および電流連続動作判定部６４０に出力される。パルス幅変調部６３０（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）は内部で生成する三角波キャリア信号と通流率指令とを比較してＰＷＭ波形を生成する。

パルス幅変調部６３０で生成されたＰＷＭ波形はゲート信号生成部６５０に出力され、スイッチング素子Ｓ１へのゲート信号Ｇ１とスイッチング素子Ｓ２へのゲート信号Ｇ２が生成される。

電流連続動作判定部６４０では通流率指令が「最小ＯＮパルス通流率」以下であれば「電流連続動作」と判定してＨｉｇｈ信号を出力する。また、通流率指令が「最小ＯＮパルス通流率」よりも大きければ「電流不連続動作」と判定してＬｏｗ信号を出力する。ここで（最小ＯＮパルス通流率）＝（スイッチング素子の最小ＯＮパルス時間）／（スイッチング周期）とする。電流連続動作判定部６４０の判定結果はゲート信号生成部６５０に出力される。

ゲート信号生成部６５０では、以下のように動作する。
・電流連続動作判定部６４０の出力がＨｉｇｈの時（「電流連続動作」の時）は、ＰＷＭ波形がＨｉｇｈの時、ゲート信号Ｇ１がＯＦＦ、ゲート信号Ｇ２がＯＮとなり、ＰＷＭ波形がＬｏｗの時、ゲート信号Ｇ１がＯＮ、ゲート信号Ｇ２がＯＦＦとなる。
・電流連続動作判定部６４０の出力がＬｏｗの時（「電流不連続動作」の時）は、ＰＷＭ波形がＨｉｇｈの時、ゲート信号Ｇ２がＯＮ、Ｌｏｗの時、ゲート信号Ｇ２がＯＦＦとなり、ゲート信号Ｇ１はＰＷＭ波形に関わらず常にＯＦＦを出力する。

これにより、実施形態１、実施形態２と同様に、「電流連続動作」、「電流不連続動作」の切替ができる。

また、電流連続動作判定部６４０の出力は立上りエッジ検出部７４０と立下りエッジ検出部７５０に出力される。立上りエッジ検出部７４０では電流連続動作判定部６４０の出力の立上りエッジを検出し、立上りの１ステップ時間のみＨｉｇｈ信号を出力し、他の期間はＬｏｗ信号を出力する。同様に、立下りエッジ検出部７５０では電流連続動作判定部６４０の出力の立下りエッジを検出し、立下りの１ステップ時間のみＨｉｇｈ信号を出力し、他の期間はＬｏｗ信号を出力する。

電圧指定値と入力電圧検出値は通流率演算部７１０に出力される。通流率演算部７１０では補償のための通流率を演算し、出力する。通流率演算部７１０の出力は電流連続動作時における昇圧チョッパ装置の通流率である（１−（入力電圧検出値）／（電圧指令値））とする。通流率演算部７１０の出力は第一切替部７２０に出力される。

第一切替部７２０には上記の通流率演算部７１０の出力、および、「０」、および、立上りエッジ検出部７４０の出力が入力される。第一切替部７２０の出力は立上りエッジ検出部７４０の出力により切り替えられる。立上りエッジ検出部７４０の出力がＨｉｇｈのとき、第一切替部７２０の出力は通流率演算部７１０の出力となり、立上りエッジ検出部７４０の出力がＬｏｗのとき、第一切替部７２０の出力は「０」となる。

第二切替部７３０には通流率演算部７１０の出力の符号反転値、および、第一切替部７２０の出力、および、立下りエッジ検出部７５０の出力が入力される。第二切替部７３０の出力は立下りエッジ検出部７５０の出力により切り替えられる。立下りエッジ検出部７５０の出力がＨｉｇｈのとき、第二切替部７３０の出力は通流率演算部７１０の出力の符号反転値となり、立下りエッジ検出部７５０の出力がＬｏｗのとき、第二切替部７３０の出力は第一切替部７２０の出力となる。第二切替部７３０の出力は加算器８５０により、電流制御部６２０のＰＩ補償器の積分項に加算される。

その結果、電流連続動作判定部６４０の判定結果がＬｏｗ→Ｈｉｇｈ（「電流不連続動作」→「電流連続動作」）と変化するとき、電流制御部６２０の積分項に通流率を加算する。判定結果がＨｉｇｈ→Ｌｏｗ（「電流連続動作」→「電流不連続動作」）と変化するとき、電流制御部６２０の積分項から通流率を減算する。

これにより、「電流不連続動作」，「電流連続動作」の動作モードの差による通流率の変化を吸収し電圧変動を抑制する。その結果、本実施形態３は、実施形態１，２と同様の作用効果を奏する。

［実施形態４］
本実施形態４の主回路構成は実施形態３と同一である。図７に基づき本実施形態４の昇圧チョッパ装置の制御構成を説明する。制御部６００は、電圧制御部６１０と、パルス幅変調部６３０と、電流連続動作判定部６４０と、ゲート信号生成部６５０と、通流率演算部７１０と、第三切替部７６０と、を備える。ここで、出力電圧検出値、入力電圧検出値はローパスフィルタ６６０で高調波が除去される。

まず、電圧制御部６１０（ＡＶＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）は、出力電圧検出器５３０で検出される出力電圧検出値と電圧指令値との差分を入力し、出力電圧検出値が電圧指令値となるように制御する。電圧制御部６１０は例えばＰＩ補償器により構成される。電圧制御部６１０の出力は通流率指令となる。

電圧制御部６１０の出力である通流率指令は、パルス幅変調部６３０および電流連続動作判定部６４０に出力される。

パルス幅変調部６３０（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）は内部で生成する三角波キャリア信号と通流率指令とを比較してＰＷＭ波形を生成する。

パルス幅変調部６３０で生成されたＰＷＭ波形はゲート信号生成部６５０に出力され、スイッチング素子Ｓ１へのゲート信号Ｇ１とスイッチング素子Ｓ２へのゲート信号Ｇ２が生成される。

電流連続動作判定部６４０では通流率指令が「最小ＯＮパルス通流率」以下であれば「電流連続動作」と判定してＨｉｇｈ信号を出力する。また、通流率指令が「最小ＯＮパルス通流率」よりも大きければ「電流不連続動作」と判定してＬｏｗ信号を出力する。ここで、（最小ＯＮパルス通流率）＝（スイッチング素子の最小ＯＮパルス時間）／（スイッチング周期）とする。

電流連続動作判定部６４０の判定結果はゲート信号生成部６５０に出力される。ゲート信号生成部６５０では、実施形態３と同様に動作する。

これにより、実施形態１〜実施形態３と同様に、「電流連続動作」、「電流不連続動作」の切替ができる。

電圧指定値と入力電圧検出値は通流率演算部７１０に出力される。通流率演算部７１０では補償のための通流率を演算し出力する。通流率演算部７１０の出力は電流連続動作時における昇圧チョッパ装置の通流率である（１−（入力電圧検出値）／（電圧指令値））とする。通流率演算部７１０の出力は第三切替部７６０に入力される。

第三切替部７６０には上記の通流率演算部７１０の出力、および、「０」、および、電流連続動作判定部６４０の出力が入力される。第三切替部７６０の出力は電流連続動作判定部６４０の出力により切り替えられる。電流連続動作判定部６４０の出力がＨｉｇｈのとき、第三切替部７６０の出力は通流率演算部７１０の出力となり、電流連続動作判定部６４０の出力がＬｏｗのとき、第三切替部７６０の出力は「０」となる。第三切替部７６０の出力は電圧制御部６１０の出力である通流率指令に加算される。

その結果、電流連続動作判定部６４０の出力がＨｉｇｈのとき（「電流連続動作」のとき）、電圧制御部６１０の出力（通流率指令）に通流率を加算する。電流連続動作判定部６４０の出力がＬｏｗのとき（「電流不連続動作」のとき）は加算を行わない。

これにより「電流不連続動作」，「電流連続動作」の動作モードの差による通流率の変化を吸収し電圧変動を抑制する。その結果、本実施形態４は、実施形態１〜３と同様の作用効果を奏する。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

Ｓ１、Ｓ２…スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２…還流ダイオード
ＤＣＬ…直流リアクトル
１００…直流電源
２００…入力コンデンサ
３００…出力コンデンサ
４００…負荷
５１０…ＤＣＬ電流検出器
５２０…入力電圧検出器
５３０…出力電圧検出器
６００…制御部
６１０…電圧制御部
６２０…電流制御部
６３０…パルス幅変調部
６４０…電流連続動作判定部
６５０…ゲート信号生成部
６６０…ローパスフィルタ部
７１０・・・通流率演算部
７２０・・・第一切替部
７３０・・・第二切替部
７４０・・・立上りエッジ検出部
７５０・・・立下りエッジ検出部
７６０・・・第三切替部
８００…ＰＩ制御器
８１０…乗算器
８２０…乗算器
８３０…加算器
８４０…加算器
８５０…加算器

Claims (7)

1. 制御回路部内で生成される通流率指令に基づいてスイッチング素子のゲート信号を生成し、前記通流率指令に基づいて電流不連続動作と電流連続動作を切り替えるチョッパ装置であって、
   前記通流率指令が最小ＯＮパルス通流率以下であれば電流連続動作と判定し、前記通流率指令が前記最小ＯＮパルス通流率よりも大きければ電流不連続動作と判定する電流連続動作判定部と、
   電圧指令値と入力電圧検出値に基づいて通流率を演算する通流率演算部と、を備え、
   前記電流連続動作判定部の判定結果と前記通流率に基づいて、前記電流不連続動作と前記電流連続動作の切り替え時の出力電圧変動を抑制するように、通流率指令補償制御を行うことを特徴とするチョッパ装置。
2. 前記チョッパ装置は降圧チョッパ装置であって、
   前記通流率指令補償制御は、
   前記電流不連続動作から前記電流連続動作に切り替える時には、前記制御回路部内の電流制御部の積分項に補償量として前記通流率を加算し、前記電流連続動作から前記電流不連続動作に切り替える時には、前記制御回路部内の電流制御部の積分項から前記通流率を減算することを特徴とする請求項１記載のチョッパ装置。
3. 前記チョッパ装置は降圧チョッパ装置であって、
   前記通流率指令補償制御は、
   前記電流連続動作時に、前記通流率指令に補償量として前記通流率を加算することを特徴とする請求項１記載のチョッパ装置。
4. 前記通流率は「電圧指令値／入力電圧検出値」であることを特徴とする請求項２または３記載のチョッパ装置。
5. 前記チョッパ装置は昇圧チョッパ装置であって、
   前記通流率指令補償制御は、
   前記電流不連続動作から前記電流連続動作に切り替える時には、前記制御回路部内の電流制御部の積分項に補償量として前記通流率を加算し、前記電流連続動作から前記電流不連続動作に切り替える時には、前記制御回路部内の電流制御部の積分項から前記通流率を減算することを特徴とする請求項１記載のチョッパ装置。
6. 前記チョッパ装置は昇圧チョッパ装置であって、
   前記通流率指令補償制御は、
   前記電流連続動作時に、前記通流率指令に補償量として前記通流率を加算することを特徴とする請求項１記載のチョッパ装置。
7. 前記通流率は、「１−（入力電圧検出値）／（電圧指令値）」であることを特徴とする請求項５または６記載のチョッパ装置。

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