JP6770656B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

電圧制御部（３０）は、交流電圧指令値に対する交流電圧の検出値の偏差を小さくするための制御演算結果に、変圧器の１次巻線電流の検出値にゲイン（Ｇ３）を乗算したフィードフォワード項を加算することによって、交流電流指令値を生成する。電流制御部（５０）は、交流電流指令値に対するインバータの出力電流の検出値の偏差を小さくするための制御演算によって、インバータ制御指令値を生成する。ＰＷＭ回路（６０）は、インバータ制御指令値と所定の搬送波とを比較してインバータの制御信号を生成する。電圧制御部（３０）は、１次巻線電流の検出値に励磁突入電流が検出されたときには、励磁突入電流が検出されないときに比べて、ゲインの値を小さくする。

Description

この発明は、電力変換装置に関する。

特開２０１８−２０７７８５号公報（特許文献１）には、直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、インバータと負荷との間に設けられる変圧器と、インバータを制御する制御装置とを備えた電力変換装置が開示されている。特許文献１では、偏磁検出回路を用いて、インバータの出力電圧に含まれる直流成分を検出し、検出した直流成分がなくなるようにインバータの出力電圧の波形を制御する。この偏磁検出回路は、インバータの出力電圧を積分する積分器を有しており、積分器の出力信号の直流成分を検出するように構成されている。

特開２０１８−２０７７８５号公報

上記電力変換装置においては、インバータを変圧器に接続する際、接続時の交流電圧の位相によっては、変圧器に励磁突入電流が発生することがある。励磁突入電流は、負荷に供給される電圧に過渡的な変動を招くとともに、負荷を誤作動させるおそれがある。

しかしながら、特許文献１に記載される偏磁検出回路は、積分器の出力信号に基づいて変圧器の鉄心の直流偏磁を検出し、インバータを制御する構成となっているため、変圧器にインバータを接続したときに瞬間的に発生する励磁突入電流を速やかに抑制することができないことが懸念される。

本発明はこのような課題を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、インバータを変圧器に接続したときの励磁突入電流を抑制することが可能な電力変換装置を提供することである。

本発明のある局面では、電力変換装置は、直流側の直流電圧を交流電圧に変換して交流側に出力するインバータと、インバータを制御する制御装置とを備える。インバータの交流側は変圧器を介して負荷に接続される。変圧器は、交流側から出力される交流電圧を負荷に与えるように構成される。電力変換装置は、変圧器の１次巻線電流を検出する第１の電流検出器と、インバータの出力電流を検出する第２の電流検出器と、交流側から出力される交流電圧を検出する電圧検出器とをさらに備える。制御装置は、電圧制御部と、電流制御部と、ＰＷＭ回路とを含む。電圧制御部は、交流電圧指令値に対する電圧検出器による交流電圧の検出値の偏差を小さくするための制御演算結果に、第１の電流検出器による１次巻線電流の検出値にゲインを乗算したフィードフォワード項を加算することによって、交流電流指令値を生成する。電流制御部は、交流電流指令値に対する第２の電流検出器によるインバータの出力電流の検出値の偏差を小さくするための制御演算によって、インバータ制御指令値を生成する。ＰＷＭ回路は、インバータ制御指令値と所定の搬送波とを比較してインバータの制御信号を生成することにより、インバータをＰＷＭ制御する。電圧制御部は、第１の電流検出器による１次巻線電流の検出値に励磁突入電流が検出されたときには、励磁突入電流が検出されないときに比べて、ゲインの値を小さくする。

この発明によれば、インバータを変圧器に接続したときの励磁突入電流を抑制することが可能な電力変換装置を提供することができる。

実施の形態に係る電力変換装置の概略構成図である。 比較例に係る電力変換装置の制御構成を説明する機能ブロック図である。 実施の形態に係る電力変換装置の制御構成の一例を説明する機能ブロック図である。 図３に示した偏磁抑制部の構成を示す機能ブロック図である。 図４に示した偏磁抑制部の構成例を示す回路図である。 図４に示した偏磁抑制部の他の構成例を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

図１は、実施の形態に係る電力変換装置の概略構成図である。
図１を参照して、実施の形態に係る電力変換装置１００の直流側には、直流電源１が接続される。電力変換装置１００の交流側には、遮断器２ａ，２ｂおよび変圧器３を介して負荷４が接続される。変圧器３は、１次巻線３ａ、２次巻線３ｂおよび環状の鉄心３ｃを有する。

電力変換装置１００は、インバータ１０、出力フィルタ１２、電流検出器１４，１６、電圧検出器１８および、制御装置２０を備える。インバータ１０は、制御装置２０から供給される制御信号Ｇ１〜Ｇ４によって制御され、直流電源１の直流電圧Ｖｂを交流電圧Ｖｉｎｖに変換する。

具体的には、インバータ１０は、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）Ｑ１〜Ｑ４を有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各々は、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタはともに直流電源１の正極に接続される。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のコレクタはそれぞれ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のエミッタに接続される。半導体スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のエミッタはともに直流電源１の負極に接続される。

なお、図１では、スイッチング素子として、ＩＧＢＴを用いているが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などの任意の自己消弧型のスイッチング素子を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはそれぞれ、ダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ４の各々は、対応するスイッチング素子のオフ時にフリーホイール電流を流すために設けられている。スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合、フリーホイールダイオードは寄生のダイオード（ボディダイオード）で構成される。スイッチング素子がダイオードを内蔵しないＩＧＢＴである場合、フリーホイールダイオードはＩＧＢＴに逆並列に接続されたダイオードで構成される。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はそれぞれ、制御装置２０から供給される制御信号Ｇ１〜Ｇ４によって導通（オン）／非導通（オフ）が制御される。制御信号Ｇ１〜Ｇ４の各々は、たとえばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号である。制御信号Ｇ１〜Ｇ４の各々の１周期は、スイッチング周波数の逆数である。制御信号Ｇ１〜Ｇ４の各々は、各周期においてＨ（論理ハイ）レベルまたはＬ（論理ロー）レベルにされる。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各々は、対応する制御信号がＨレベルのときにオンされ、対応する制御信号がＬレベルのときにオフされる。

出力フィルタ１２は、リアクトルＬ１およびコンデンサＣ１を有する。リアクトルＬ１の一方端子は、スイッチング素子Ｑ１のエミッタと接続される。リアクトルＬ１の他方端子は、遮断器２ａを介して変圧器３の１次巻線３ａの一方端子に接続される。スイッチング素子Ｑ２のエミッタは、遮断器２ｂを介して変圧器３の１次巻線３ａの他方端子に接続される。コンデンサＣ１は、１次巻線３ａの一方端子および他方端子間に接続される。

出力フィルタ１２は、低域通過フィルタを構成し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４によって生成された所望の周波数（たとえば商用周波数）の交流電力を通過させ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で発生したスイッチング周波数の信号が負荷４側に通過することを防止する。換言すると、出力フィルタ１２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフさせることによって生成された矩形波状の交流電圧Ｖｉｎｖを正弦波状の交流電圧Ｖａｃに変換する。

変圧器３は、出力フィルタ１２から出力される交流電圧Ｖａｃに応じた交流電圧Ｖｏを負荷４に供給する。交流電圧Ｖａｃの振幅と交流電圧Ｖｏの振幅との比は、１次巻線３ａの巻線数Ｎ１と２次巻線３ｂの巻線数Ｎ２との比Ｎ１／Ｎ２に等しい。

負荷４は、変圧器３から供給される交流電圧Ｖｏによって駆動される。出力フィルタ１２および変圧器３の間に遮断器２ａ，２ｂを配置することによって、電力変換装置１００および変圧器３の接続および遮断を制御することができる。

電流検出器１４は、出力フィルタ１２のリアクトルＬ１のリアクトル電流ＩＬを検出する。リアクトル電流ＩＬは、インバータ１０の交流側から出力される「交流電流」に対応する。電流検出器１６は、出力フィルタ１２から出力される交流電流Ｉａｃを検出する。交流電流Ｉａｃは、変圧器３の１次巻線３ａに流れる「１次巻線電流」に対応する。電流検出器１４は「第２の電流検出器」の一実施例に対応し、電流検出器１６は「第１の電流検出器」の一実施例に対応する。

電圧検出器１８は、出力フィルタ１２のコンデンサＣ１の電圧Ｖａｃを検出する。コンデンサＣ１の電圧Ｖａｃは、インバータ１０の交流側の「交流電圧」に対応する。リアクトル電流ＩＬ、１次巻線電流Ｉａｃおよび電圧Ｖａｃの検出値は制御装置２０へ入力される。電圧検出器１８は「電圧検出器」の一実施例に対応する。

制御装置２０は、１次巻線電流Ｉａｃ、リアクトル電流ＩＬおよび電圧Ｖａｃの検出値を用いて半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフを制御するための制御信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。

次に、図１に示した電力変換装置１００の制御構成について説明する。最初に、比較例に係る電力変換装置の制御構成を説明する。

図２は、比較例に係る電力変換装置の制御構成を説明する機能ブロック図である。
図２を参照して、比較例に係る電力変換装置の制御装置２００は、電圧制御部３００と、電流制御部５０と、ＰＭＷ回路６０とを含む。

電圧制御部３００は、減算器３２、電圧制御器３４、加算器３６，３８およびゲイン演算器４０を有する。減算器３２は、コンデンサＣ１の電圧指令値Ｖａｃ＊に対する、電圧検出器１８によって検出された電圧Ｖａｃの偏差ΔＶａｃを演算する。電圧指令値Ｖａｃ＊は、所望の周波数（たとえば商用周波数）の正弦波状の電圧に設定される。電圧指令値Ｖａｃ＊は「交流電圧指令値」に対応する。

電圧制御器３４は、減算器３２によって演算された偏差ΔＶａｃを小さくするための制御演算によって、インバータ制御指令値を生成する。インバータ制御指令値は、インバータ１０の交流側から出力される交流電流の指令値に相当する。ゲインＧ１は、電圧制御器３４における制御演算のゲインを示す。例えば、電圧制御器３４は、偏差ΔＶａｃを比例ゲインＫｐとを乗算した比例項（Ｋｐ・ΔＶａｃ）と、偏差ΔＶａｃの積分値と積分ゲインＫｉとを乗算した積分項（Ｋｉ・Σ（ΔＶａｃ））とを加算するフィードバック演算によって、インバータ制御指令値を求めることができる。

加算器３６は、電流検出器１６によって検出された１次巻線電流Ｉａｃをフィードフォワード項として、インバータ制御指令値に加算する。フィードフォワード項を、上記フィードバック演算結果に加算することにより、１次巻線電流Ｉａｃの急変に対して電流制御系が高速で追従することが可能となる。

ゲイン演算器４０は、電圧検出器１８によって検出された電圧Ｖａｃと電流制御器５４のゲインＧ２の逆数（１／Ｇ２）とを乗算する。

加算器３８は、ゲイン演算器４０の出力（Ｖａｃ／Ｇ２）を、電圧補償のために加算器３６の出力に加算することにより、リアクトル電流指令値ＩＬ＊を生成する。リアクトル電流指令値ＩＬ＊は「交流電流指令値」に対応する。

電流制御部５０は、減算器５２および電流制御器５４を含む。減算器５２は、リアクトル電流指令値ＩＬ＊に対する、電流検出器１４によって検出されたリアクトル電流ＩＬの偏差ΔＩＬを演算する。

電流制御器５４は、減算器５２によって演算された偏差ΔＩＬを小さくするための制御演算によって、インバータ制御指令値Ｖｉｎｖ＊を生成する。インバータ制御指令値Ｖｉｎｖ＊は、インバータ１０の出力電圧Ｖｉｎｖの指令値に相当する。ゲインＧ２は、電流制御器５４における制御演算のゲインを示す。例えば、電流制御器５４は、偏差ΔＩＬを比例ゲインＫｐとを乗算した比例項（Ｋｐ・ΔＩＬ）と、偏差ΔＩＬの積分値と積分ゲインＫｉとを乗算した積分項（Ｋｉ・Σ（ΔＩＬ））とを加算するフィードバック演算によって、インバータ制御指令値Ｖｉｎｖ＊を求めることができる。リアクトル電流指令値ＩＬ＊の周期的な変化に伴って、インバータ制御指令値Ｖｉｎｖ＊も同じ周波数の交流波形となる。

ＰＷＭ回路６０は、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖをインバータ制御指令値Ｖｉｎｖ＊に制御するための制御信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。具体的には、ＰＷＭ回路６０は、インバータ制御指令値Ｖｉｎｖ＊とキャリア波との電圧比較に従って、ＰＷＭ信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。基本的に、Ｖｉｎｖ＊がキャリア波の電圧よりも低い期間では、ＰＷＭ信号Ｓ１がＨレベルに設定される一方で、ＰＷＭ信号Ｓ２がＬレベルに設定される。これに対して、Ｖｉｎｖ＊がキャリア波の電圧よりも高い期間では、ＰＷＭ信号Ｓ１がＬレベルに設定される一方で、ＰＷＭ信号Ｓ２がＨレベルに設定される。

ＰＷＭ信号Ｓ１のＨレベル期間では、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオンするために、制御信号Ｇ１，Ｇ４がＨレベルに設定される。反対に、ＰＷＭ信号Ｓ１のＬレベル期間では、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオフするために、制御信号Ｇ１，Ｇ４がＬレベルに設定される。

これに対して、ＰＷＭ信号Ｓ２のＨレベル期間では、半導体スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオンするために、制御信号Ｇ２，Ｇ３がＨレベルに設定される。反対に、ＰＷＭ信号Ｓ２のＬレベル期間では、半導体スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフするために、制御信号Ｇ２，Ｇ３がＬレベルに設定される。なお、ＰＷＭ信号Ｓ１，Ｓ２の間には、デッドタイムが設けられる。

比較例に係る制御装置２００では、電流制御部５０において加算されるフィードフォワード項である、電圧検出器１８によって検出された電圧Ｖａｃが、実質的に電圧制御部３００に加算されている。このような構成とすることにより、電流制御部５０は、電圧制御部３００に比較して低応答の設計でよく、例えばデジタル制御により構成できるため、ソフトウェアによる演算が可能となる。その結果、回路を簡略化できるため、低コスト化が可能となる。

ここで、図１の構成例においては、遮断器２ａ，２ｂをともに投入することによって電力変換装置１００を変圧器３に接続する際、接続時の電圧Ｖａｃの位相によっては、変圧器３に励磁突入電流が発生することがある。励磁突入電流は、負荷４に供給される電圧に過渡的な変動を招くとともに、負荷４を誤作動させるおそれがある。

具体的には、１次巻線３ａの端子間電圧Ｖａｃを積分すると、変圧器３の鉄心３ｃ内に磁束が発生する。なお、電圧Ｖａｃの波形が理想的な正弦波である場合、磁束は電圧Ｖａｃよりも９０度遅れた正弦波となる。電圧Ｖａｃが０となる位置で遮断器２ａ，２ｂを閉じた場合、磁束は最大値に達する。変圧器３の鉄心３ｃに磁束が残留している場合、磁束は残留磁束を初期値とした正弦波となる。なお、変圧器３の鉄心３ｃに残留磁束が生じていることは、鉄心３ｃの磁束密度に直流成分が重畳すること（以下、「直流偏磁」とも称する）が発生していることを示している。この磁束が鉄心３ｃの磁気飽和点を超えると、変圧器３の励磁インピーダンスが急峻に低下することによって、過渡的に大きな電流（励磁突入電流）が流れる。その結果、１次巻線電流Ｉａｃも急峻に増大する。

図２に示す比較例に係る制御装置２００では、電圧制御部３００は、フィードバック演算結果に対して、電流検出器１６によって検出された１次巻線電流Ｉａｃをフィードフォワード項として加算する。そのため、励磁突入電流が発生した場合には、１次巻線電流Ｉａｃが急変するため、この１次巻線電流Ｉａｃの急変に対して電流制御部５０が高速で追従することになる。これにより、励磁電流が増大し、結果的に直流偏磁を拡大させてしまうことが懸念される。

なお、変圧器３の直流偏磁を抑制するための技術として、例えば特許文献１には、偏磁検出回路を用いて、インバータの出力電圧に含まれる直流成分を検出し、検出した直流成分がなくなるようにインバータの出力電圧の波形を制御する構成が開示されている。この偏磁検出回路は、インバータの出力電圧を積分する積分器を有しており、積分器の出力信号の直流成分を検出するように構成されている。

しかしながら、上述したように、励磁突入電流は、変圧器３に電力変換装置１００を接続したときに瞬間的に発生する。これに対し、特許文献１に記載される偏磁検出回路は、積分器の出力信号に基づいて変圧器３の鉄心３ｃの直流偏磁を検出し、インバータを制御する構成となっているため、励磁突入電流を速やかに抑制することが難しい。

そこで、本実施の形態に係る電力変換装置１００においては、制御装置２０は、１次巻線電流Ｉａｃに含まれる励磁突入電流を検出した場合に、電圧制御部におけるフィードフォワード項の大きさを減少させるように構成される。

図３は、本実施の形態に係る電力変換装置１００の制御構成の一例を説明する機能ブロック図である。制御装置２０を構成する各機能ブロックは、例えば、制御装置２０を構成するマイクロコンピュータによる、ソフトウェア処理および／またはハードウェア処理によって実現される。

図３を参照して、制御装置２０は、電圧制御部３０、電流制御部５０およびＰＷＭ回路６０を有する。図３に示す制御装置２０は、図２に示した比較例に係る制御装置２００と比較して、電圧制御部３００に代えて、電圧制御部３０を有する点が異なる。

電圧制御部３０は、減算器３２、電圧制御器３４、加算器３６，３８、ゲイン演算器４０，４２および、偏磁抑制部４４を有する。電圧制御部３０は、図２に示した電圧制御部３００にゲイン演算器４２および偏磁抑制部４４を追加したものである。

ゲイン演算器４２は、電流検出器１６によって検出された１次巻線電流ＩａｃとゲインＧ３とを乗算し、乗算結果を加算器３６へ出力する。加算器３６は、ゲイン演算器４２の出力（Ｉａｃ・Ｇ３）をフィードフォワード項として、電圧制御器３４により生成されたインバータ制御指令値に加算する。

ここで、ゲインＧ３は、フィードフォワード項の大きさを調整するためのゲインであり、０より大きく１．０以下の値をとり得る。なお、Ｇ３＝１．０である場合、フィードフォワード項は１次巻線電流Ｉａｃそのものとなり、図２の比較例におけるフィードフォワード項と等しくなる。

これに対して、０＜Ｇ３＜１．０である場合には、フィードフォワード項は１次巻線電流Ｉａｃよりも小さくなるため、図２の比較例におけるフィードフォワード項に比べて小さくなる。

偏磁抑制部４４は、電流検出器１６により検出された１次巻線電流Ｉａｃに基づいて、ゲイン演算器４２に用いられるゲインＧ３の値を設定する。偏磁抑制部４４は、以下に説明するように、１次巻線電流Ｉａｃに重畳している励磁突入電流が検出された場合には、ゲインＧ３を１．０未満の値に設定することにより、フィードフォワード項を小さくするように構成される。

図４は、図３に示した偏磁抑制部４４の構成を示す機能ブロック図である。図４を参照して、偏磁抑制部４４は、検出部７０、判定部８０および設定部９０を有する。検出部７０は、電流検出器１６により検出された１次巻線電流Ｉａｃに重畳している励磁電流を抽出する。

判定部８０は、検出部７０により抽出された励磁電流の大きさに基づいて、励磁突入電流の有無を判定する。判定部８０は、１次巻線電流Ｉａｃの検出値が励磁突入電流を有していると判定された場合には、判定結果を示す信号として、Ｈレベルに活性化された信号ＤＥＴを出力する。Ｈレベルの信号ＤＥＴは、変圧器３に直流偏磁が発生していることを示している。

一方、判定部８０は、１次巻線電流Ｉａｃの検出値が励磁突入電流を有していないと判定された場合には、判定結果を示す信号として、Ｌレベルに非活性化された信号ＤＥＴを出力する。Ｌレベルの信号ＤＥＴは、変圧器３に直流偏磁が発生していないことを示している。

設定部９０は、判定部８０の出力信号ＤＥＴに応じて、ゲインＧ３の値を設定する。設定部９０は、Ｌレベルの信号ＤＥＴを受けた場合、ゲインＧ３の値を「１．０」に設定する（Ｇ３＝１．０）。一方、Ｈレベルの信号ＤＥＴを受けた場合には、設定部９０は、ゲインＧ３を所定値Ｋに設定する（Ｇ３＝Ｋ）。所定値Ｋは０より大きく１．０未満の値である（０＜Ｋ＜１．０）。設定部９０は、設定したゲインＧ３をゲイン演算器４２へ出力する。ゲイン演算器４２は、電流検出器１６によって検出された１次巻線電流ＩａｃとゲインＧ３とを乗算する。

図５は、図４に示した偏磁抑制部４４の構成例を示す回路図である。
図５を参照して、検出部７０は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）７２を有する。ＬＰＦ７２は、出力フィルタ１２から出力される所望の周波数（例えば商用周波数）の電流ＩＬが通過することを防止し、所望の周波数よりも低い周波数の励磁電流を通過させるように構成される。すなわち、ＬＰＦ７２は、電流検出器１６により検出された１次巻線電流Ｉａｃから、励磁電流を抽出する。

判定部８０は、絶対値回路（ＡＢＳ）８２と、閾値８４と、比較器８６とを有する。絶対値回路８２は、励磁電流の絶対値を算出し、算出結果を示す信号を出力する。

比較器８６は、絶対値回路８２の出力信号と予め設定された閾値８４とを比較し、比較結果を示す信号を出力する。閾値８４は、変圧器３の鉄心３ｃに磁気飽和が発生したときに１次巻線３ａに流れる励磁突入電流を想定して設定されている。絶対値回路８２の出力信号（励磁電流の絶対値）のピーク値が閾値８４よりも大きいとき、比較器８６は、Ｈレベルの信号ＤＥＴを出力する。一方、絶対値回路８２の出力信号（励磁電流の絶対値）のピーク値が閾値８４より小さいときには、比較器８６はＬレベルの信号ＤＥＴを出力する。

設定部９０は、切替部９２を有する。切替部９２は、第１入力端子、第２入力端子および出力端子を有する。第１入力端子は所定値Ｋを受け、第２入力端子は値「１．０」を受ける。所定値Ｋは、上述したように、０より大きく１．０未満の値である（０＜Ｋ＜１．０）。

切替部９２は、比較器８６の出力信号ＤＥＴに基づいて、２つの入力値のいずれか一方を選択し、選択した値をゲインＧ３として出力端子から出力する。具体的には、比較器８６の出力信号ＤＥＴがＨレベルのとき、切替部９２は、所定値Ｋを選択する。一方、比較器８６の出力信号ＤＥＴがＬレベルのとき、切替部９２は、値「１．０」を選択する。

すなわち、１次巻線電流Ｉａｃの検出値に含まれる励磁電流の絶対値のピーク値が閾値８４より大きい場合には、変圧器３に直流偏磁が発生していると判定されてゲインＧ３が所定値Ｋ（０＜Ｋ＜１．０）に設定される。したがって、ゲイン演算器４２は、１次巻線電流Ｉａｃの検出値に所定値Ｋを乗じたもの、すなわち、１次巻線電流Ｉａｃを低減させたものを、フィードフォワード項として出力する。これによると、電力変換装置１００を変圧器３に接続した場合において変圧器３に直流偏磁が発生したときには、電圧制御部３０におけるフィードフォワード項が小さくなる。フィードフォワード項を低減させたことによって、励磁突入電流による１次巻線電流Ｉａｃの急変に対する電流制御系の即応性が低下するため、励磁電流の増大を抑制でき、結果的に直流偏磁が拡大することを防ぐことができる。

これに対して、１次巻線電流Ｉａｃの検出値に含まれる励磁突入電流の絶対値のピーク値が閾値８４より小さい場合には、変圧器３に直流偏磁が発生していないと判定されてゲインＧ３が値「１．０」に設定される。この場合、ゲイン演算器４２は、電流検出器１６による１次巻線電流Ｉａｃの検出値をフィードフォワード項として出力する。これによると、電圧制御部３０におけるフィードフォワード項が維持されるため、１次巻線電流Ｉａｃの急変に対する電流制御系の即応性を確保することができる。

図３に戻って、制御装置２０は、偏磁検出部６４および補正部６２をさらに有する。偏磁検出部６４は、特許文献２に記載される偏磁検出回路と同様の機能を有している。具体的には、偏磁検出部６４は、電圧検出器１８によって検出された電圧Ｖａｃに基づいて、変圧器３の鉄心３ｃに発生する磁束を示す信号の直流成分Ｖｄｃを検出する。補正部６２は、偏磁検出部６４によって検出される直流成分Ｖｄｃをなくすように、インバータ制御指令値Ｖｉｎｖ＊に直流オフセット値を加算することにより、インバータ制御指令値Ｖｉｎｖ＊を補正する。ＰＷＭ回路６０は、補正部６２により補正されたインバータ制御指令値Ｖｉｎｖ＊とキャリア波とを比較することにより、制御信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。

これによると、電力変換装置１００の接続時において、偏磁抑制部４４によって励磁突入電流の増大が抑制されると、その後は偏磁検出部６４によって直流偏磁の発生が抑制されることになる。したがって、偏磁抑制部４４において、電力変換装置１００の接続後にフィードフォワード項を元の大きさに戻しても、直流偏磁は発生しない。その結果、定常時の制御に影響を及ぼすことなく、変圧器３の直流偏磁を収束させることができる。

（その他の構成例）
上述した実施の形態では、電流制御部５０におけるフィードフォワード項の大きさを決めるゲインＧ３の値を、「１．０」および所定値Ｋの間で切り替える構成例について説明した。この構成例では、フィードフォワード項の大きさが変化する際に制御安定性が低下する可能性が懸念される。

図６は、図４に示した偏磁抑制部４４の他の構成例を示す回路図である。図６を参照して、偏磁抑制部４４は、図５に示した偏磁抑制部４４と比較して、設定部９０の構成が異なる。本変更例の設定部９０は、図５に示した設定部に対して、リミッタ９４を追加したものである。

リミッタ９４は、切替部９２とゲイン演算器４２との間に設けられる。リミッタ９４は、切替部９２によりゲインＧ３の値が「１．０」から所定値Ｋに切り替えられた場合、または、ゲインＧ３の値が所定値Ｋから「１．０」に切り替えられた場合において、ゲインＧ３の変化率を制限するように構成される。ゲインＧ３の変化率とは、単位時間当たりのゲインＧ３の変化量に相当する。

所定の変化率は、電流制御部５０における制御応答性に応じて設定される。これによると、ゲインＧ３の値が切り替えられる際、ゲインＧ３の値が所定の変化率に従って変化することにより、電流制御部５０における制御安定性が確保される。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 直流電源、２ａ，２ｂ 遮断器、３ 変圧器、３ａ １次巻線、３ｂ ２次巻線、３ｃ 鉄心、４ 負荷、１０ インバータ、１２ 出力フィルタ、１４，１６ 電流検出器、１８ 電圧検出器、２０，２００ 制御装置、３０，３００ 電圧制御部、３２，５２ 減算器、３４ 電圧制御器、３６，３８ 加算器、４０，４２ ゲイン演算器、４４ 偏磁抑制部、５０ 電流制御部、５４ 電流制御器、６０ ＰＷＭ回路、６２ 補正部、６４ 偏磁検出部、７０ 検出部、８０ 判定部、８２ 絶対値回路、８４ 閾値、９０ 設定部、９２ 切替部、９４ リミッタ、１００ 電力変換装置。

Claims (5)

1. 直流側の直流電圧を交流電圧に変換して交流側に出力するインバータと、
   前記インバータを制御する制御装置とを備え、
   前記インバータの前記交流側は変圧器を介して負荷に接続され、前記変圧器は、前記交流側から出力される前記交流電圧を前記負荷に与えるように構成され、
   前記変圧器の１次巻線電流を検出する第１の電流検出器と、
   前記インバータの出力電流を検出する第２の電流検出器と、
   前記交流側から出力される交流電圧を検出する電圧検出器とをさらに備え、
   前記制御装置は、
   交流電圧指令値に対する前記電圧検出器による前記交流電圧の検出値の偏差を小さくするための制御演算結果に、前記第１の電流検出器による前記１次巻線電流の検出値にゲインを乗算したフィードフォワード項を加算することによって、交流電流指令値を生成する電圧制御部と、
   前記交流電流指令値に対する前記第２の電流検出器による前記インバータの出力電流の検出値の偏差を小さくするための制御演算によって、インバータ制御指令値を生成する電流制御部と、
   前記インバータ制御指令値と所定の搬送波とを比較して前記インバータの制御信号を生成することにより、前記インバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ回路とを含み、
   前記電圧制御部は、前記第１の電流検出器による前記１次巻線電流の検出値に励磁突入電流が検出されたときには、前記励磁突入電流が検出されないときに比べて、前記ゲインの値を小さくする、電力変換装置。
2. 前記電圧制御部は、
   前記第１の電流検出器による前記１次巻線電流の検出値における前記励磁突入電流の有無を検出し、
   前記１次巻線電流の検出値が前記励磁突入電流を有するときには前記ゲインの値を第１の値に設定し、前記１次巻線電流の検出値が前記励磁突入電流を有しないときには前記ゲインを前記第１の値よりも小さい第２の値に設定する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１の値は１．０であり、
   前記第２の値は０より大きく１．０未満である、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電圧制御部は、前記ゲインの切替時における前記フィードフォワード項の変化率を制限するためのリミッタを有する、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御装置は、
   前記電圧検出器による前記交流電圧の検出値に基づいて、前記変圧器の鉄心に発生する磁束を示す信号の直流成分を検出する偏磁検出部と、
   前記直流成分をなくすように前記インバータ制御指令値を補正する補正部とをさらに含み、
   前記ＰＷＭ回路は、前記補正部により補正された前記インバータ制御指令値と前記所定の搬送波とを比較して前記インバータの制御信号を生成する、請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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