JPH06133553A - Ｐｗｍコンバータの制御回路 - Google Patents
Ｐｗｍコンバータの制御回路Info
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- JPH06133553A JPH06133553A JP27471292A JP27471292A JPH06133553A JP H06133553 A JPH06133553 A JP H06133553A JP 27471292 A JP27471292 A JP 27471292A JP 27471292 A JP27471292 A JP 27471292A JP H06133553 A JPH06133553 A JP H06133553A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】過渡期間中における制御の不安定化と、これに
伴う過電流を防止しうるＰＷＭコンバータの制御回路の
提供。 【構成】交流電源電圧ＶS とコンバータ入力電圧Ｖi が
等しくなるようにし、調節器３０１によってＶi の振
幅、位相を補正することにより入力電流を制御し、負荷
８がごく軽い場合にはリミッタ４０５によってＰＷＭ信
号自体を絞り込んでスイッチングを行わない期間を設
け、電力リプルによる電力の流入を防止する。
伴う過電流を防止しうるＰＷＭコンバータの制御回路の
提供。 【構成】交流電源電圧ＶS とコンバータ入力電圧Ｖi が
等しくなるようにし、調節器３０１によってＶi の振
幅、位相を補正することにより入力電流を制御し、負荷
８がごく軽い場合にはリミッタ４０５によってＰＷＭ信
号自体を絞り込んでスイッチングを行わない期間を設
け、電力リプルによる電力の流入を防止する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭ（パルス幅変
調）方式を用いたＡＣ／ＤＣコンバータの制御性能を改
善したＰＷＭコンバータの制御回路に関するものであ
る。
調）方式を用いたＡＣ／ＤＣコンバータの制御性能を改
善したＰＷＭコンバータの制御回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来において用いられているＰＷＭコン
バータの主回路および制御回路の構成を図６に示す。ま
た、図７、図８はその動作を説明するための波形図とベ
クトル図である。図６において、主回路の構成を説明す
る。１，２は１個または複数個の半導体素子によって構
成され、正電圧端子から負電圧端子へ流れる電流のオン
・オフを、制御端子にオン信号又はオフ信号のいずれか
一方を加えることにより制御することが可能で、かつ負
電圧端子から正電圧端子へは前記信号と無関係に導通す
るいわゆる半導体スイッチである。３，４はダイオー
ド、５はリアクトル、６は平滑用のコンデンサ、７は交
流電源、８は負荷、１０は駆動回路である。
バータの主回路および制御回路の構成を図６に示す。ま
た、図７、図８はその動作を説明するための波形図とベ
クトル図である。図６において、主回路の構成を説明す
る。１，２は１個または複数個の半導体素子によって構
成され、正電圧端子から負電圧端子へ流れる電流のオン
・オフを、制御端子にオン信号又はオフ信号のいずれか
一方を加えることにより制御することが可能で、かつ負
電圧端子から正電圧端子へは前記信号と無関係に導通す
るいわゆる半導体スイッチである。３，４はダイオー
ド、５はリアクトル、６は平滑用のコンデンサ、７は交
流電源、８は負荷、１０は駆動回路である。
【０００３】半導体スイッチ１の負電圧端子と半導体ス
イッチ２の正電圧端子とを接続し、接続点をａとする。
ダイオード３のアノードとダイオード４のカソードとを
接続し、接続点をｂとする。半導体スイッチ１の正電圧
端子とダイオード３のカソードとを接続して接続点ｃと
し、半導体スイッチ２の負電圧端子とダイオード４のア
ノードとを接続して接続点ｄとする。接続点ａの一端を
リアクトル５に接続し、リアクトル５の他端を交流電源
の一端に接続し、交流電源の他端と接続点ｂを接続す
る。接続点ｃ，ｄにコンデンサ６を接続し、コンデンサ
６の両端に負荷８を接続する。
イッチ２の正電圧端子とを接続し、接続点をａとする。
ダイオード３のアノードとダイオード４のカソードとを
接続し、接続点をｂとする。半導体スイッチ１の正電圧
端子とダイオード３のカソードとを接続して接続点ｃと
し、半導体スイッチ２の負電圧端子とダイオード４のア
ノードとを接続して接続点ｄとする。接続点ａの一端を
リアクトル５に接続し、リアクトル５の他端を交流電源
の一端に接続し、交流電源の他端と接続点ｂを接続す
る。接続点ｃ，ｄにコンデンサ６を接続し、コンデンサ
６の両端に負荷８を接続する。
【０００４】ここでまず、主回路の動作について説明す
る。交流電源７の電圧をＶS 、接続点ａ，ｂ間の電圧を
Ｖi 、リアクトル５に流れる電流をＩi 、コンデンサ６
の両端電圧をＥとする。ＶS の正の半サイクルにおいて
は、半導体スイッチ２をオン・オフする。半導体スイッ
チ２がオンの際、電流は交流電源７からリアクトル５→
接続点ａ→半導体スイッチ２→ダイオード４→接続点ｂ
→交流電源７の経路で流れ、この時Ｖi は零となるため
リアクトル５の両端電圧ＶL はＶS に等しくなり、リア
クトル電流Ｉi は増加する（以下においては、この状態
を短絡モードと呼ぶ）。
る。交流電源７の電圧をＶS 、接続点ａ，ｂ間の電圧を
Ｖi 、リアクトル５に流れる電流をＩi 、コンデンサ６
の両端電圧をＥとする。ＶS の正の半サイクルにおいて
は、半導体スイッチ２をオン・オフする。半導体スイッ
チ２がオンの際、電流は交流電源７からリアクトル５→
接続点ａ→半導体スイッチ２→ダイオード４→接続点ｂ
→交流電源７の経路で流れ、この時Ｖi は零となるため
リアクトル５の両端電圧ＶL はＶS に等しくなり、リア
クトル電流Ｉi は増加する（以下においては、この状態
を短絡モードと呼ぶ）。
【０００５】次に半導体スイッチ２がオフの際、電流は
交流電源７からリアクトル５→接続点ａ→半導体スイッ
チ１→コンデンサ６→ダイオード４→接続点ｂ→交流電
源７の経路で流れ、この時Ｖi はＥに等しく、リアクト
ル５の両端電圧ＶL はＶS −Ｅとなり、リアクトル電流
Ｉi は減少する（以下においては、この状態を伝達モー
ドと呼ぶ）。したがって、半導体スイッチ２のオン・オ
フの時間比率を制御することによりリアクトル電流Ｉi
を任意の波形、例えば交流電源７の電圧ＶS と同位相の
正弦波とすることも可能である。この方法はＰＷＭ（パ
ルス変調）と呼ばれる手法である。
交流電源７からリアクトル５→接続点ａ→半導体スイッ
チ１→コンデンサ６→ダイオード４→接続点ｂ→交流電
源７の経路で流れ、この時Ｖi はＥに等しく、リアクト
ル５の両端電圧ＶL はＶS −Ｅとなり、リアクトル電流
Ｉi は減少する（以下においては、この状態を伝達モー
ドと呼ぶ）。したがって、半導体スイッチ２のオン・オ
フの時間比率を制御することによりリアクトル電流Ｉi
を任意の波形、例えば交流電源７の電圧ＶS と同位相の
正弦波とすることも可能である。この方法はＰＷＭ（パ
ルス変調）と呼ばれる手法である。
【０００６】同様に、電源電圧ＶS が負の値をとる半サ
イクルにおいては、半導体スイッチ１をオン・オフする
ことで制御を行う。また、従来の制御回路は、リアクト
ル５に流れる電流を検出する電流検出器１０１、交流電
源７の電源電圧ＶS を検出する電圧検出器１０２、電流
検出器出力の絶対値を得るための絶対値回路１０３、前
記交流電源に同期した正弦波を全波整流した波形である
電流指令値を出力する入力電流指令値発生器１０５、前
記絶対値回路１０３の出力と、前記入力電流指令値発生
器１０５から出力される電流指令値Ｉi * とを入力する
ＰＩ調節器１０４、鋸状波のキャリアＣを発生するキャ
リア発生器１０６、前記ＰＩ調節器１０４の出力Ｓとキ
ャリア発生器１０６の出力Ｃを比較するコンパレータ１
０７、電源電圧ＶS の極性を判定するコンパレータ１０
８、コンパレータ１０７，１０８の出力を受けて駆動回
路１０へパルスを出力するパルス分配器１０９から構成
されている。
イクルにおいては、半導体スイッチ１をオン・オフする
ことで制御を行う。また、従来の制御回路は、リアクト
ル５に流れる電流を検出する電流検出器１０１、交流電
源７の電源電圧ＶS を検出する電圧検出器１０２、電流
検出器出力の絶対値を得るための絶対値回路１０３、前
記交流電源に同期した正弦波を全波整流した波形である
電流指令値を出力する入力電流指令値発生器１０５、前
記絶対値回路１０３の出力と、前記入力電流指令値発生
器１０５から出力される電流指令値Ｉi * とを入力する
ＰＩ調節器１０４、鋸状波のキャリアＣを発生するキャ
リア発生器１０６、前記ＰＩ調節器１０４の出力Ｓとキ
ャリア発生器１０６の出力Ｃを比較するコンパレータ１
０７、電源電圧ＶS の極性を判定するコンパレータ１０
８、コンパレータ１０７，１０８の出力を受けて駆動回
路１０へパルスを出力するパルス分配器１０９から構成
されている。
【０００７】ここで、リアクトル電流Ｉi を電源電圧Ｖ
S と同位相の正弦波にするための半導体スイッチ１，２
のオン・オフの時間比率の制御を図７を用いて説明す
る。図７は、電源電圧ＶS （図７（ａ））と、電流指令
値Ｉi * （図７（ｂ））、鋸状波のキャリアＣ（図７
（ｃ））、ＰＩ比較器１０４の出力Ｓ（図７（ｃ））、
接続点ａ，ｂ間の電圧Ｖi （図７（ｆ））、リアクトル
電流Ｉi （図７（ｇ））のそれぞれの波形と、半導体ス
イッチ１，２のオン・オフの状態（図７（ｄ），
（ｅ））を比較できるように示したものである。また、
入力電流指令値発生器１０５から出力される電流指令値
Ｉi * の波形は、図７に示すように、電源電圧ＶSと同
位相の波形を全波整流した波形となっている。
S と同位相の正弦波にするための半導体スイッチ１，２
のオン・オフの時間比率の制御を図７を用いて説明す
る。図７は、電源電圧ＶS （図７（ａ））と、電流指令
値Ｉi * （図７（ｂ））、鋸状波のキャリアＣ（図７
（ｃ））、ＰＩ比較器１０４の出力Ｓ（図７（ｃ））、
接続点ａ，ｂ間の電圧Ｖi （図７（ｆ））、リアクトル
電流Ｉi （図７（ｇ））のそれぞれの波形と、半導体ス
イッチ１，２のオン・オフの状態（図７（ｄ），
（ｅ））を比較できるように示したものである。また、
入力電流指令値発生器１０５から出力される電流指令値
Ｉi * の波形は、図７に示すように、電源電圧ＶSと同
位相の波形を全波整流した波形となっている。
【０００８】図６，７において、電流指令値Ｉi * から
電流検出器１０１によって検出されたリアクトル電流Ｉ
i の絶対値を減算して電流誤差ΔＩを得てＰＩ調節器１
０４に入力し、ＰＩ調節器１０４においては、ΔＩに比
例した値と、ΔＩを積分した値とを加算して、ＰＩ調節
器出力Ｓとして出力する。前記出力Ｓと鋸状波のキャリ
アＣとの大小関係をコンパレータ１０７で比較し、ま
た、電源電圧ＶS の極性をコンパレータ１０８で判定し
て、ＶS ＞０ の時 Ｓ＞Ｃ で半導体スイッチ２をオ
ンし、Ｓ＜Ｃ で半導体スイッチ２をオフし、ＶS ＜０
の時 Ｓ＜Ｃ で半導体スイッチ１をオンし、Ｓ＞Ｃ
で半導体スイッチ１をオフする。
電流検出器１０１によって検出されたリアクトル電流Ｉ
i の絶対値を減算して電流誤差ΔＩを得てＰＩ調節器１
０４に入力し、ＰＩ調節器１０４においては、ΔＩに比
例した値と、ΔＩを積分した値とを加算して、ＰＩ調節
器出力Ｓとして出力する。前記出力Ｓと鋸状波のキャリ
アＣとの大小関係をコンパレータ１０７で比較し、ま
た、電源電圧ＶS の極性をコンパレータ１０８で判定し
て、ＶS ＞０ の時 Ｓ＞Ｃ で半導体スイッチ２をオ
ンし、Ｓ＜Ｃ で半導体スイッチ２をオフし、ＶS ＜０
の時 Ｓ＜Ｃ で半導体スイッチ１をオンし、Ｓ＞Ｃ
で半導体スイッチ１をオフする。
【０００９】このような制御を行うことにより、｜Ｉi
* ｜＞｜Ｉi ｜のときには、ΔＩ＞０となりＳは増加す
るため、半導体スイッチ１，２のオン期間が長くなり、
｜Ｉ i ｜は増加する。この結果Ｉi は電流指令値Ｉi *
に近づく。｜Ｉi * ｜＜｜Ｉ i ｜のときには、ΔＩ＜０
となりＳは減少するため、半導体スイッチ１，２のオフ
期間が長くなり、｜Ｉi ｜は減少し、リアクトル電流Ｉ
i は電流指令値Ｉi *に近づく。よって常にリアクトル
電流Ｉi を電流指令値Ｉi * に近い値に保つことができ
る。
* ｜＞｜Ｉi ｜のときには、ΔＩ＞０となりＳは増加す
るため、半導体スイッチ１，２のオン期間が長くなり、
｜Ｉ i ｜は増加する。この結果Ｉi は電流指令値Ｉi *
に近づく。｜Ｉi * ｜＜｜Ｉ i ｜のときには、ΔＩ＜０
となりＳは減少するため、半導体スイッチ１，２のオフ
期間が長くなり、｜Ｉi ｜は減少し、リアクトル電流Ｉ
i は電流指令値Ｉi *に近づく。よって常にリアクトル
電流Ｉi を電流指令値Ｉi * に近い値に保つことができ
る。
【００１０】電源電圧ＶS ，リアクトル電流Ｉi ，接続
点ａ，ｂ間の電圧Ｖi ，およびリアクトル５の両端電圧
ＶL の基本波における、電圧、電流、位相の関係をベク
トル図に表すと図８（ａ）のようになる。ベクトルＶS
と、ベクトルＩi は同位相であり、リアクトル５のイン
ダクタンスをＬ、電源電圧ＶS の角周波数をωとすると
（１）式が成立する。
点ａ，ｂ間の電圧Ｖi ，およびリアクトル５の両端電圧
ＶL の基本波における、電圧、電流、位相の関係をベク
トル図に表すと図８（ａ）のようになる。ベクトルＶS
と、ベクトルＩi は同位相であり、リアクトル５のイン
ダクタンスをＬ、電源電圧ＶS の角周波数をωとすると
（１）式が成立する。
【００１１】
【数１】
【００１２】すなわち、ベクトルＶL は、ベクトルＶS
に対し９０°進み位相となり、ベクトルＶi はベクトル
ＶS に対しわずかに遅れ位相となる。Ｌが小さい場合に
は、ベクトルＶL も小さくなり、ベクトルＶi とベクト
ルＶS の関係はほぼ（２）式に示すようになる。
に対し９０°進み位相となり、ベクトルＶi はベクトル
ＶS に対しわずかに遅れ位相となる。Ｌが小さい場合に
は、ベクトルＶL も小さくなり、ベクトルＶi とベクト
ルＶS の関係はほぼ（２）式に示すようになる。
【００１３】
【数２】
【００１４】また、ベクトルＶi を（３）式に示すよう
に直接制御することでベクトルＩiの制御を行うこと
は、原理的には可能である。
に直接制御することでベクトルＩiの制御を行うこと
は、原理的には可能である。
【００１５】
【数３】
【００１６】しかしながら、Ｌが小さい場合には接続点
ａ，ｂ間の電圧Ｖi のわずかな誤差によってリアクトル
電流Ｉi の電流値と位相に大きな誤差を生ずるので、ベ
クトルＶi を直接制御してベクトルＩi の制御を行うこ
とは実際には困難である。そこで、図６，７の如くリア
クトル電流Ｉi をフィードバックして電流指令値Ｉi *
との誤差を零に近づけるように接続点ａ，ｂ間の電圧Ｖ
i を制御する方法が従来用いられてきた。
ａ，ｂ間の電圧Ｖi のわずかな誤差によってリアクトル
電流Ｉi の電流値と位相に大きな誤差を生ずるので、ベ
クトルＶi を直接制御してベクトルＩi の制御を行うこ
とは実際には困難である。そこで、図６，７の如くリア
クトル電流Ｉi をフィードバックして電流指令値Ｉi *
との誤差を零に近づけるように接続点ａ，ｂ間の電圧Ｖ
i を制御する方法が従来用いられてきた。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】これまで述べたよう
に、ＰＩ調節器を用いた従来の制御回路では、電源電圧
Ｖ S の停電時や、コンバータの起動前、リアクトル電流
Ｉi の急変時等の、リアクトル電流Ｉi が電流指令値Ｉ
i * に追従できない状態には、調節器出力は正または負
極性の最大出力状態（いわゆる、飽和状態）にある。Ｐ
Ｉ調節器には積分作用があるため、ＶS の停電回復後
や、コンバータの起動直後、リアクトル電流Ｉ i の急変
直後等の過渡期間にはこの状態が継続し、リアクトル電
流Ｉi が指令値から大きくはずれる場合がある。
に、ＰＩ調節器を用いた従来の制御回路では、電源電圧
Ｖ S の停電時や、コンバータの起動前、リアクトル電流
Ｉi の急変時等の、リアクトル電流Ｉi が電流指令値Ｉ
i * に追従できない状態には、調節器出力は正または負
極性の最大出力状態（いわゆる、飽和状態）にある。Ｐ
Ｉ調節器には積分作用があるため、ＶS の停電回復後
や、コンバータの起動直後、リアクトル電流Ｉ i の急変
直後等の過渡期間にはこの状態が継続し、リアクトル電
流Ｉi が指令値から大きくはずれる場合がある。
【００１８】また、ＰＩ調節器をΔＩに比例する量のみ
を出力するＰ調節器に置き換えた場合は、リアクトル電
流Ｉi を制御するためには接続点ａ，ｂ間の電圧Ｖi を
高精度で制御する必要があり、Ｐ調節器には残留偏差が
存在する。図８（ｂ）はＰＩ調節器をＰ調節器に置き換
えた場合のベクトル図であり、図８（ｂ）に示すように
残留偏差によって接続点ａ，ｂ間の電圧Ｖi に誤差が生
じて、この誤差がリアクトル電流Ｉi の大きな誤差とな
ってしまう。残留偏差を少なくするために比例ゲインを
大きくとると制御系が不安定となってしまい、ＰＩ調節
器と同様にリアクトル電流Ｉi が指令値から大きくはず
れる場合がある。
を出力するＰ調節器に置き換えた場合は、リアクトル電
流Ｉi を制御するためには接続点ａ，ｂ間の電圧Ｖi を
高精度で制御する必要があり、Ｐ調節器には残留偏差が
存在する。図８（ｂ）はＰＩ調節器をＰ調節器に置き換
えた場合のベクトル図であり、図８（ｂ）に示すように
残留偏差によって接続点ａ，ｂ間の電圧Ｖi に誤差が生
じて、この誤差がリアクトル電流Ｉi の大きな誤差とな
ってしまう。残留偏差を少なくするために比例ゲインを
大きくとると制御系が不安定となってしまい、ＰＩ調節
器と同様にリアクトル電流Ｉi が指令値から大きくはず
れる場合がある。
【００１９】よって、従来の制御回路を用いると、過渡
期間中に入力波形が悪化しこれに伴って生じる過電流に
耐えうる電流耐量をもつ主回路素子が必要となるという
欠点があった。本発明は、上記問題点に鑑みて成された
ものであって、過渡期間中の制御の不安定化とこれに伴
う過電流を防止するＰＷＭコンバータの制御回路の提供
を目的とする。
期間中に入力波形が悪化しこれに伴って生じる過電流に
耐えうる電流耐量をもつ主回路素子が必要となるという
欠点があった。本発明は、上記問題点に鑑みて成された
ものであって、過渡期間中の制御の不安定化とこれに伴
う過電流を防止するＰＷＭコンバータの制御回路の提供
を目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、第１の発明においては、入力電流検出器出力と入力
電流指令値との差をＰ調節器に入力し、設定器より出力
される基準電圧より交流電源電圧の絶対値を差し引いた
入力電圧指令値と前記Ｐ調節器の出力との和に半導体ス
イッチのオン期間の長さを比例させる。
め、第１の発明においては、入力電流検出器出力と入力
電流指令値との差をＰ調節器に入力し、設定器より出力
される基準電圧より交流電源電圧の絶対値を差し引いた
入力電圧指令値と前記Ｐ調節器の出力との和に半導体ス
イッチのオン期間の長さを比例させる。
【００２１】また、第２の発明においては、第１の発明
における入力電流指令値の振幅を、出力電圧検出器出力
と出力電圧指令値との差によって求めた入力電流振幅指
令値と一致させる。さらに、リミッタを設けて入力電流
検出器出力と入力電流指令値との差が零または負となっ
た場合には基準直流電圧を制限する。
における入力電流指令値の振幅を、出力電圧検出器出力
と出力電圧指令値との差によって求めた入力電流振幅指
令値と一致させる。さらに、リミッタを設けて入力電流
検出器出力と入力電流指令値との差が零または負となっ
た場合には基準直流電圧を制限する。
【００２２】
【作用】第１の発明においては、半導体スイッチのオン
期間の長さを、設定器より出力される基準電圧より交流
電源電圧の絶対値を差し引いた入力電圧指令値と前記Ｐ
調節器の出力との和に比例させることにより、リアクト
ル５の両端電圧ベクトルＶL が制御される。
期間の長さを、設定器より出力される基準電圧より交流
電源電圧の絶対値を差し引いた入力電圧指令値と前記Ｐ
調節器の出力との和に比例させることにより、リアクト
ル５の両端電圧ベクトルＶL が制御される。
【００２３】また、第２の発明においては、入力電流指
令値の振幅を、出力電圧検出器出力と出力電圧指令値と
の差によって求めた入力電流振幅指令値と一致させるこ
とにより出力電圧を制御される。さらにリミッタを設け
たことにより、設定器より出力される基準電圧から所定
の値が減算される。
令値の振幅を、出力電圧検出器出力と出力電圧指令値と
の差によって求めた入力電流振幅指令値と一致させるこ
とにより出力電圧を制御される。さらにリミッタを設け
たことにより、設定器より出力される基準電圧から所定
の値が減算される。
【００２４】
【実施例】以下、図面を参照して本発明を詳細に説明す
る。図１は第１の発明による実施例を示す図であり、図
６に示した従来技術による制御回路と同一の部分には同
一の符号を付して説明を省略する。また、図３および図
４は制御回路の動作を説明するための波形図と、ベクト
ル図である。
る。図１は第１の発明による実施例を示す図であり、図
６に示した従来技術による制御回路と同一の部分には同
一の符号を付して説明を省略する。また、図３および図
４は制御回路の動作を説明するための波形図と、ベクト
ル図である。
【００２５】図１において、３０１はＰ調節器、３０２
は絶対値回路、３０３は出力電圧設定器である。まず、
交流電源の電圧値ＶS を絶対値回路３０２に入力し、図
３（ａ）に示す電源電圧ＶS の絶対値を得る。また、キ
ャリア発生器１０６の出力Ｃのピーク値に等しい値を持
つ直流量Ｖofs （図３（ｂ））を出力電圧設定器３０３
より出力し、前記Ｖofs よりＶS の絶対値を減算したＶ
i * ' （図３（ｃ））を得る。Ｐ調節器３０１には従来
技術同様、電流指令値Ｉi * の絶対値より電流検出器１
０１の出力の絶対値を差し引いた値が入力され、Ｐ調節
器３０１の出力ΔｐＩ（図３（ｄ））に前記Ｖi * ' を
加算してＳ’（図３（ｅ））を得る。
は絶対値回路、３０３は出力電圧設定器である。まず、
交流電源の電圧値ＶS を絶対値回路３０２に入力し、図
３（ａ）に示す電源電圧ＶS の絶対値を得る。また、キ
ャリア発生器１０６の出力Ｃのピーク値に等しい値を持
つ直流量Ｖofs （図３（ｂ））を出力電圧設定器３０３
より出力し、前記Ｖofs よりＶS の絶対値を減算したＶ
i * ' （図３（ｃ））を得る。Ｐ調節器３０１には従来
技術同様、電流指令値Ｉi * の絶対値より電流検出器１
０１の出力の絶対値を差し引いた値が入力され、Ｐ調節
器３０１の出力ΔｐＩ（図３（ｄ））に前記Ｖi * ' を
加算してＳ’（図３（ｅ））を得る。
【００２６】図１に示した制御回路において、キャリア
発生器１０６、コンパレータ１０７以降は図６と同様で
あるため、前記Ｓ’が図６におけるＳと等しくなればリ
アクトル電流Ｉi を図６の場合と同様の波形に制御する
ことができる。ΔｐＩを零とするとＳ’＝Ｖi * ' とな
る。Ｓ’＜Ｃとなる期間が電圧発生期間であり、この長
さはＶS の絶対値に比例する。よってＶS の検出ゲイン
を適当に設定すればＶi ＝ＶS となる。
発生器１０６、コンパレータ１０７以降は図６と同様で
あるため、前記Ｓ’が図６におけるＳと等しくなればリ
アクトル電流Ｉi を図６の場合と同様の波形に制御する
ことができる。ΔｐＩを零とするとＳ’＝Ｖi * ' とな
る。Ｓ’＜Ｃとなる期間が電圧発生期間であり、この長
さはＶS の絶対値に比例する。よってＶS の検出ゲイン
を適当に設定すればＶi ＝ＶS となる。
【００２７】ΔｐＩが零の場合、図４に示すように所望
のベクトルＶi を得るためには、ベクトルＶL に相当す
る相対的に小さい量のみを調節器によって制御する、す
なわち、Ｖi ＝ＶS となるよう調節器出力に電圧指令値
を加算すればよいため残留偏差の影響は小さい。前記Ｖ
i * ' に電流指令値Ｉi * とリアクトル電流Ｉi の誤差
に比例したΔｐＩが加わることにより、図４に示す如く
接続点ａ，ｂ間の電圧Ｖi は所望のリアクトル電流Ｉi
を得るための値となる。
のベクトルＶi を得るためには、ベクトルＶL に相当す
る相対的に小さい量のみを調節器によって制御する、す
なわち、Ｖi ＝ＶS となるよう調節器出力に電圧指令値
を加算すればよいため残留偏差の影響は小さい。前記Ｖ
i * ' に電流指令値Ｉi * とリアクトル電流Ｉi の誤差
に比例したΔｐＩが加わることにより、図４に示す如く
接続点ａ，ｂ間の電圧Ｖi は所望のリアクトル電流Ｉi
を得るための値となる。
【００２８】図２は第２の発明による実施例を示す図で
あり、図６に示した従来技術による制御回路と同一の部
分には同一の符号を付して説明を省略する。また、図５
は制御回路の動作を説明するための波形図である。図２
において、４０１は電圧検出器、４０２は設定器、４０
３はＰＩ調節器、４０４は乗算器、４０５はリミッタで
ある。電圧検出器４０１によりコンバータ主回路の直流
出力電圧Ｅを検出し、設定器４０２において直流出力電
圧設定値Ｅ * を設定する。ＥとＥ* の差ΔＥをＰＩ調節
器４０３に入力してリアクトル電流Ｉi の振幅指令値Ｉ
p * を得る。振幅指令値Ｉp * とＶi の絶対値とを乗算
器４０４によって乗算することにより電流指令値Ｉi *
を得る。この電流指令値Ｉi * の振幅をコンバータ主回
路の直流出力電圧Ｅに応じて制御することにより、前記
直流出力電圧Ｅを所望の値に制御する。すなわち、Ｅ*
＞Ｅの場合、振幅指令値Ｉp * は大きくなり、装置の入
力電流が増加するためＥも上昇する。Ｅ* ＜Ｅの場合、
振幅指令値Ｉp * は小さくなり、直流出力電圧Ｅは低下
する。
あり、図６に示した従来技術による制御回路と同一の部
分には同一の符号を付して説明を省略する。また、図５
は制御回路の動作を説明するための波形図である。図２
において、４０１は電圧検出器、４０２は設定器、４０
３はＰＩ調節器、４０４は乗算器、４０５はリミッタで
ある。電圧検出器４０１によりコンバータ主回路の直流
出力電圧Ｅを検出し、設定器４０２において直流出力電
圧設定値Ｅ * を設定する。ＥとＥ* の差ΔＥをＰＩ調節
器４０３に入力してリアクトル電流Ｉi の振幅指令値Ｉ
p * を得る。振幅指令値Ｉp * とＶi の絶対値とを乗算
器４０４によって乗算することにより電流指令値Ｉi *
を得る。この電流指令値Ｉi * の振幅をコンバータ主回
路の直流出力電圧Ｅに応じて制御することにより、前記
直流出力電圧Ｅを所望の値に制御する。すなわち、Ｅ*
＞Ｅの場合、振幅指令値Ｉp * は大きくなり、装置の入
力電流が増加するためＥも上昇する。Ｅ* ＜Ｅの場合、
振幅指令値Ｉp * は小さくなり、直流出力電圧Ｅは低下
する。
【００２９】図２に示した回路において、図１に示した
回路と同様の制御を行うと、コンバータ主回路に接続さ
れた負荷８に流れる電流が非常に小さくなった場合、直
流出力電圧Ｅを一定に保つべくリアクトル電流Ｉi もま
た小さくなる。この時電流指令値Ｉi * はほぼ零とな
り、制御回路はＶi ＝ＶS となるよう制御され、リアク
トル電流Ｉi に基本波成分も零となる。リアクトル電流
Ｉi はスイッチング動作に起因する高周波成分（リプ
ル）を持っており、Ｉi * ＝０の際には正のリプルと負
のリプルが打ち消し合うことなく、リアクトル電流Ｉi
はリプルのみとなってしまう。このとき図５（ｃ）の如
く、ＶS ＞０で半導体スイッチ２がオン・オフする場合
において、ダイオード４の作用により電流は図５（ｄ）
の如く、正方向にのみ流れ、正のリプルのみ存在するこ
とになり、リプル分に相当する電力が流入し、直流出力
電圧Ｅが上昇し続けてしまう。
回路と同様の制御を行うと、コンバータ主回路に接続さ
れた負荷８に流れる電流が非常に小さくなった場合、直
流出力電圧Ｅを一定に保つべくリアクトル電流Ｉi もま
た小さくなる。この時電流指令値Ｉi * はほぼ零とな
り、制御回路はＶi ＝ＶS となるよう制御され、リアク
トル電流Ｉi に基本波成分も零となる。リアクトル電流
Ｉi はスイッチング動作に起因する高周波成分（リプ
ル）を持っており、Ｉi * ＝０の際には正のリプルと負
のリプルが打ち消し合うことなく、リアクトル電流Ｉi
はリプルのみとなってしまう。このとき図５（ｃ）の如
く、ＶS ＞０で半導体スイッチ２がオン・オフする場合
において、ダイオード４の作用により電流は図５（ｄ）
の如く、正方向にのみ流れ、正のリプルのみ存在するこ
とになり、リプル分に相当する電力が流入し、直流出力
電圧Ｅが上昇し続けてしまう。
【００３０】そこで、リミッタ４０５は振幅指令値Ｉp
* が零に近づくとＶofs から、振幅指令値Ｉp * が零に
近づく度合いによって求まる量を減算する。例えば
（４）式に示すような値Ｖlmを求めＶofs から減算す
る。
* が零に近づくとＶofs から、振幅指令値Ｉp * が零に
近づく度合いによって求まる量を減算する。例えば
（４）式に示すような値Ｖlmを求めＶofs から減算す
る。
【００３１】
【数４】 Ｖlm＝（Ｉp * −Ｉplm * ）×ａ （４） ただし、Ｉplm * はリミッタ４０５の動作開始レベルを
決定する値であり、ａは適当なゲインである。さらに振
幅指令値Ｉp * が零に近づいてＩp * ＝０となると、設
定器３０３の出力Ｖofs よりＶofs と等しい量であるＶ
lmを減算する。
決定する値であり、ａは適当なゲインである。さらに振
幅指令値Ｉp * が零に近づいてＩp * ＝０となると、設
定器３０３の出力Ｖofs よりＶofs と等しい量であるＶ
lmを減算する。
【００３２】図５（ｅ），（ｆ）に示すように振幅指令
値Ｉp * が零に近い場合にはＳ’が零より小さい期間、
つまりスイッチングの行われない期間（イ），（ロ）が
存在し、Ｉp * ＝０となると、Ｓ’は全区間において零
より小さくなり、スイッチングは全く行われない。よっ
てリアクトル電流Ｉi の基本波成分による電力とリプル
分による電力は共に流入しなくなる。
値Ｉp * が零に近い場合にはＳ’が零より小さい期間、
つまりスイッチングの行われない期間（イ），（ロ）が
存在し、Ｉp * ＝０となると、Ｓ’は全区間において零
より小さくなり、スイッチングは全く行われない。よっ
てリアクトル電流Ｉi の基本波成分による電力とリプル
分による電力は共に流入しなくなる。
【００３３】リミッタ４０５の動作中は、入力電流を正
弦波に保つことは不可能となるが、リミッタ４０５の動
作が電流の基本波成分が零に近いときに限られるので問
題にはならない。
弦波に保つことは不可能となるが、リミッタ４０５の動
作が電流の基本波成分が零に近いときに限られるので問
題にはならない。
【００３４】
【発明の効果】以上、述べたように第１の発明において
は、接続点ａ，ｂ間の電圧ベクトルＶ L を制御すること
により、ゲインの小さな調節器による制御が可能になる
ため、調節器の飽和や不安定化に起因する過電流を防止
でき、主回路を構成する素子およびこれに付随する保護
回路等に過剰な過電流耐量をもたせる必要がなくなり、
装置の小型化、低コスト化が可能となる。
は、接続点ａ，ｂ間の電圧ベクトルＶ L を制御すること
により、ゲインの小さな調節器による制御が可能になる
ため、調節器の飽和や不安定化に起因する過電流を防止
でき、主回路を構成する素子およびこれに付随する保護
回路等に過剰な過電流耐量をもたせる必要がなくなり、
装置の小型化、低コスト化が可能となる。
【００３５】また、第２の発明においては、リミッタを
設けて基準直流電圧を制限することにより、負荷電力が
零から定格値まで広範囲に変化するＰＷＭコンバータ
に、第１の発明による制御を適用することが可能とな
り、第１の発明と同様の効果が得られる。
設けて基準直流電圧を制限することにより、負荷電力が
零から定格値まで広範囲に変化するＰＷＭコンバータ
に、第１の発明による制御を適用することが可能とな
り、第１の発明と同様の効果が得られる。
【図１】第１の発明による制御回路の構成図
【図２】第２の発明による制御回路の構成図
【図３】第１の発明による制御回路の動作を説明するた
めの波形図
めの波形図
【図４】第１の発明による制御回路の動作を説明するた
めのベクトル図
めのベクトル図
【図５】第２の発明による制御回路の動作を説明するた
めの波形図
めの波形図
【図６】従来の技術によるＰＷＭコンバータの制御回路
の構成図
の構成図
【図７】従来の技術による制御回路の動作を説明するた
めの波形図
めの波形図
【図８】従来の技術による制御回路の動作を説明するた
めのベクトル図
めのベクトル図
１，２ 半導体スイッチ ３，４ ダイオード ５ リアクトル ６ コンデンサ ７ 交流電源 ８ 負荷 １０ 駆動回路 １０１ 電流検出器 １０２ 電圧検出器 １０３ 絶対値回路 １０４ ＰＩ調節器 １０５ 入力電流指令値発生器 １０６ キャリア発生器 １０７，１０８ コンパレータ １０９ パルス分配回路 ３０１ Ｐ調節器 ３０２ 絶対値回路 ３０３ 設定器 ４０１ 電圧検出器 ４０２ 設定器 ４０３ ＰＩ調節器 ４０４ 乗算器 ４０５ リミッタ
Claims (2)
- 【請求項１】半導体スイッチング素子によって構成さ
れ、前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作に
より、交流電源からの入力電流を正弦波状に制御しつ
つ、出力端へ直流電圧を出力する機能を有するＰＷＭコ
ンバータの制御回路において、 前記交流電源の電圧を検出する交流電圧検出器と、 前記交流電源に同期した電流指令値を出力する入力電流
指令値発生器と、 前記ＰＷＭコンバータの主回路への入力電流を検出する
入力電流検出器と、 前記入力電流指令値発生器の出力の絶対値と前記入力電
流検出器の出力の絶対値との差を入力とする電流調節器
と、 基準直流電圧を発生する設定器と、 前記設定器より出力される基準直流電圧より前記交流電
圧検出器の出力の絶対値を減算し、さらに、前記電流調
節器出力を加算する演算手段と、 前記演算手段の出力を入力とし、この演算手段の出力に
基づいてオン・オフ指令パルスを求め、前記ＰＷＭコン
バータ主回路を駆動する駆動回路へ出力するパルス幅変
調手段と、 を備えたことを特徴とするＰＷＭコンバータの制御回
路。 - 【請求項２】請求項１に記載のＰＷＭコンバータの制御
回路において、前記入力電流指令値発生器が、 ＰＷＭコンバータの出力電圧を検出する出力電圧検出器
と、 出力電圧指令値を出力する出力電圧設定器と、 前記出力電圧指令値と前記出力電圧検出器の出力との差
を入力とする電圧調節器と、 前記電圧調節器出力に比例した振幅を持つ正弦波を出力
する正弦波発生手段と、から構成され、 かつ、前記電圧調節器出力が零または負の値となる場合
には、前記基準直流電圧から所定の値を減算するリミッ
タを備えたことを特徴とするＰＷＭコンバータの制御回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27471292A JPH06133553A (ja) | 1992-10-14 | 1992-10-14 | Ｐｗｍコンバータの制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27471292A JPH06133553A (ja) | 1992-10-14 | 1992-10-14 | Ｐｗｍコンバータの制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06133553A true JPH06133553A (ja) | 1994-05-13 |
Family
ID=17545522
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27471292A Pending JPH06133553A (ja) | 1992-10-14 | 1992-10-14 | Ｐｗｍコンバータの制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06133553A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09331679A (ja) * | 1996-04-12 | 1997-12-22 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍ制御自励式整流装置の制御方法 |
| JP2007300762A (ja) * | 2006-05-02 | 2007-11-15 | Toshiba Kyaria Kk | 直流電源装置 |
| JP2009189114A (ja) * | 2008-02-05 | 2009-08-20 | Panasonic Corp | 直流電源装置 |
-
1992
- 1992-10-14 JP JP27471292A patent/JPH06133553A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09331679A (ja) * | 1996-04-12 | 1997-12-22 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍ制御自励式整流装置の制御方法 |
| JP2007300762A (ja) * | 2006-05-02 | 2007-11-15 | Toshiba Kyaria Kk | 直流電源装置 |
| JP2009189114A (ja) * | 2008-02-05 | 2009-08-20 | Panasonic Corp | 直流電源装置 |
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