JPH08266045A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JPH08266045A JPH08266045A JP7063259A JP6325995A JPH08266045A JP H08266045 A JPH08266045 A JP H08266045A JP 7063259 A JP7063259 A JP 7063259A JP 6325995 A JP6325995 A JP 6325995A JP H08266045 A JPH08266045 A JP H08266045A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】不安定現象を防止すると共に、電圧制御の制御
応答を良くすることのできるDC/DC コンバータを提供す
ること。 【構成】電圧制御部20は、電圧基準Ｅr と第２の直流電
圧Ｅd2との偏差を減少させるように制御信号Ｖc を出力
し、パルス幅変調手段24〜29は、制御信号Ｖc と変調信
号Ｃa とを比較してインバータ9 の駆動信号を出力し、
インバータ9 は、矩形波の交番電圧Ｅa1を変圧器10の一
次巻線に与え、二次巻線から出力される交番電圧Ｅa2を
整流して第２の直流電圧Ｅd2として出力する。この場
合、補正手段30〜32は、変圧器10の一次巻線に流れる電
流の瞬時値により前記制御信号Ｖc を補正し、パルス幅
変調手段24〜29は、補正された制御信号Ｖc1と変調信号
Ｃa とを比較して前記矩形波の幅を調節するようにイン
バータ9 の駆動信号を出力し、変圧器10の一次巻線に流
れる電流の瞬時値により電圧制御の安定化を図る。
応答を良くすることのできるDC/DC コンバータを提供す
ること。 【構成】電圧制御部20は、電圧基準Ｅr と第２の直流電
圧Ｅd2との偏差を減少させるように制御信号Ｖc を出力
し、パルス幅変調手段24〜29は、制御信号Ｖc と変調信
号Ｃa とを比較してインバータ9 の駆動信号を出力し、
インバータ9 は、矩形波の交番電圧Ｅa1を変圧器10の一
次巻線に与え、二次巻線から出力される交番電圧Ｅa2を
整流して第２の直流電圧Ｅd2として出力する。この場
合、補正手段30〜32は、変圧器10の一次巻線に流れる電
流の瞬時値により前記制御信号Ｖc を補正し、パルス幅
変調手段24〜29は、補正された制御信号Ｖc1と変調信号
Ｃa とを比較して前記矩形波の幅を調節するようにイン
バータ9 の駆動信号を出力し、変圧器10の一次巻線に流
れる電流の瞬時値により電圧制御の安定化を図る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電圧を第２の直流
電圧に変換するDC/DC コンバータに係り、特に電圧制御
の安定性を改善し、制御特性を改善したDC/DC コンバー
タに関する。
電圧に変換するDC/DC コンバータに係り、特に電圧制御
の安定性を改善し、制御特性を改善したDC/DC コンバー
タに関する。
【０００２】
【従来の技術】所定の変調周期で直流電圧を交番電圧に
変換した後、再び第２の直流電圧に変換するDC/DC コン
バータが用いられている。車両等に用いられるこの種の
従来のDC/DC コンバータを図４に示して説明する。
変換した後、再び第２の直流電圧に変換するDC/DC コン
バータが用いられている。車両等に用いられるこの種の
従来のDC/DC コンバータを図４に示して説明する。
【０００３】パンタグラフ１は給電された架線から直流
電圧Ｅd1を受電し、リアクトル２、サイリスタ（又はＧ
ＴＯ）３を介してコンデンサ４を充電する。コンデンサ
４に充電された直流電圧Ｅd1はスイッチ素子５〜８で成
るインバータ回路９に加えられ、極性が交互に反転する
矩形波の交番電圧Ｅa1に変換され変圧器10の一次巻線に
入力される。変圧器10の二次巻線に誘起する交流電圧Ｅ
a2は、ダイオード11〜14で成る整流器15により全波整流
され、リアクトル16とコンデンサ17で成るフィルター18
を介して平滑された第２の直流電圧Ｅd2として出力され
る。
電圧Ｅd1を受電し、リアクトル２、サイリスタ（又はＧ
ＴＯ）３を介してコンデンサ４を充電する。コンデンサ
４に充電された直流電圧Ｅd1はスイッチ素子５〜８で成
るインバータ回路９に加えられ、極性が交互に反転する
矩形波の交番電圧Ｅa1に変換され変圧器10の一次巻線に
入力される。変圧器10の二次巻線に誘起する交流電圧Ｅ
a2は、ダイオード11〜14で成る整流器15により全波整流
され、リアクトル16とコンデンサ17で成るフィルター18
を介して平滑された第２の直流電圧Ｅd2として出力され
る。
【０００４】インバータ回路９の制御は次のように行わ
れる。電圧制御部20は、電圧検出器19を介し絶縁して検
出される第２の直流電圧Ｅd2と電圧基準Ｅr とを比較
し、その電圧偏差ΔＥを減少させゼロになるように電圧
制御信号Ｖc を出力する。この電圧制御信号Ｖc は比較
器24に入力され、図５に示すように、変調信号発生部29
から出力される一定周期Ｔ1 の鋸歯状波の変調信号Ｃa
と比較されパルス幅変調されたＰＷＭ制御信号Ｐ1 とし
て出力される。また、変調信号発生部29は、変調信号Ｃ
a に同期して一定周期Ｔ1 毎に幅の狭いパルス状の同期
信号Ｃp を出力し、フリップフロップ25は同期信号Ｃp
が入力される度に論理値の反転する信号Ｇa を出力す
る。また、信号Ｇa と反対の論理値の信号Ｇb を出力す
る。従って、信号Ｇa Ｇb は変調信号Ｃa の周期Ｔ1 の
２倍の周期の信号となり、半周期Ｔ1 毎に交互にアクテ
ィブとなる。ＰＷＭ制御信号Ｐ1 はアンド回路26と27に
入力され、フリップフロップ25から出力される上記信号
Ｇa Ｇb により、半周期Ｔ1 毎に交互にＰＷＭ制御信号
Ｄa Ｄb として出力され、駆動回路28を介してスイッチ
素子5,8 とスイッチ素子6,7 に交互にオンさせる。この
ように、インバータ回路９から出力される交番電圧Ｅa1
は、その半周期Ｔ1 における給電の時間が調節され、第
２の直流電圧Ｅd2を所望の値に制御する。
れる。電圧制御部20は、電圧検出器19を介し絶縁して検
出される第２の直流電圧Ｅd2と電圧基準Ｅr とを比較
し、その電圧偏差ΔＥを減少させゼロになるように電圧
制御信号Ｖc を出力する。この電圧制御信号Ｖc は比較
器24に入力され、図５に示すように、変調信号発生部29
から出力される一定周期Ｔ1 の鋸歯状波の変調信号Ｃa
と比較されパルス幅変調されたＰＷＭ制御信号Ｐ1 とし
て出力される。また、変調信号発生部29は、変調信号Ｃ
a に同期して一定周期Ｔ1 毎に幅の狭いパルス状の同期
信号Ｃp を出力し、フリップフロップ25は同期信号Ｃp
が入力される度に論理値の反転する信号Ｇa を出力す
る。また、信号Ｇa と反対の論理値の信号Ｇb を出力す
る。従って、信号Ｇa Ｇb は変調信号Ｃa の周期Ｔ1 の
２倍の周期の信号となり、半周期Ｔ1 毎に交互にアクテ
ィブとなる。ＰＷＭ制御信号Ｐ1 はアンド回路26と27に
入力され、フリップフロップ25から出力される上記信号
Ｇa Ｇb により、半周期Ｔ1 毎に交互にＰＷＭ制御信号
Ｄa Ｄb として出力され、駆動回路28を介してスイッチ
素子5,8 とスイッチ素子6,7 に交互にオンさせる。この
ように、インバータ回路９から出力される交番電圧Ｅa1
は、その半周期Ｔ1 における給電の時間が調節され、第
２の直流電圧Ｅd2を所望の値に制御する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来の装
置では、軽負荷時に電圧制御信号Ｖc の値が小さくなり
ノイズの影響を大きく受けるようになって出力電圧が高
くなる跳ね上がり現象があり、間欠発振を起こし不安定
になる場合がある。又、不安定現象を防止するために電
圧制御の制御応答を遅く設定しなければならず、通常の
電圧制御の制御応答も遅くという問題がある。
置では、軽負荷時に電圧制御信号Ｖc の値が小さくなり
ノイズの影響を大きく受けるようになって出力電圧が高
くなる跳ね上がり現象があり、間欠発振を起こし不安定
になる場合がある。又、不安定現象を防止するために電
圧制御の制御応答を遅く設定しなければならず、通常の
電圧制御の制御応答も遅くという問題がある。
【０００６】本発明は、上記問題を解決しようとしてな
されたもので、その目的とするところは、不安定現象を
防止すると共に、電圧制御の制御応答を良くすることの
できるDC/DC コンバータを提供することにある。
されたもので、その目的とするところは、不安定現象を
防止すると共に、電圧制御の制御応答を良くすることの
できるDC/DC コンバータを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、直流電圧を矩形波の交番電圧に変換し変
圧器の一次巻線に与えるインバータと、前記変圧器の二
次巻線から出力される交番電圧を第２の直流電圧に変換
する整流器と、前記第２の直流電圧を平滑するフィルタ
ー回路と、電圧基準と前記第２の直流電圧との偏差を減
少させるように制御信号を出力する電圧制御部と、前記
変圧器の一次巻線に流れる電流の瞬時値により前記制御
信号を補正する補正手段と、補正された制御信号と変調
信号とを比較して前記矩形波の幅を調節するように前記
インバータの駆動信号を出力するパルス幅変調手段を備
える。
に、本発明は、直流電圧を矩形波の交番電圧に変換し変
圧器の一次巻線に与えるインバータと、前記変圧器の二
次巻線から出力される交番電圧を第２の直流電圧に変換
する整流器と、前記第２の直流電圧を平滑するフィルタ
ー回路と、電圧基準と前記第２の直流電圧との偏差を減
少させるように制御信号を出力する電圧制御部と、前記
変圧器の一次巻線に流れる電流の瞬時値により前記制御
信号を補正する補正手段と、補正された制御信号と変調
信号とを比較して前記矩形波の幅を調節するように前記
インバータの駆動信号を出力するパルス幅変調手段を備
える。
【０００８】更に、前記補正手段は、前記変圧器の一次
巻線に流れる電流の瞬時値の絶対値を求め、前記制御信
号から該電流の瞬時値の絶対値を減じて補正された制御
信号を得る演算手段を備える。
巻線に流れる電流の瞬時値の絶対値を求め、前記制御信
号から該電流の瞬時値の絶対値を減じて補正された制御
信号を得る演算手段を備える。
【０００９】更に、前記補正手段の動作応答時間は、前
記変調信号の周期より遅く、且つ前記電圧制御部の動作
応答時間より早く設定する。更に、変調信号の周期毎に
前記変圧器の一次巻線に流れる電流のピーク値を保持
し、該ピーク値に対応する電圧補正信号を出力する手段
と、この電圧補正信号により前記電圧基準を補正する手
段を備え、出力電流に応じて前記第２の直流電圧を低減
させ垂下特性を持たせる。
記変調信号の周期より遅く、且つ前記電圧制御部の動作
応答時間より早く設定する。更に、変調信号の周期毎に
前記変圧器の一次巻線に流れる電流のピーク値を保持
し、該ピーク値に対応する電圧補正信号を出力する手段
と、この電圧補正信号により前記電圧基準を補正する手
段を備え、出力電流に応じて前記第２の直流電圧を低減
させ垂下特性を持たせる。
【００１０】
【作用】上記構成において、電圧制御部は、電圧基準と
第２の直流電圧との偏差を減少させるように制御信号を
出力し、パルス幅変調手段は、制御信号と変調信号とを
比較してインバータの駆動信号を出力し、インバータ
は、直流電圧を矩形波の交番電圧に変換し変圧器の一次
巻線に与え、二次巻線から出力される交番電圧を整流器
で整流してフィルター回路を介して平滑された第２の直
流電圧として出力する。この場合、補正手段は、変圧器
の一次巻線に流れる電流の瞬時値により前記制御信号を
補正し、パルス幅変調手段は、補正された制御信号と変
調信号とを比較して前記矩形波の幅を調節するようにイ
ンバータの駆動信号を出力し、変圧器の一次巻線に流れ
る電流の瞬時値により電圧制御の安定化を図る。
第２の直流電圧との偏差を減少させるように制御信号を
出力し、パルス幅変調手段は、制御信号と変調信号とを
比較してインバータの駆動信号を出力し、インバータ
は、直流電圧を矩形波の交番電圧に変換し変圧器の一次
巻線に与え、二次巻線から出力される交番電圧を整流器
で整流してフィルター回路を介して平滑された第２の直
流電圧として出力する。この場合、補正手段は、変圧器
の一次巻線に流れる電流の瞬時値により前記制御信号を
補正し、パルス幅変調手段は、補正された制御信号と変
調信号とを比較して前記矩形波の幅を調節するようにイ
ンバータの駆動信号を出力し、変圧器の一次巻線に流れ
る電流の瞬時値により電圧制御の安定化を図る。
【００１１】更に、前記補正手段は、演算手段により、
前記変圧器の一次巻線に流れる電流の瞬時値の絶対値を
求め、前記制御信号から該電流の瞬時値の絶対値を減じ
て補正された制御信号を得る。
前記変圧器の一次巻線に流れる電流の瞬時値の絶対値を
求め、前記制御信号から該電流の瞬時値の絶対値を減じ
て補正された制御信号を得る。
【００１２】更に、前記補正手段の動作応答時間は、前
記変調信号の周期より遅く、且つ前記電圧制御部の動作
応答時間より早く設定することにより、安定した電圧制
御を行わせることが可能となり、電圧制御部の制御応答
時間を従来より短くすることが可能となる。
記変調信号の周期より遅く、且つ前記電圧制御部の動作
応答時間より早く設定することにより、安定した電圧制
御を行わせることが可能となり、電圧制御部の制御応答
時間を従来より短くすることが可能となる。
【００１３】更に、前記変圧器の一次巻線に流れる電流
のピーク値により電圧基準を補正し、出力電流に応じて
第２の直流電圧を低減させ垂下特性を持たせることによ
り、電圧制御が安定すると共に、複数のDC/DC コンバー
タを並列運転するとき、負荷電流を自動的にバランスさ
せることが可能となる。
のピーク値により電圧基準を補正し、出力電流に応じて
第２の直流電圧を低減させ垂下特性を持たせることによ
り、電圧制御が安定すると共に、複数のDC/DC コンバー
タを並列運転するとき、負荷電流を自動的にバランスさ
せることが可能となる。
【００１４】
【実施例】本発明の請求項１、２、に対応する実施例を
図１に示す。図１において、30は変圧器10の一次巻線に
流れる交流電流の瞬時値ｉa1を検出する電流検出器、31
は検出された交流電流ｉa1を絶対値の信号ｉa1a に変換
する信号変換部、32は電圧制御部20から出力される制御
信号Ｖc から絶対値の信号ｉa1a を減じ、補正した制御
信号Ｖc1を出力する演算器である。比較器24は補正した
制御信号Ｖc1と変調信号Ｃa を比較してＰＷＭ制御信号
Ｐ1 を出力する。その他は従来（図５）と同様なので同
じ符号を付けて説明は省略する。
図１に示す。図１において、30は変圧器10の一次巻線に
流れる交流電流の瞬時値ｉa1を検出する電流検出器、31
は検出された交流電流ｉa1を絶対値の信号ｉa1a に変換
する信号変換部、32は電圧制御部20から出力される制御
信号Ｖc から絶対値の信号ｉa1a を減じ、補正した制御
信号Ｖc1を出力する演算器である。比較器24は補正した
制御信号Ｖc1と変調信号Ｃa を比較してＰＷＭ制御信号
Ｐ1 を出力する。その他は従来（図５）と同様なので同
じ符号を付けて説明は省略する。
【００１５】このように、電圧制御ループのマイナール
ープとして電流の瞬時値による電圧制御の制御信号Ｖc
を補正するループを形成する。上記構成において、電圧
制御部20は電圧基準Ｅr と電圧検出器19を介して検出さ
れる第２の直流電圧Ｅd2とを比較して、その偏差を減少
させるように制御信号Ｖc を出力し、従来と同様にＰＷ
Ｍ制御信号Ｄa Ｄb を出力し、駆動回路28を介してスイ
ッチ素子5,8 とスイッチ素子6,7 を交互にオンさせ、イ
ンバータ回路９から交番電圧Ｅa1を出力させ、その半周
期Ｔ1 における給電の時間を調節して第２の直流電圧Ｅ
d2を電圧基準Ｅr の値に制御する。
ープとして電流の瞬時値による電圧制御の制御信号Ｖc
を補正するループを形成する。上記構成において、電圧
制御部20は電圧基準Ｅr と電圧検出器19を介して検出さ
れる第２の直流電圧Ｅd2とを比較して、その偏差を減少
させるように制御信号Ｖc を出力し、従来と同様にＰＷ
Ｍ制御信号Ｄa Ｄb を出力し、駆動回路28を介してスイ
ッチ素子5,8 とスイッチ素子6,7 を交互にオンさせ、イ
ンバータ回路９から交番電圧Ｅa1を出力させ、その半周
期Ｔ1 における給電の時間を調節して第２の直流電圧Ｅ
d2を電圧基準Ｅr の値に制御する。
【００１６】本実施例の場合、交番電圧Ｅa1の出力によ
り変圧器10の一次巻線に電流ｉa1が流れると、電流検出
器30を介して該電流ｉa1が検出され、図２に示すよう
に、信号変換部31から交流電流ｉa1の絶対値の信号ｉa1
a が出力され、演算器32により制御信号Ｖc から絶対値
の信号ｉa1a が減じられて補正された制御信号Ｖc1が出
力される。そしてこの補正された制御信号Ｖc1と鋸歯状
波の変調信号Ｃa が比較されＰＷＭ制御信号Ｐ1 が生成
される。
り変圧器10の一次巻線に電流ｉa1が流れると、電流検出
器30を介して該電流ｉa1が検出され、図２に示すよう
に、信号変換部31から交流電流ｉa1の絶対値の信号ｉa1
a が出力され、演算器32により制御信号Ｖc から絶対値
の信号ｉa1a が減じられて補正された制御信号Ｖc1が出
力される。そしてこの補正された制御信号Ｖc1と鋸歯状
波の変調信号Ｃa が比較されＰＷＭ制御信号Ｐ1 が生成
される。
【００１７】このように、補正された制御信号Ｖc1は信
号ｉa1a で補正することにより電流変化の度合いに応じ
た変化率で変化する信号となり、軽負荷時においてもあ
る程度の大きさを伴った信号となる。従って、軽負荷時
においてノイズの影響によりパルス幅が変化する度合い
が少なくなり、出力電圧の跳ね上がり現象が抑制され、
間欠発振等の不安定現象はなくなる。
号ｉa1a で補正することにより電流変化の度合いに応じ
た変化率で変化する信号となり、軽負荷時においてもあ
る程度の大きさを伴った信号となる。従って、軽負荷時
においてノイズの影響によりパルス幅が変化する度合い
が少なくなり、出力電圧の跳ね上がり現象が抑制され、
間欠発振等の不安定現象はなくなる。
【００１８】また、電流検出器30、信号変換部31、演算
器32で成る補正手段の動作応答時間は、変調信号発生部
29から出力される鋸歯状波の変調信号Ｃa の周期Ｔ1 よ
り遅く、且つ電圧制御部20の動作応答時間より早く設定
することにより、不安定現象を防止することが可能とな
り、電圧制御部20の動作応答時間を従来より短く設定し
ても安定に制御することが可能となる。（請求項３） 本発明の請求項４に対応する実施例を図３に示す。図３
(a) は本実施例の要部構成を示したもので、33は信号変
換部31から出力される交流電流瞬時値ｉa1の絶対値の信
号ｉa1a の最大値を保持し保持された最大値に対応した
電圧補正信号Ｖcmp を出力するピークホールド回路、34
は電圧基準Ｅr から上記電圧補正信号Ｖcmp を減じる演
算器である。その他は図１と同じものである。
器32で成る補正手段の動作応答時間は、変調信号発生部
29から出力される鋸歯状波の変調信号Ｃa の周期Ｔ1 よ
り遅く、且つ電圧制御部20の動作応答時間より早く設定
することにより、不安定現象を防止することが可能とな
り、電圧制御部20の動作応答時間を従来より短く設定し
ても安定に制御することが可能となる。（請求項３） 本発明の請求項４に対応する実施例を図３に示す。図３
(a) は本実施例の要部構成を示したもので、33は信号変
換部31から出力される交流電流瞬時値ｉa1の絶対値の信
号ｉa1a の最大値を保持し保持された最大値に対応した
電圧補正信号Ｖcmp を出力するピークホールド回路、34
は電圧基準Ｅr から上記電圧補正信号Ｖcmp を減じる演
算器である。その他は図１と同じものである。
【００１９】上記構成において、第２の直流電圧Ｅd2が
給電される負荷の電流が増減すると、変圧器10の一次巻
線の電流ｉa1が増減し、信号変換部31から負荷電流の増
減に対応した交流電流瞬時値ｉa1の絶対値の信号ｉa1a
が出力される。この信号ｉa1a は演算器32に入力され、
制御信号Ｖc を補正すると共に、ピークホールド回路33
に入力され信号ｉa1a の最大値を保持し最大値に対応し
た電圧補正信号Ｖcmpを出力する。演算器34は電圧基準
Ｅr から上記電圧補正信号Ｖcmp を減じて補正された電
圧基準Ｅr1を出力し、電圧制御部20はこの電圧基準Ｅr1
と出力電圧（第２の直流電圧）Ｅd2とを比較して、その
偏差を減少させるように制御信号Ｖc を出力する。ピー
クホールド回路33から出力される電圧補正信号Ｖcmp は
負荷電流の増減に対応して増減するので、補正された電
圧基準Ｅr1は負荷電流が増加すると減少するように補正
される。
給電される負荷の電流が増減すると、変圧器10の一次巻
線の電流ｉa1が増減し、信号変換部31から負荷電流の増
減に対応した交流電流瞬時値ｉa1の絶対値の信号ｉa1a
が出力される。この信号ｉa1a は演算器32に入力され、
制御信号Ｖc を補正すると共に、ピークホールド回路33
に入力され信号ｉa1a の最大値を保持し最大値に対応し
た電圧補正信号Ｖcmpを出力する。演算器34は電圧基準
Ｅr から上記電圧補正信号Ｖcmp を減じて補正された電
圧基準Ｅr1を出力し、電圧制御部20はこの電圧基準Ｅr1
と出力電圧（第２の直流電圧）Ｅd2とを比較して、その
偏差を減少させるように制御信号Ｖc を出力する。ピー
クホールド回路33から出力される電圧補正信号Ｖcmp は
負荷電流の増減に対応して増減するので、補正された電
圧基準Ｅr1は負荷電流が増加すると減少するように補正
される。
【００２０】従って、図３(b) に示すように、負荷電流
の増加に比例して第２の直流電圧Ｅd2が低減する垂下特
性を持たせることができ、更に安定した電圧制御を行う
ことができる。また、この実施例によれば、複数台のDC
/DC コンバータを並列運転させるとき、自動的に負荷電
流のバランスを保つように制御することが可能となる。
の増加に比例して第２の直流電圧Ｅd2が低減する垂下特
性を持たせることができ、更に安定した電圧制御を行う
ことができる。また、この実施例によれば、複数台のDC
/DC コンバータを並列運転させるとき、自動的に負荷電
流のバランスを保つように制御することが可能となる。
【００２１】
【発明の効果】発明によれば、直流電源からＰＷＭ制御
により矩形波の交番電圧を得、変圧器を介して整流し、
平滑した第２の直流電圧を出力する場合、軽負荷時の間
欠発振や跳ね上がり現象を抑制し安定した電圧制御を行
うことができ、また、電圧制御の応答特性を改善したDC
/DC コンバータを提供することができる。
により矩形波の交番電圧を得、変圧器を介して整流し、
平滑した第２の直流電圧を出力する場合、軽負荷時の間
欠発振や跳ね上がり現象を抑制し安定した電圧制御を行
うことができ、また、電圧制御の応答特性を改善したDC
/DC コンバータを提供することができる。
【図１】本発明の請求項１、２に対応する実施例の構成
図。
図。
【図２】上記実施例の動作を説明するためのタイミング
図。
図。
【図３】本発明の請求項４に対応する実施例を示す図
で、(a) はその要部構成図、(b) はその負荷電流に対す
る出力電圧の特製図。
で、(a) はその要部構成図、(b) はその負荷電流に対す
る出力電圧の特製図。
【図４】従来装置の構成図。
【図５】従来装置の動作を説明するためのタイミング
図。
図。
１…パンタグラフ ２…リアクトル ３…サイリスタ ４…コンデンサ ５〜８…自己消弧形スイッチ素子 １０…トランス １１〜１４…ダイオード １５…整流器 １６…リアクトル １７…コンデン
サ １８…フィルター １９…電圧検出
器 ２０…電圧制御部 ２４…比較器 ２５…フリップフロップ ２６，２７…ア
ンド回路 ２８…ゲート駆動回路 ２９…変調信号
（鋸歯状波）発生部 ３０…電流検出器 ３１…信号変換
部 ３２…演算器 ３３…ピークホ
ールド回路 ３４…演算器
サ １８…フィルター １９…電圧検出
器 ２０…電圧制御部 ２４…比較器 ２５…フリップフロップ ２６，２７…ア
ンド回路 ２８…ゲート駆動回路 ２９…変調信号
（鋸歯状波）発生部 ３０…電流検出器 ３１…信号変換
部 ３２…演算器 ３３…ピークホ
ールド回路 ３４…演算器
Claims (4)
- 【請求項１】直流電圧を矩形波の交番電圧に変換し変圧
器の一次巻線に与えるインバータと、前記変圧器の二次
巻線から出力される交番電圧を第２の直流電圧に変換す
る整流器と、前記第２の直流電圧を平滑するフィルター
回路と、電圧基準と前記第２の直流電圧との偏差を減少
させるように制御信号を出力する電圧制御部と、前記変
圧器の一次巻線に流れる電流の瞬時値により前記制御信
号を補正する補正手段と、補正された制御信号と変調信
号とを比較して前記矩形波の幅を調節するように前記イ
ンバータの駆動信号を出力するパルス幅変調手段を備
え、前記変圧器の一次巻線に流れる電流の瞬時値により
電圧制御の安定化を図ることを特徴とするDC/DC コンバ
ータ。 - 【請求項２】請求項１に記載のDC/DC コンバータおい
て、前記補正手段は、前記変圧器の一次巻線に流れる電
流の瞬時値の絶対値を求め、前記制御信号から該電流の
瞬時値の絶対値を減じて補正された制御信号を得る演算
手段を備えることを特徴とするDC/DC コンバータ。 - 【請求項３】請求項１に記載のDC/DC コンバータおい
て、前記補正手段の動作応答時間は、前記パルス幅変調
信号の周期より遅く、且つ前記電圧制御部の動作応答時
間より早く設定することを特徴とするDC/DC コンバー
タ。 - 【請求項４】請求項１に記載のDC/DC コンバータおい
て、変調信号の周期毎に前記変圧器の一次巻線に流れる
電流のピーク値を保持し、該ピーク値に対応する電圧補
正信号を出力する手段と、この電圧補正信号により前記
電圧基準を補正する手段を備え、出力電流に応じて前記
第２の直流電圧を低減させ垂下特性を持たせることを特
徴とするDC/DC コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06325995A JP3328094B2 (ja) | 1995-03-23 | 1995-03-23 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06325995A JP3328094B2 (ja) | 1995-03-23 | 1995-03-23 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08266045A true JPH08266045A (ja) | 1996-10-11 |
| JP3328094B2 JP3328094B2 (ja) | 2002-09-24 |
Family
ID=13224104
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06325995A Expired - Lifetime JP3328094B2 (ja) | 1995-03-23 | 1995-03-23 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3328094B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007512798A (ja) * | 2003-11-21 | 2007-05-17 | フェアーチャイルド セミコンダクター コーポレイション | 制御を改善した電力変換装置 |
| JP2008043143A (ja) * | 2006-08-09 | 2008-02-21 | Ricoh Co Ltd | スイッチング電源回路 |
| WO2013132727A1 (ja) * | 2012-03-05 | 2013-09-12 | 富士電機株式会社 | 直流－直流変換装置 |
| WO2013132726A1 (ja) * | 2012-03-05 | 2013-09-12 | 富士電機株式会社 | 直流－直流変換装置 |
-
1995
- 1995-03-23 JP JP06325995A patent/JP3328094B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| WO2013132726A1 (ja) * | 2012-03-05 | 2013-09-12 | 富士電機株式会社 | 直流－直流変換装置 |
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| JPWO2013132727A1 (ja) * | 2012-03-05 | 2015-07-30 | 富士電機株式会社 | 直流−直流変換装置 |
| JPWO2013132726A1 (ja) * | 2012-03-05 | 2015-07-30 | 富士電機株式会社 | 直流−直流変換装置 |
| US9350255B2 (en) | 2012-03-05 | 2016-05-24 | Fuji Electric Co., Ltd. | DC-DC conversion device including pulse width modulation control |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3328094B2 (ja) | 2002-09-24 |
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